Diseño Con Transistores

CONTENIDO DE LA CARPETA PARA PROCESO DE ACREDITACIÓN SATCA1 Pág.

Ubicación del Curso en el Programa ……………………... 3 Copia de la Retícula con la Materia Resultada en Color …………………….

Datos de la asignatura Contenido completo de la materia………………………………………... ….

4

Titulares de la Materia Listado de Catedráticos que imparten la materia……………………………..

17

Temario Unidad 1: Amplificadores Amplificadores multietapa. 1.1.

1.2.

1.3.

21

Análisis con BJT………………………………………………………………

21

1.1.1.

Introducción al análisis con BJT. . ……………………………….. . 21

1.1.2.

Principio de Superposición………………………………………...

23

1.1.3.

Nomenclatura………………………………………………………

24

1.1.4.

Recta de Carga Estática…………………………………………….

25

1.1.5.

Recta de Carga Dinámica…………………………………………..

27

Análisis con JFET……………………………………………………………..

29

1.2.1.

Estructura y características del JFET …………………………………….. 30

1.2.2.

Análisis de la polarización del JFET ……………………………………

32

1.2.3.

Ejemplos de Polarización del JFET………………………………..

38

1.2.4.

Modelo de señal del JFET………………………………………….

41

1.2.5

Amplificador en fuente común……………………………………..

42

Análisis de circuitos mixtos (BJT y JFET)…………………………………… 44

1.3.1.

Tipos de acoplamiento……………………………………………..

44

1.3.2.

Acoplamiento directo………………………………………………

45

1.3.3.

Acoplamiento capacitivo…………………………………………... 46 49

Diseño con Transistores

Página 1

Unidad 2: Arreglos especiales. 2.1.

Darlington…………………………………………………………………….

49

2.1.1.

Características……………………………………………………...

49

2.1.2.

Desventajas…………………………………………………………

49

2.1.3.

Darlington Complementario………………………………………..

50

2.1.4.

Configuración Darlington en Colector Común……………………. 50

2.1.4.1 2.2.

Fórmulas para el cálculo del Darlington………………… 51

Amplificador Diferencial……………………………………………………. 52 2.2.1.

Configuración Básica………………………………………………

2.2.2

Análisis en Corriente Directa (C.D)……………………………….. 53

2.2.3.

3 Causas por las que el voltaje de salida entre colectores no sea 54

52

cero (0)

2.2.4

Análisis en Corriente Alterna (C.A)……………………………….. 55

2.2.5.

Ganancia en Modo Común (Av.(MC))………………………………

2.2.6.

Ganancia en Modo Diferencial (Av.(MD))………………………….. 56

2.2.7.

Características del Amplificador Diferencial……………………… 56

56

2.3.

Amplificador Diferencial Espejo de Corriente…………………………….. 57

2.4.

Amplificador Diferencial con Fuente de Corriente……………………….. 58 2.4.1.

Ventajas…………………………………………………………….

59

2.4.2.

Desventajas…………………………………………………………

59

2.5

Carga Activa………………………………………………………………….

60

2.6

Amplificador sintonizado………………………………………………….... 61 2.6.1.

Circuito Equivalente para C.D……………………………………..

61

Recta de Carga para C.D……………………………….

62

Circuito Equivalente para C.A…………………………………….

63

2.6.1.1. 2.6.2.

Recta de Carga para C.A………………………………..

63

2.6.3.

Frecuencia de Resonancia (Fr )……………………………………..

64

2.6.4

Factor de Calidad (Q)………………………………………………

65

2.6.5

Ancho de Banda (Bw) …………………………………………….. 65

2.6.2.1.

67


Página 2

Unidad 3: Respuesta a la frecuencia. 3.1.

Respuesta en baja y alta frecuencia del amplificador BJT. ………………………….

67

3.1.1.

Respuesta en Frecuencia de un Amplificador. ……………………

67

3.1.2.

Respuesta de un amplificador de alterna. …………………………

67

3.1.2.1.

Frecuencias de corte. ………………………………………..

68

3.1.2.2.

Banda media. ………………………………………………… 69

3.1.2.3

Fuera de las frecuencias medias. …………………………….. 69

3.1.3.

Respuesta de un amplificador de continua. ……………………………… 71

3.1.4.

Ganancia de tensión en decibelios. ………………………………………

3.1.5.

Diagrama de Bode. ………………………………………………………. 74

3.1.6.

3.2.

72

3.1.5.1

Octavas. ……………………………………………………… 75

3.1.5.2.

Décadas. ……………………………………………………... 75

3.1.5.3.

Circuito RC de desacoplo …………………………………….

3.1.5.4.

Condensador de acoplo a la Entrada …………………………. 77

3.1.5.5.

Condensador de acoplo a la salida. …………………………..

3.1.5.6.

………………………... 78 Condensador de desacoplo de emisor ………………………...

……………………………………………………….. Teorema de Miller ………………………………………………………..

76 77 80

3.1.6.1.

Condensador de realimentación. …………………………….. 80

3.1.6.2.

Conversión del condensador de realimentación. …………….. 80

3.1.6.3.

Circuito de desacoplo de colector. …...………………………

3.1.6.4.

Circuito de desacoplo de la base. ……………………………. 82

81

Respuesta en baja y alta frecuencia del amplificador JFET. ………………………… 83

3.2.1.

Formulas. ………………………………………………………………… 84

Unidad 4: Amplificadores Amplificadores Retroalimentados Retroalimentados…………………………….. 85 4.1.

Configuración General………………………………………………………... 85 Ganancia de Lazo Cerrado…………………………………………

85

Topologías de retroalimentación. …………………………………………….

86

4.2.1

Topología Serie-Paralelo…………………………………………..

87

4.2.2

Topología Paralelo-Serie…………………………………………..

87

4.2.3

Topología Serie-Serie………………………………………………

88

4.1.1 4.2.


Página 3

Topología Paralelo-Paralelo……………………………………….

88

4.3.

Efectos de la retroalimentación……………………………………………….

89

4.4

Tipos de retroalimentación……………………………………………………

89

4.4.1

Retroalimentación Negativa……………………………………….

89

4.4.2

Retroalimentación Positiva………………………………………… 89

4.2.4

4.5.

Respuesta en frecuencia. ……………………………………………………... 90

4.6.

Ejemplo de Amplificador Retroalimentado…………………………………... 91

Unidad 5: Amplificadores de potencia. ……………………………………. 95 5.1

5.2.

5.3

Conceptos básicos y aplicación. ……………………………………………… 95

5.1.1.

Clasificación de los amplificadores de potencia…………………...

95

5.1.2.

Relaciones básicas en los amplificadores de potencia……………..

96

5.1.3.

El amplificador clase A. …………………………………………..

98

Análisis de expresiones de potencia y eficiencia. …………………………………… 100

5.2.1.

Análisis del amplificador Clase A. ………………………………………

5.2.2.

Análisis del amplificador Clase B. ………………………………………. 105

104

Análisis de efecto térmico y distorsión. ……………………………………… 109

5.3.1.

Análisis térmico. ………………………………………………….. 109

5.3.2.

Distorsión. ……………………………………………………………….. 111

5.3.3.

Distorsiones medibles……………………………………………… 113

5.3.4.

Distorsiones temporales. TIM (SID). …………………………….

115

5.3.5.

Distorsiones térmicas. …………………………………………….

116

5.3.6.

Mecanismos de audición. ………………………………………………..

117

5.3.7.

Efectos de la distorsión: tipos de componente…………………….. 117

5.4

Análisis y diseño de amplificadores de potencia. ……………………………………

5.5

Efectos de ruido………………………………………………………………. 119

118

5.5.1.

Ruido aleatorio. …………………………………………………… 119

5.5.2.

Ruido periódico. …………………………………………………………. 120


Página 4

Practicas 1

Amplificador multietapa……………………………………………………… 121

2

Amplificadores en cascada……………………………………………………. 126

3

Amplificador sintonizado……………………………………………………... 134

4

Amplificador Diferencial espejo de corriente …………………………………… . 141

5

Respuesta a la frecuencia en baja BJT………………………………………………. 147

6

Respuesta a la frecuencia en baja JFET ……………………………………………..

152

7

Respuesta a la frecuencia en alta BJT ………………………………………………..

156

8

Respuesta a la frecuencia en alta JFET ……………………………………………… 162

9

Amplificadores retroalimentados ……………………………………………………. 168

10

Amplificadores de potencia puch-pull ……………………………………………….

11

Amplificador con preamplificador …………………………………………… 178

12

Proyecto Final………………………………………………………………… 182

173

Criterios de evaluación hacia el alumno 1

Se tomaron en cuenta para la evaluación, tareas, asistencias, participación en clase, Investigaciones, exámenes (2)

186

Reactivos o Exámenes Expuestos 1

Primer Examen………………………………………………………………...

187

2

Segundo Examen……………………………………………………………...

192


Página 5


Página 6

1.- DATOS DE LA ASIGNATURA Nombre de la asignatura: Diseño con Transistores Carrera: Ingeniería Electrónica Clave de la asignatura: ETF-1013 SATCA1 3-2-5

2.- PRESENTACIÓN Caracterización de la asignatura. Esta asignatura corresponde al bloque de diseño de ingeniería, es una materia fundamental para la formación integral de los estudiantes dado que propicia el uso de: equipo de mediciones eléctricas, manuales de fabricantes de dispositivos electrónicos, y software de diseño, comprende la solución problemas complejos, desarrolla habilidades de: pensamiento lógico, creativo, y actitud para trabajar en equipo; aplica las tecnologías de la información y de la comunicación para la adquisición y procesamiento de información de manera natural, permanente y eficiente. Aporta al perfil del ingeniero en electrónica los conocimientos, las habilidades y las actitudes para diseñar, simular, construir y analizar la respuesta en el dominio de la frecuencia de circuitos electrónicos analógicos basados en amplificadores con transistores bipolares y unipolares; en baja, media y alta frecuencia, en lazo abierto, lazo cerrado, y amplificadores de potencia, utilizando herramientas computacionales y equipo de laboratorio de mediciones eléctricas. La materia de diseño con transistores, desarrolla la habilidad para identificar problemas y realizar proyectos para su posible solución. Contribuye a desarrollar la habilidad para comunicarse con efectividad en forma oral y escrita así como participar en equipos de trabajo interdisciplinario. Está estructurada de tal manera que se aplican las teorías de análisis de circuitos eléctricos, las características eléctricas de las diferentes configuraciones de los transistores BJT y JFET, y de los diferentes circuitos de polarización, el modelo del cuadripolo equivalente para baja, media y alta frecuencia, los conocimientos y la comprensión del comportamiento a frecuencia media de circuitos amplificadores de pequeña señal. El análisis de circuitos Diseño con Transistores

Página 7

electrónicos utilizando software de simulación. El criterio de estabilidad de Bode para analizar la respuesta de un sistema en el dominio de la frecuencia. El manejo de equipo de mediciones eléctricas como osciloscopio, multímetro, generador de señales. En la primera unidad se diseñan y analizan circuitos amplificadores de varias etapas, para conocer y comprender su comportamiento a pequeña señal y frecuencia media. En la segunda unidad se analiza la operación y se determina la ganancia de amplificadores en arreglos especiales así mismo se identifica su aplicación. En la tercera unidad se analiza la respuesta en frecuencia de los amplificadores transistorizados. En la cuarta unidad se estudian los efectos del fenómeno de retroalimentación en los circuitos amplificadores, en baja y alta frecuencia. Finalmente, en la quinta unidad se analizan y diseñan amplificadores de potencia basados en dispositivos discretos.

Intención didáctica. El estudiante a través del conocimiento y comprensión de los conceptos más relevantes del comportamiento de los diferentes tipos de amplificadores basados en transistores de unión y de efecto de campo analiza circuitos electrónicos para la resolución de problemas de manera grupal e individual, el desarrollo de proyectos, y su exposición en plenaria ante el grupo, la simulación de los circuitos utilizando herramientas computacionales, y trabajo en equipo para la realización de prácticas en el laboratorio de electrónica para su comprobación a través de equipo de medición. Esto le permite adquirir los conocimientos para el diseño, análisis y aplicación de amplificadores así como las habilidades en el manejo de equipo electrónico, software, manuales de fabricante. Desarrolla la habilidad para identificar y resolver problemas, hacer experimentos y reportes de resultados de forma oral y escrita y hacer presentaciones utilizando las TICs para hacer presentaciones ante el grupo, al trabajo colaborativo al trabajar en equipo y hacerse responsable de su aprendizaje y a la práctica de los valores con respeto a la pluralidad y diversidad del grupo.


Página 8

El profesor debe ser un profesional que conozca la génesis del conocimiento de la electrónica, debe tener un conocimiento profundo de la electrónica, manejar herramientas computacionales, software de simulación de circuitos, equipo de prueba de laboratorio como multímetro, osciloscopio, generador de señales, identificar y conocer las aplicaciones de la electrónica en el contexto actual.

3.- COMPETENCIAS A DESARROLLAR Competencias específicas: 

Analizar, diseñar y construir circuitos amplificadores de múltiples etapas, configuraciones especiales, amplificadores sintonizados, amplificadores de lazo abierto y cerrado, así como amplificadores de potencia, para su aplicación en diferentes circuitos integrados lineales.



Analizar la respuesta a la frecuencia de los amplificadores basados en transistores bipolares y unipolares

Competencias genéricas: Competencias instrumentales 

Capacidad de análisis y síntesis.



Capacidad de organizar y planificar.



Conocimientos generales básicos y de la carrera.



Comunicación oral y escrita en su propia lengua.



Conocimiento de una segunda lengua.



Habilidades básicas de manejo de la computadora.



Habilidades de gestión de información (habilidad para buscar y analizar información proveniente de fuentes diversas).



Solución de problemas.



Toma de decisiones.

Competencias interpersonales 

Capacidad crítica y autocrítica.



Trabajo en equipo.



Habilidades interpersonales.


Página 9



Capacidad de trabajar en equipo interdisciplinario.



Capacidad de comunicarse con profesionales de otras áreas.



Compromiso ético.

Competencias sistémicas 

Capacidad de aplicar los conocimientos en la práctica.



Habilidades de investigación.



Capacidad de aprender.



Capacidad de adaptarse a nuevas situaciones.



Capacidad de generar nuevas ideas (creatividad).



Liderazgo.



Habilidad para trabajar en forma autónoma.



Capacidad para diseñar y gestionar proyectos.



Iniciativa y espíritu emprendedor.



Preocupación por la calidad.



Búsqueda del logro.

4.- HISTORIA DEL PROGRAMA Lugar y fecha de elaboración o revisión Instituto Tecnológico Superior de Irapuato del 24 al 28 de agosto de 2009. Representantes de los Institutos.

Participantes Tecnológicos de: Aguascalientes, Apizaco, Cajeme, Celaya, Chapala, Chihuahua, Ciudad Guzmán, Ciudad Juárez, Cosamaloapan, Cuautla, Culiacan, Durango, Ecatepec, Ensenada, Hermosillo, Irapuato, La Laguna, Lázaro Cárdenas, Lerdo, Lerma, Los Mochis, Matamoros, Mérida, Mexicali, Minatitlán, Nuevo Laredo, Orizaba, Piedras Negras, Reynosa, Salina Cruz, Saltillo, Sur De Guanajuato, Tantoyuca, Tijuana, Toluca, Tuxtepec, Veracruz y Xalapa

Evento Reunión Nacional de Diseño e Innovación Curricular para el Desarrollo y Formación de Competencias Profesionales de la Carrera de Ingeniería en Electrónica. Diseño con Transistores

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Lugar y fecha de elaboración o revisión Desarrollo de Programas en Competencias Profesionales por los Institutos Tecnológicos del 1 de septiembre al 15 de diciembre.

Participantes Academias de Ingeniería Electrónica de los Institutos Tecnológicos de: Chihuahua, Minatitlán, Tantoyuca, Hermosillo, Mexicali, Xalapa, Orizaba

Evento Elaboración del programa de Estudio propuesto en la Reunión Nacional de Diseño Curricular de la Carrera de Ingeniería Electrónica.

Lugar y fecha de elaboración o revisión Reunión Nacional de Consolidación del Diseño e Innovación Curricular para la Formación y Desarrollo de Competencias Profesionales del 25 al 29 de enero del 2010 en el Instituto Tecnológico de Mexicali.

Participantes Representantes de los Institutos Tecnológicos de: Aguascalientes, Apizaco, Cajeme, Celaya, Chapala, Chihuahua, Ciudad Guzmán, Ciudad Juárez, Cosamaloapan, Cuautla, Durango, Ecatepec, Ensenada, Hermosillo, Irapuato, La Laguna, Lázaro Cárdenas, Lerdo, Lerma, Los Mochis, Matamoros, Mérida, Mexicali, Minatitlán, Nuevo Laredo, Orizaba, Piedras Negras, Reynosa, Salina Cruz, Saltillo, Sur De Guanajuato, Tantoyuca, Toluca, Tuxtepec, Veracruz y Xalapa.

Evento Reunión Nacional de Consolidación de los Programas en Competencias Profesionales de la Carrera de Ingeniería Electrónica.


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5.- OBJETIVO GENERAL DEL CURSO Analizar, diseñar y construir circuitos amplificadores de múltiples etapas, configuraciones especiales, amplificadores sintonizados, amplificadores de lazo abierto y cerrado, así como amplificadores de potencia, para su aplicación en diferentes circuitos integrados lineales. Analizar la respuesta a la frecuencia de los amplificadores basados en transistores bipolares y unipolares.

6.- COMPETENCIAS PREVIAS 

Aplicar las técnicas de análisis de circuitos eléctricos.



Aplicar parámetros de redes de dos puertos.



Manejar equipo de medición.



Utilizar software de simulación.



Diseñar, analizar, simular y construir circuitos amplificadores de frecuencia media utilizando transistores bipolares y unipolares.



Obtener e interpretar Diagramas de Bode



Elaborar reportes de investigación.



Formular, evaluar y ejecutar proyectos de aplicación electrónica

7.- TEMARIO 1. Amplificadores multietapa. 1.1. Análisis con BJT. 1.2. Análisis con JFET. 1.3. Análisis de circuitos mixtos (BJT y JFET). 2. Arreglos especiales 2.1. Darlington. 2.2. Diferencial. 2.3. Cascode. 2.4. Amplificador sintonizado. 2.5. Espejo de corriente. 2.6. Fuente de corriente. 2.7. Carga Activa. Diseño con Transistores

Página 12

3. Respuesta a la frecuencia. 3.1. Respuesta en baja y alta frecuencia Del amplificador BJT. 3.2. Respuesta en baja y alta frecuencia del amplificador JFET. 3.3. Ganancia ancho de banda del amplificador. 3.4. Amplificador sintonizado 4. Amplificadores Retroalimentados. 4.1. Topologías de retroalimentación. 4.2. Efectos de la retroalimentación. 4.3. Respuesta en frecuencia. 5. Amplificadores de potencia 5.1. Conceptos básicos y aplicación. 5.2. Análisis de expresiones de potencia y eficiencia. 5.3. Análisis de efecto térmico y distorsión. 5.4. Análisis y diseño de amplificadores de potencia. 5.5. Efectos de ruido

8.- SUGERENCIAS DIDÁCTICAS 

Propiciar actividades de búsqueda, selección y análisis de información en distintas fuentes.



Propiciar el uso de las tecnologías de información y comunicación en el desarrollo de los contenidos de la asignatura.



Fomentar actividades grupales que propicien la comunicación, el intercambio argumentado de ideas, la reflexión, la integración y la colaboración de y entre los estudiantes.



Propiciar, en el estudiante, el desarrollo de actividades intelectuales de induccióndeducción y análisis-síntesis, las cuales lo encaminan hacia la investigación, la aplicación de conocimientos y la solución de problemas.



Llevar a cabo actividades prácticas que promuevan el desarrollo de habilidades para la experimentación, tales como: observación, identificación manejo y control de variables y datos relevantes, planteamiento de hipótesis, de trabajo en equipo.


Página 13



Desarrollar actividades de aprendizaje que propicien la aplicación de los conceptos, modelos y metodologías que se van aprendiendo en el desarrollo de la asignatura.



Propiciar el uso adecuado de conceptos y de terminología científico tecnológica.



Relacionar los contenidos de la asignatura con el cuidado del medio ambiente así como con las prácticas de una ingeniería bajo las premisas de la sustentabilidad.



Observar y analizar fenómenos y problemáticas propias del campo ocupacional.



Relacionar los contenidos de esta asignatura con las demás del plan de estudios para desarrollar una visión interdisciplinaria en el estudiante.

9.- SUGERENCIAS DE EVALUACIÓN 1. Reportes y actividades realizadas en el laboratorio. 2. Considerar la participación en las actividades programadas en la materia: 

Participación en clases.



Cumplimiento de tareas y ejercicios.



Exposición de temas.



Asistencia.



Participación en grupos de discusión.



Participación en congresos o concursos.



Solución de problemas.

3. Aplicar exámenes escritos considerando que no sea el factor decisivo para la acreditación del curso. 4. Evaluar el desarrollo de los proyectos. 5. Considerar el desempeño integral del alumno.


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10.- UNIDADES DE APRENDIZAJE Unidad 1: Amplificadores Multietapa. Competencia específica a desarrollar

Analizar, simular, diseñar y construir circuitos amplificadores multietapa basados en transistores bipolares, unipolares y mixtos. Actividades de Aprendizaje 

Buscar, seleccionar y analizar información en las distintas fuentes bibliográficas propuestas; sobre el comportamiento, la estructura y aplicación de amplificadores multietapa con BJT, FET y mixtos.



En pequeños grupos analizar la información y reflexionar sobre el funcionamiento y aplicación de los amplificadores multietapa.



Hacer un reporte de investigación de manera escrita, que contenga circuitos, conceptos, ecuaciones y al final elaborar un mapa conceptual a manera de resumen.



Calcular la ganancia de amplificadores multietapa, de manera individual y por equipo, comparar los resultados de éstos con un amplificador de una sola etapa.



Analizar un amplificador multietapa con acoplamiento directo.



Utilizar herramientas computacionales para simular el comportamiento de circuitos.



En equipo de trabajo comprobar en el laboratorio que el comportamiento de los circuitos multietapa sea de acuerdo al diseño y al resultado de la simulación.



Desarrollar sus actividades con honestidad, responsabilidad y respeto.



Hacer el reporte escrito de la práctica, esta deberá incorporar: los resultados de la simulación, diagramas, cuadros, gráficos de las señales de entrada y salida, y tablas de resultados, y conclusiones, para evidenciar las actividades realizadas por el equipo de trabajo.


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Unidad 2: Arreglos Especiales. Competencia específica a desarrollar

Arreglos especiales. Actividades de Aprendizaje 

Buscar, seleccionar y analizar información en las distintas fuentes bibliográficas propuestas; sobre la estructura, el comportamiento y aplicación de amplificadores en arreglos especiales.



Analizar la información en grupos pequeños y presentar los resultados del análisis en plenaria utilizando recursos computacionales.



Simular el comportamiento de circuitos amplificadores en configuraciones especiales, y amplificador sintonizado.



En el laboratorio de electrónica construirá circuitos amplificadores de diferentes tipos, para observar el comportamiento de los circuitos amplificadores en configuraciones especiales, y amplificador sintonizado.




Unidad 3: Repuesta a la Frecuencia del Amplificador. Competencia específica a desarrollar

Repuesta a La Frecuencia Del Amplificador. Actividades de Aprendizaje 

Buscar, seleccionar y analizar información en las distintas fuentes bibliográficas propuestas; sobre la respuesta en frecuencia de los amplificadores.



Analizar la información en grupos pequeños y presentar los resultados del análisis en plenaria utilizando recursos computacionales.


Página 16



Observar y analizar la solución de un problema tipo resuelto por el profesor para resolver problemas de manera autónoma.



Investigar y analizar problemas resueltos en el libro que determinen el ancho de banda de un amplificador



Analizar y descomponer el problema en partes e Identificar los conocimientos y métodos necesarios para su resolución



Resolver problemas que involucren el ancho de banda del circuito.



Simular y analizar la respuesta en frecuencia de los circuitos utilizando herramientas computacionales.



Construir amplificadores, utilizando transistores bipolares y unipolares para observar su comportamiento en frecuencia.




Unidad 4: Amplificadores con Retroalimentación. Competencia específica a desarrollar Actividades de Aprendizaje

Analizar e identificar los efectos de las diferentes topologías de circuitos retro alimentados en los amplificadores que utilizan transistores bipolares y unipolares así como su efecto en la respuesta en frecuencia. Actividades de Aprendizaje 

Buscar y seleccionar información general de los amplificadores retroalimentados, que permita afrontar los temas relacionados con la introducción de la retroalimentación negativa o positiva en un amplificador y la influencia sobre la amplificación, banda, resistencias de entrada y salida, ruido.



Analizar teóricamente y experimentalmente las diferentes configuraciones de retroalimentación.


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

Hacer una comparación de los parámetros del amplificador con y sin retroalimentación.



Analizar problemas resueltos en la bibliografía recomendada.



Verificar en el laboratorio que el comportamiento del circuito sea de acuerdo al diseño y resultado de la simulación.




Unidad 5: Amplificadores de Potencia. Competencia específica a desarrollar

Determinar la potencia y eficiencia de amplificadores de potencia; explicar los efectos de la temperatura y distorsión en la eficiencia del circuito para su análisis, diseño y construcción. Actividades de Aprendizaje 

Buscar y seleccionar información general de los amplificadores de potencia.



Hacer un cuadro comparativo de las diferentes tipos de amplificadores.



Analizar expresiones de potencia y eficiencia.



Analizar los efectos: térmico, distorsión y ruido.



Observar y analizar la solución de un problema tipo resuelto por el profesor para resolver problemas de manera autónoma.



Investigar y analizar problemas resueltos en el libro.



Analizar y descomponer el problema en partes y aplicar los conocimientos y métodos necesarios para su resolución.



Resolver problemas que involucren el cálculo de la potencia y la eficiencia de los amplificadores de potencia.



Calcular la eficiencia de un circuito y describir los efectos de la temperatura en su comportamiento.



Identificar y seleccionar la clase del amplificador para su aplicación específica.



Verificar en el laboratorio que el comportamiento del circuito sea de acuerdo al diseño y al resultado de la simulación.





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


11.- FUENTES DE INFORMACIÓN 1. Sedra, Adel S. Microelectronics Circuits. Mc. Graw Hill, 5ª Ed 2. Boylestad Robert L., Nashelsky Louis , Electrónica Teoría de Circuitos y Dispositivos Electrónicos, Décima edición, Editorial Prentice Hall. México, 2009.

3. Savant. Roden, Carpenter, Diseño Electrónico, Circuitos y Sistemas, Prentice Hall. 4. Malvino Albert Paul, Principios de Electrónica Ed. Mc Graw Hill. 5. Millman Jacob, Halkias Cristos C., Electrónica integrada circuitos y sistemas analógicos y digitales, Editorial Hispano Europea, S. A. 9ª Edición.

6. Grob. Circuitos electrónicos y sus aplicaciones. Ed. Mc Graw Hill 7. Floyd, Dispositivos Electrónicos, Editorial Prentice Hall.

12.- PRÁCTICAS PROPUESTAS 

Amplificador multietapa



Amplificadores en cascada



Amplificador sintonizado



Amplificador Diferencial espejo de corriente



Respuesta a la frecuencia en baja BJT



Respuesta a la frecuencia en baja JFET



Respuesta a la frecuencia en alta BJT



Respuesta a la frecuencia en alta JFET



Amplificadores retroalimentados



Amplificadores de potencia puch-pull



Puch-pull con preamplificador


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TITULAR DE LA MATERIA

ING. ALEJANDRO VILLEGAS GONZÁLEZ


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Unidad 1. Amplificadores Multietapa Introducción: Los aplicadores multietapa son circuitos electrónicos formados por varios transistores (BJT o FET), que pueden ser acoplados en forma directa o mediante capacitores. Las configuraciones clásicas son el par Darlington (alta impedancia de entrada e incremento de la ganancia de corriente), el par diferencial (Relación de rechazo en modo común elevada), el amplificador casco de (alta impedancia de salida). Todas estas etapas amplificadoras pueden ser integradas y encapsuladas en un chip semiconductor llamado Circuito Integrado (CI). En el CI las polarización de las etapas se hace usando fuentes de corriente, debido a la mayor facilidad de construcción (a través de transistores). La combinación de distintas tecnologías permitirá mejorar la prestación de los sistemas diseñados. Un amplificador se describe un circuito capaz de procesar las señales de acuerdo a la naturaleza de su aplicación. El amplificador sabrá extraer la información de toda señal, de tal manera que permita mantener o mejorar la prestación del sistema que genera la señal (sensor o transductor usado para la aplicación). Se llama amplificador multietapa a los circuitos o sistemas que tienen múltiples transistores y además pueden ser conectadas entre sí para mejorar sus respuestas tanto en ganancia, Zin, Zout o ancho de banda. Las aplicaciones pueden ser tanto de cc como de ca.

1.1.1-Análisis con BJT. En el circuito de figura 1.1. Se muestra un circuito típico de un amplificador de tensión con un transistor BJT en emisor común polarizado en la zona activa. Con él se trata de amplificar una tensión cualquiera vi y aplicarla, una vez amplificada, a una carga que simbolizamos por la resistencia R L. La zona sombreada resalta el amplificador, que en este caso, lo constituye un transistor BJT en la configuración emisor común. El cual, convenientemente polarizado en la zona activa, es capaz de comportarse como un amplificador de tensión como ya se mencionó en el capítulo anterior.


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Los capacitores C1 y C2 que aparecen se denominan capacitores de acoplo y sirven para bloquear la componente continua. En concreto C1 sirve para acoplar la tensión que queremos amplificar al amplificador propiamente dicho, eliminando la posible componente continua que esta tensión pudiera tener. Si no bloqueásemos esta continua se sumaría a las corrientes de polarización del transistor modificando el punto de funcionamiento del mismo. Por otra parte, el capacitor C2 nos permite acoplar la señal amplificada a la carga, eliminando la componente continua (la correspondiente al punto de polarización del transistor) de forma que a la carga llegue únicamente la componente alterna. El capacitor C3 es un capacitor de desacoplo, su misión es la de proporcionar un camino a tierra a la componente alterna. En el capítulo anterior se analizó el efecto de la resistencia R E desde el punto de vista de su efecto en la estabilización del punto de polarización. Sin embargo, en este capítulo veremos cómo desde el punto de vista de la amplificación, esta resistencia hace disminuir la ganancia del amplificador. Al añadir el capacitor de desacoplo conseguimos que la continua pase por R E mientras que la alterna pasaría por el capacitor C3 consiguiendo que no afecte a la amplificación.


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1.1.2 Principio de Superposición: Vamos a abordar el análisis de este tipo de circuitos amplificadores. Para ello aplicaremos el principio de superposición. En cada punto o rama calcularemos las tensiones y corrientes de continua y de alterna por separado, de forma que al final las tensiones y corrientes finales serán la suma de las calculadas en cada parte. Para ello vamos a suponer que el valor de la capacidad de los condensadores, así como la frecuencia de las señales que tenemos es tal que la impedancia que presentan los condensadores es lo suficientemente pequeña para considerarla nula. Mientras que en continua, estos condensadores presentarán una impedancia infinita. Es decir, consideraremos que en continua los condensadores se

comportan como circuitos abiertos (impedancia ∞) mientras que en alterna equivaldrán a cortocircuitos (impedancia 0).

Aplicando estas consideraciones obtendremos los circuitos equivalentes en DC y en AC que tendremos que resolver separadamente. Si en el circuito amplificador de la figura 1.1 aplicamos la condición de que los condensadores se comportan como circuitos abiertos, obtenemos el circuito equivalente en continua (figura 1.3). Podemos ver como este circuito es, precisamente, el circuito de polarización del transistor cuyo estudio ya se abordó en el tema anterior y de cuya resolución obtendríamos las tensiones y corrientes de continua presentes en el circuito.


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Si por el contrario, al circuito de la figura 1.1 le aplicamos las condiciones para obtener el circuito equivalente de alterna, es decir, suponemos que los condensadores se comportan como cortocircuitos e, igualmente, cortocircuitamos las fuentes de tensión de continua, el circuito que obtendríamos es el mostrado en la figura 1.4.

En este capítulo abordaremos el estudio y la resolución de este circuito abordando un modelo para el transistor que nos permita el cálculo de las tensiones y corrientes en el circuito.

1.1.3. Nomenclatura. Al aplicar el principio de superposición, es conveniente ser cuidadoso con la nomenclatura de las distintas variables eléctricas para no confundir ni mezclar las variables de alterna con las de continua. En la figura 1.5 se muestra la nomenclatura que vamos a seguir


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           

Antes de pasar al estudio propiamente dicho del circuito de alterna vamos a definir un par de conceptos muy importantes a la hora de analizar el funcionamiento de un circuito amplificador con un BJT, estamos hablando de las rectas de carga estática y dinámica.

1.1.4- Recta de Carga Estática. La Recta de Carga Estática representa la sucesión de los infinitos puntos de funcionamiento que puede tener el transistor. Su ecuación se obtiene al analizar la malla de salida del circuito equivalente en continua. La Recta de Carga Estática está formada por los pares de valores (VCE, IC) que podría tener el transistor con esa malla de salida. Para obtener su ecuación matemática f (VCE,IC)= 0, planteamos las tensiones en la malla de salida del circuito equivalente en DC.


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Si tenemos en cuenta que:

Nos queda: si suponemos que

 

Obtendríamos la ecuación que relaciona la VCE y la IC del transistor, dicha ecuación representa una recta en el plano de las características de salida, y se conoce con Recta de Carga Estática

Como ya se ha mencionado anteriormente, esta recta representa todos los posibles puntos de funcionamiento que podrá tener el transistor con esa malla de salida. El punto de funcionamiento Q se fijará mediante el circuito de polarización de entrada fijando la IB correspondiente.


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1.1.5.- Recta de Carga Dinámica. La Recta de Carga Dinámica se obtiene al analizar la malla de salida del circuito equivalente de AC. Está formada por la sucesión de los pares de valores (vCE, iC). Notar que a diferencia del caso anterior, en este caso nos referimos a los valores totales (alterna más continua) tanto de tensión como de corriente. Para obtener la ecuación matemática de esta recta



, analizamos la malla de salida del circuito equivalente en alterna

Si tenemos en cuenta que la componente incremental (o de alterna) de una señal se puede obtener restando el valor de continua al valor total.

Haciendo este cambio de variable en la expresión anterior obtenemos la ecuación de la Recta de Carga Dinámica


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Tenemos la ecuación de una recta que pasa por el punto de funcionamiento (punto Q) y cuya pendiente es el inverso del paralelo de R C y R L.

La Recta de Carga Dinámica siempre tiene más pendiente que la Recta de Carga Estática. Únicamente en el caso de un circuito en el que

    

ambas rectas coincidirán.

 

y la salida esté en circuito abierto

La Recta de Carga Dinámica representa los pares de valores iC y vCE en cada instante como se puede ver gráficamente en la figura 1.8.


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1.2. Análisis con JFET. Los transistores de efecto de campo (Field Effect Transistor, FET) se clasifican en los siguientes dos grupos:


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El símbolo de cada uno de ellos se muestra a continuación en la figura 1.10.

1.2.1- Estructura y características del JFET. Los JFETs o Transistores de efecto de campo de unión son dispositivos de tres terminales de baja potencia. La conducción de corriente la llevan a cabo a través de un solo tipo de portador por lo cual se le reconoce como transistores unipolares. Sus terminales reciben los siguientes nombres y se clasifican como lo muestra la figura. El Principio de funcionamiento de los Transistores de efecto de campo (Field Effect Transistor) FETS se sustenta en controlar la cantidad de portadores de carga de una región de semiconductor denominada canal por medio de un campo eléctrico que se produce al aplicar un voltaje entre la terminal denominada compuerta (Gate) y la terminal denominada fuente (Source). Los Transistores de efecto de campo de unión (JFET) se clasifican en: 1.- JFETS canal N, en los cuales su canal se fabrica con material tipo N y la compuerta es de material tipo P Diseño con Transistores

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2.- JFET canal N en los que su canal es de material P y la compuerta de material N. En la Figura 1.11. Se muestra la estructura de los dos tipos de JFET que existen:

En lo general las principales características de los FETs son: 1.- Alta impedancia de entrada. 2.- Se logran altas escalas de integración en circuitos integrados. 3.- Se pueden utilizar como memorias digitales al almacenar en su capacitancia información en forma de voltaje. 4.- Se pueden utilizar como resistores controlados por voltaje en la región óhmica de trabajo. 5.- Su condición de trabajo depende menos de la temperatura que la del BJT. 6.- Presentan la capacidad de manejar grandes corrientes.


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7.- Pueden conmutar a altas altas velocidades. 8.- Son sensibles a la estática. 9.- No se pueden implementar amplificadores de voltaje con una ganancia significativa.

1.2.2- Análisis de la polarización del JFET. Existen diversas formas de polarización para el FET, dos de las que más se emplean emplean son: 1.- La Auto polarización 2.- La polarización por divisor de voltaje Ambas formas de polarización se obtienen al resolver simultáneamente la ecuación del circuito compuerta-fuente con la ecuación de Shockley que rige al JFET y a los MOSFET decrementales. En el circuito de la figura se muestra una auto polarización, en ella se puede observar que con el simple hecho de conectar un resistor entre compuerta y tierra, el potencial de la compuerta adquiere la tensión de 0 Volts, de tal forma que al circular una corriente I D a través de la resistencia R S obligara a que la tensión existente entre compuerta y fuente sea de signo negativo esto es VGS < 0 Volts con lo cual se estará en condiciones de empobrecer el canal como lo requiere la polarización de los JFET. Además dicha resistencia R GG GG facilita el acoplamiento de impedancia entre la fuente de señal y la entrada de circuito con JFET. Auto polarización


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El desarrollo analítico de lo anteriormente mencionado se detalla en los siguientes párrafos:

La cual representa una recta cuya pendiente es el negativo del reciproco del Resistor de fuente R S . La intersección de esta recta con la curva de transconductancia que representa la ecuación de Shockley

Determina el punto de operación estático en que trabaja el JFET como lo muestra la Figura 1.13.


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Obteniendo el circuito equivalente de Thevenin en la compuerta del JFET se tiene

Aplicando la Ley de Voltajes de Kirchoff al circuito compuerta fuente de la figura 1.15.

La cual al igualarse con la ecuación de Shockley proporciona dos valores de VGS debiéndose utilizar aquel que cumpla con ½ VGS ½ < ½ VGSOFF ½ puesto que la parábola que representa la curva de transconductancia del JFET abre hacia los dos lados del vértice VGSOFF siendo la primer rama la que resuelve el funcionamiento del dispositivo.


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En cualquiera de las dos técnicas de polarización mencionadas el mejor compromiso entre la estabilidad del punto de operación y la obtención de un adecuado valor de transconductancia se encuentra cuando se cumple que el valor de la IDQ = IDSS/2 , lo cual implica que VGSQ = -0.3 VDSS y gm = 1.414VDSS/IDSS embargo al establecer una comparación entre la estabilidad del punto Q entre una auto polarización fija y una por divisor de tensión polarización se puede observar en la figura siguiente que la polarización por divisor de voltaje ofrece un menor margen de variación en el valor de la IDQ debido a que la recta de carga al cruzar por el punto Q lo puede hacer con una menor pendiente de manera aun cuando el JFET pueda presentar un amplio margen de variabilidad en sus características como lo representan las dos curvas de transconductancia mostradas el margen de error es menor para la polarización por divisor de tensión que para la auto polarización.


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Figura Margen de error de estabilidad de IDQ para la polarización por divisor de voltaje y la auto polarización.

1.2.3.-Ejemplos de Polarización del JFET Ejemplo 1.- (Análisis) Determine el punto de operación para una auto polarización fija en la que se presentan las siguientes condiciones:


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Solución: Al igualar la ecuación del circuito compuerta fuente con la ecuación de Shockley resulta

Evidentemente que el valor indicado corresponde a VGS1 = - 1.29V el cual al sustituirlo en

Siendo el valor de la transconductancia gm en este punto de operación

Finalmente el valor de VDSQ viene dado por

Ejemplo 2.- (Diseño) Calcule para una auto polarización fija, el valor de R S y R D de manera que IDQ = 2mA y VDSQ = 5V si se sabe que IDSS = 3.5mA , VDSS = 2.5V y VDD = 9V

Solución.- Se procede utilizando la ecuación de Shockley para despejar de ella VGSQ


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Ejemplo 1.- (Análisis) Determine el punto de operación para una auto polarización por divisor de tensión en la que se presentan las siguientes condiciones:

Se procede calculando el circuito equivalente de Thevenin en la compuerta

Al igualar la ecuación del circuito compuerta fuente con la ecuación de Shockley resulta

El valor correcto corresponde a VGS1 = - 0.234V el cual al sustituirlo en


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Siendo el valor de la transconductancia gm en este punto de operación

Finalmente el valor de VDSQ viene dado por

1.2.4-Modelo de señal del JFET. Por medio del modelo eléctrico de funcionamiento del JFET es posible determinar las características de impedancia de entrada, impedancia de salida y ganancias de voltaje y corriente de circuitos con JFET. En dicho modelo se considera que la impedancia de entrada que existe entre compuerta y fuente es infinita y que el voltaje existente entre dichas terminales al multiplicarse por la ganancia de transconductancia del JFET controla el valor de una fuente de corriente dependiente del voltaje antes mencionado. En la figura 1.19. Se muestra dicho modelo


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En este modelo el valor de la ganancia de transconductancia corresponde al grado de pendiente que presenta la curva de la ecuación de Shockley de acuerdo al punto de operación estático que la polarización haya provocado. La obtención de esta ganancia se lleva cabo a continuación

1.2.5-Amplificador en fuente común. La Ganancia de voltaje, de corriente y al impedancia de entrada de un amplificador en fuente común como el mostrado en la figura se obtiene para la banda de paso al suponer que los capacitores se comportan como corto circuito a estas frecuencias y haciendo cero la fuente de corriente directa, luego se sustituye el modelo de pequeña señal del JFET y se analiza el circuito hasta obtener dichas expresiones.


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De acuerdo al circuito de pequeña señal se tiene


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Por lo cual

1.3. Análisis de circuitos mixtos (BJT y JFET). 1.3.1. Tipos de acoplamiento acoplamiento El acoplamiento establece la forma en la cual se conectan las distintas etapas amplificadores, dependiendo de la naturaleza de la aplicación y las características de respuesta que se desean. Existen distintos tipos de acoplamiento: Acoplamiento directo, capacitivo y por transformador.


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1.3.2- Acoplamiento directo Las etapas se conectan en forma directa, es permite una amplificación tanto de la componente de señal como de la componente continua del circuito. Se dice que los circuitos de cc se acoplan directamente. La Fig.1.23. Muestra una aplicación de acoplamiento directo. En corriente continua se tiene

Así

Dado que la malla de entrada será

Entonces

De esta forma se determinan VCEQ1 y VCEQ2. Note que al hacer análisis en cc, los efectos de la polarización de una etapa afectan a la otra. Por otro lado, realizando el análisis en ca se tiene


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De esta forma despejando ib2 de (7) y reemplazando en (6)

El efecto de los elementos de la primera y segunda etapa está presentes en la ganancia del sistema.

1.3.3- Acoplamiento capacitivo. El acoplamiento capacitivo o por condensador se usa para interconectar distintas etapas, en las cuales sólo se desea amplificar señal. La presencia del capacitor anula las Componentes de cc, permitiendo sólo la amplificación de señales en ca. Los aplicadores de ca usan acoplamiento capacitivo. Permite mayor libertad en el diseño, pues la polarización de una etapa no afectará a la otra.


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Extendiendo el sistema de la Fig. 3 a n-etapas, considerando la relación de ganancia de cada una de ellas se dice que tiene que la ganancia del sistema será:

Considere amplificador emisor común (sin CE), de dos etapas de la Fig. 1.25. Donde R 1 = 3 [KΩ], R 2 = 1 [K Ω], R E = 820 Ω, R C = 2 [K Ω] ; VCC = 10 [V ] : Por otro lado, hfe = 100, hie pequeño.

Note que en cc ambas etapas quedan separadas, formarán un circuito de polarización universal, de esta forma el punto de operación para cada etapa será:


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En ca alterna analizando cada etapa por separado se tiene, para la etapa 1 se determina la ganancia de voltaje. Planteando las ecuaciones en el circuito de la Fig. 1.25.

Conclusiones: Los circuitos multietapa son sistemas construidos a partir de varios transistores, estos pueden estar acoplados entre sí, ya sea en forma directa o a través de un capacitor. Cuando las etapas son acopladas por capacitor se habla de circuitos de ca, si son acopladas en forma directa se habla de circuitos en cc y ca. Las configuraciones multietapa clásicas, el par Darlington, el amplificador diferencial y el casco de, presentan características propias, alta impedancia de entrada e incremento de la corriente, alto RRMC y alta impedancia de salida respectivamente, las cuales pueden ser mejoradas combinando dichos circuitos con otros elementos, ya sea para su polarización (fuentes de corriente activas) o como carga. La tecnología BiCMOS aprovecha lo mejor de ambas familias de transistores, de tal forma de incrementar las prestaciones, en Rin, Av y Rout.


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Unidad 2: Arreglos Especiales 2.1 Conexiones Darlington: Es también llamado amplificador compuesto, es una conexión muy popular de dos transistores de unión bipolar para funcionar como un solo transistor. La principal característica de esta conexión, es que el transistor compuesto actúa como una sola unidad, con una ganancia de corriente que es el producto de las ganancias de corriente de los dos transistores por separado. En la figura 2.1 se puede observar el diagrama físico de esta conexión: C B

βt= β1xβ2

E

Figura 2.1 Conexión Darlington NPN

2.1.1 Características: 1. Alta ganancia de corriente (βt). 2. Alta impedancia de entrada (Zin). 3. Al estar integrados en el mismo encapsulado requieren menos espacio que los otros diseños en la misma configuración.

2.1.2 Desventajas: 1. La tensión de base-emisor ahora es el doble de un solo transistor, es decir, para un transistor de silicio, su voltaje de base emisor es de 0.7v, para el Darlington es el doble de ese voltaje, en otras palabras, VBE= 2*0.7v= 1.4v.


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2. Otro problema es la reducción de la velocidad de conmutación, ya que el primer transistor no puede inhibir activamente la corriente de base de la segunda etapa, haciendo al dispositivo lento para apagarse.

2.1.3 Darlington Complementario: Se comporta como un solo transistor PNP, con una ganancia de corriente igual a β1*β2. Fue desarrollado originalmente porque los transistores de alta potencia complementaria no estaban disponibles. El transistor complementario a menudo es usado en una etapa especial conocida como etapa de salida cuasicomplementaria. En la figura 2.2 se puede observar el diagrama de la conexión de Darlington complementario.

Figura 2.2 Darlington Complementario

2.1.4 Configuración Darlington en Colector Común: Este es la configuración mejor aprovechada de este tipo de conexión debido a su gran ganancia de corriente, recordemos que la configuración de colector común o también llamado seguidor emisor, solo amplifica corriente no voltaje. En la figura 2.3 se observa el diagrama de conexión Darlington en colector común.


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Figura 2.3 Configuración Darlington Colector Común

2.1.4.1 Fórmulas para la polarización del circuito:

25mV

(2.1) T  1 *  2

(2.6) r ' e 

(2.2)V BB  2 * VBE  V RE

(2.7) re  R E / / RL

(2.3) I E 2 

V RE

(2.4) I B1 

I C1

(2.8) Zin   T (r ' e  re)

R E



1

(2.5) I B 2 

I C 2

I C 2  T

I C 2  2


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2.2 Amplificador Diferencial: El amplificador diferencial (AD), es un circuito pensado para amplificar la diferencia de dos señales. Es posible construir circuitos amplificadores diferenciales con cualquier dispositivo semiconductor que pueda funcionar como amplificador. Puede implementarse con transistores bipolares o transistores de efecto de campo. En ambos casos se trata de acoplar dos dispositivos idénticos en su configuración amplificadora (emisor o fuente común), por el terminal común (emisor o fuente), correspondiente a la configuración. En la figura 2.4 se muestra el diagrama en bloque de un amplificador diferencial.

Figura 2.4 Diagrama en bloque de un Amplificador Diferencial

2.2.1 Configuración Básica: En la figura 2.5 se puede observar el diagrama de la configuración básica del amplificador deferencial.

Figura 2.5 Configuración Básica de Amplificador Diferencial Diseño con Transistores

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Para calcular el voltaje de salida se puede calcular de la siguiente manera:

Vout  Av (V1  V2 ) ………….. (2.9) Donde: 

Av: Ganancia de Voltaje



V1: Voltaje de entrada 1



V2: Voltaje de entrada 2

2.2.2 Análisis en Corriente Directa (C.D): El análisis en CD es indispensable para la polarización de los transistores. En la Figura 2.6 se observa el análisis para CD de la malla 1 del amplificador diferencial:

V BE  IT RE  VEE …………(2.10) Despejando IT:

I T 

V EE  V BE

R E IT  2 * I E I E  I C 

…………(2.11)

I T …………….. (2.12) 2

Figura 2.6 Malla 1 del amplificador Diferencial


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En el caso de la figura 2.5, se puede observar que contiene una resistencia de base R B, solo se tiene que incluir en el análisis de CD de la siguiente manera:

I B RB  VBE  IT RE  V EE …………… (2.13)

Y:

I C 

I T 2

Pero:

I B 

I C 

V EE  V BE I T  ……………….. (2.14) R B R E  2 

entonces:

Lo ideal es que el voltaje entre colectores de los transistores debería ser cero (0), pero debido a que los componentes introducen un margen de error ya que es muy difícil hacer coincidir las características de ambos transistores, es de esperar que el voltaje entre colectores para CD pueda variar entre 0V y 1.1V; arriba de este valor ya se considera una mal configuración.

2.2.3 Causas por las que el Voltaje de salida entre colectores no sea cero (0) 1. I in ( Polarizacion )



I B1



I B 2

; esta corriente es del orden de nano amperes

2

(nA), y provocan un voltaje de error:

Verror



…………… (2.15) ( RB1  RB 2 ) * I in( Polarizacion )

2. Corriente de Offset de entrada: Se define como la diferencia de las corrientes continúas de base.

I in( Offset )  I B1  I B2 ……………… (2.16) Igualmente estas corrientes generan un voltaje de error:

Verror ( Offset )  ( RB1  RB 2 ) *


I in ( Offset ) 2

…………. (2.17)

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3. Tensión de Offset de Entrada: Se define como la tensión de entrada que producirá la misma tensión de error de salida en un amplificador diferencial.

V ( offset )



V error Av

………….. (2.18)

2.2.4 Análisis en Corriente Alterna (C.A): En la figura 2.7 se muestra el circuito equivalente para corriente alterna.

Figura 2.7 Circuito Equivalente para C.A Para calcular la ganancia de voltaje quedaría de la siguiente manera:

AV 

Av 


VOUT V IN

R E 2 * r 'e



ic RE

ic 2 * r ' e

…………... (2.19)

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2.2.5 Ganancia en Modo Común (Av(MC)): Si se aplican tensiones iguales a las entradas, la tensión de salida sería igual a cero. Nadie emplearía deliberadamente un amplificador diferencial de esta manera. La razón de hablar de este tipo de entrada es porque las tensiones estáticas, las interferencias y otra clase de señales no deseables, son señales en modo común, es decir, en las bases se presentan señales iguales que no son deseables.

Av( MC )



RC ……………. (2.20) 2 R E

2.2.6 Ganancia en Modo Diferencial (Av(MD)): Ya que lo ideal es colocar señales diferentes que permitan generar una diferencia entre las dos y así amplificar dicha señal de resultado, se habla de la ganancia en modo diferencial.

Av( MD )



RC

…………… (2.21)

2 * r 'e

2.2.7 Características del Amplificador Diferencial: 1. No requiere el uso de capacitores de de entrada y salida 2. Amplifica prácticamente desde frecuencia cero 3. Es inmune al ruido, es decir, atenúa las señales de ruido presentes en la base.

RRMC 


Av( MD ) ………….. (2.22) Av( MC )

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2.3 Amplificador Diferencial Espejo de Corriente: Es una modificación del amplificador diferencial básico, con la pequeña variación de que se agrega un diodo de compensación, el cual, ayuda a anular los efectos de temperatura que disminuyen el voltaje en el transistor. En la figura 2.8 se muestra la conexión básica del espejo de corriente.

Figura 2.8 Configuración Básica del Espejo de Corriente El nombre de amplificador espejo de corriente se debe a que la corriente de la resistencia R (IR ), es igual a la corriente de emisor (IE).

I R 

VCC  V D R

…………….. (2.23)

I R  I E NOTA: Antes de mostrar la configuración de un amplificador diferencial espejo de corriente, es necesario hablar primero de otra configuración que lleva por nombre amplificador diferencial con fuente de corriente.


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2.4 Amplificador Diferencial con Fuente de Corriente: Al igual que el amplificador espejo de corriente, este amplificador es una modificación al amplificador diferencial básico, cuyo único propósito es el de mejorar el diseño del amplificador para hacerlo más efectivo. Este diseño presenta un cambio en la forma de obtener la corriente IT, en donde a diferencia del circuito original, como ya se estudio en el punto 2.2, utiliza una resistencia R E común para ambos transistores por la cual circula una corriente IT, mientras que el amplificador fuente de corriente aprovecha la utilidad de un transistor NPN como fuente de corriente. En la figura 2.9 se puede observar un amplificador espejo de corriente con la modificación de fuente de corriente.

Figura 2.9 Amplificador Espejo de Corriente con Fuente de Corriente


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2.4.1 Ventajas: La idea de colocar un transistor como fuente de corriente es obtener una alta impedancia de entrada (Zin), y a su vez evitar el ruido.

2.4.2 Desventaja de esta configuración: Un gran problema que presenta esta configuración es la dificultad para encontrar en el mercado los diodos de compensación o también llamados diodos de baja señal, ya que son estos tipos de diodos los que permiten un funcionamiento optimo de la configuración al asemejarse a los diodos internos de los transistores. Una forma de disminuir este problema es colocando un transistor en forma de diodo, como se muestra en la figura 2.10.

Figura 2.10 Diodo de Compensación a partir de un Transistor NPN.


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2.5 Carga Activa: Al igual que las configuraciones vistas en el punto 2.3 y 2.4, la carga activa es una modificación mas para los amplificadores deferenciales, con el único fin de mejorar su funcionamiento. La carga activa se refiere a una carga manejada por el transistor. En la figura 2.11 se observa el diagrama de un amplificador diferencial con carga activa.

6

Figura 2.11 Diagrama de un Amplificador Diferencial con Carga Activa Dado que Q6 es un transistor PNP que se comporta como una fuente de corriente, Q2 ve una resistencia R C aproximada que tiene un valor de cientos de mega ohms (MΩ). En consecuencia, la ganancia de tensión es mucho mayor con una carga activa que con una resistencia normal. Cargas activas de este estilo son usadas en la mayoría de los amplificadores operacionales encapsulados de la actualidad.


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2.6 Amplificador Sintonizado: Se trata de un amplificador Clase C. Es un amplificador que trabaja dentro de una banda estrecha son una frecuencia central llamada

f r, y el ancho de banda esta dado por las que se denominan frecuencias cuadrantales del amplificador sintonizado (f l y f h). Estas frecuencias de corte superior e inferior están dadas por los valores de f r para los cuales la ganancia cae 3dB, o la tensión cae 70.7% de su valor máximo. Estos amplificadores se proyectan para rechazar todas las señales cuyas frecuencias se encuentran por debajo y por encima de la banda de operación. En la figura 2.12 se muestra el diagrama de un amplificador sintonizado.

Figura 2.12 Diagrama de un Amplificador Sintonizado

2.6.1 Circuito Equivalente para C.D: En la figura 2.13 se puede observar el circuito equivalente para corriente directa. Obsérvese que en CD el capacitor se comporta como un circuito abierto, mientras que la bobina se comporta como un cortocircuito de resistencia (R S) baja.


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Figura 2.13 Circuito Equivalente para C.D.

2.6.1.1 Recta de Carga para C.D: Calculando el circuito por Ley de Voltajes de Kirchhoff:

Vcc  VCE  IC RS

…………….. (2.24)

Pero debido a que la R S es muy pequeña la ecuación quedaría solo VCC=VCE Ahora si de la formula (2.24), despejamos la corriente IC:

I C 

V CE RS

………….. (2.25)

Como la resistencia es muy baja, se genera un corriente que tiende a infinito. En la grafica 2.1 se puede observar como quedaría la recta de carga para C.D:

Gráfica 2.1 Recta de Carga para CD


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2.6.2 Circuito Equivalente para Corriente Alterna (C.A): En la figura 2.15 se muestra el circuito equivalente para C.A:

Figura 2.15 Circuito Equivalente de C.A.

2.6.2.1 Recta de Carga para C.A: Punto Q del transistor: Para calcular la IC(Saturación) el VCE=0V:

I C ( Saturacion) 

V CC RS / / RL

…………. (2.26)

El VCE=VCC. Por lo tanto la recta de carga para C.A quedaría de la forma en la que muestra la grafica 2.2:

Grafica 2.2 Recta de Carga para C.A


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2.6.3 Frecuencia de Resonancia (Fr ): Se denomina frecuencia de resonancia a aquella frecuencia característica de un cuerpo o un sistema que alcanza el grado máximo de oscilación. Cuando un cuerpo es excitado a una de sus frecuencias características, su vibración es la máxima posible, es se debe a que el sistema entra en resonancia. Para el amplificador sintonizado de la figura 2.12, la fórmula para calcular la frecuencia de resonancia es:

F r 

1 2 RC

………….. (2.27)

En la grafica 2.3, muestra la frecuencia de resonancia, acompañado por el ancho de banda dado por las frecuencias de baja y de alta (f l y f h).

Grafica 2.3 Frecuencia de Resonancia. En la base de amplificador sintonizado de la figura 2.12, se observa la señal que muestra la grafica 2.4:

<180

Grafica 2.4 Señal de Entrada en la Base del Amplificador Sintonizado


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Una forma o impulso es rico en armónicos múltiplos de la frecuencia de entrada. En otras palabras, los impulsos son equivalentes a un grupo de ondas SENO con frecuencias f, 2f,

3f,……nf. El circuito tanque resonante solo presenta una alta impedancia (Z), a la frecuencia fundamental f, lo que produce una ganancia de tensión grande a esta frecuencia. Por el contrario, el circuito tanque presenta una impedancia (Z) baja, para los armónicos de orden superior produciendo una ganancia de tensión muy pequeña.

2.6.4 Factor de Calidad (Q): También denominado factor de selectividad, es un parámetro que mide la relación entre la energía reactiva que almacena y la energía que disipa durante un ciclo completo de la señal. Es un parámetro importante para los osciladores, filtros y otros circuitos sintonizados, pues proporciona una medida de lo aguda que es su resonancia.

Q

r C x L

……………. (2.28)

rc  Rp / / RL .............. (2.29) 2.6.5 Ancho de Banda (Bw): Es la longitud, medida en hertz (Hz), del rango de frecuencias en el que se concentra la mayor parte de la potencia de la señal.

Bw  f 2  f 1…………… (2.30)

Bw 


F r Q

…………….. (2.31)

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El amplificador sintonizado completo tiene un factor de calidad (Q), menor al factor de calidad de la bobina (QL), ya que incluye el efecto de la resistencia de carga (R L), así como la resistencia de la bobina (R S). En la figura 2.16 se muestra el circuito equivalente de CA, del circuito tanque en conjunto con el transistor y la resistencia de carga.

Figura 2.16 Circuito Equivalente de C.A.

R p  QL X L ………….. (2.32) Para calcular el factor de calidad para una bobina (QL):

Q L 

r c X L

.................. (2.33)

La reactancia inductiva (XL), se calcula de la siguiente manera: X L  2 * Fr * L ................... (2.34) Los amplificadores clase C, tienen un factor de calidad Q<10, esto significa que el ancho de banda es menor que el 10% de la frecuencia de resonancia. En consecuencia, los amplificadores clase C son amplificadores de banda estrecha. La salida de un amplificador clase C, es una tensión senoidal grande a la frecuencia de resonancia, con un decrecimiento rápido en las frecuencias por encima y por debajo de dicha frecuencia de resonancia.


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Unidad 3 Respuesta a la frecuencia 3.1. Respuesta en alta y baja frecuencia del amplificador BJT 3.1.1. Respuesta en Frecuencia de un Amplificador La respuesta en frecuencia de un amplificador es una representación de su ganancia en función de la frecuencia.

Figura 3.1

3.1.2. Respuesta de un amplificador de alterna

Figura 3.2.

La Figura representa la respuesta en frecuencia de un amplificador de alterna. En la región de frecuencias medias la ganancia de tensión es mínima. En este margen es donde suele funcionar un amplificador. En bajas frecuencias, la tensión de salida disminuye debido a que los condensadores

de acoplo y de desacoplo ya no funcionan como cortocircuitos. En lugar de ello, sus reactancias capacitivas son suficientemente grandes como para hacer caer parte de la tensión de la señal alterna. El resultado es una pérdida de ganancia de tensión a medida que se aproxima a cero hercios (0 Hz). Diseño con Transistores

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En altas frecuencias la ganancia de tensión decrece por dos razones en especial:

1.- Un transistor tiene capacidades internas en sus uniones, como se representa en esta figura. Estas capacidades proporcionan caminos cortocircuitados para la señal alterna. A medida que la frecuencia aumenta, las reactancias capacitivas decrecen lo suficiente como para entorpecer el funcionamiento normal del transistor. El resultado es una pérdida de ganancia de tensión. 2.-

Las

capacidades

parasitas

de

las

conexiones es otra razón para la pérdida de ganancia de tensión a altas frecuencias. En esta figura se ilustra que cualquier cable de conexión en un circuito de transistor actúa como una placa de condensador, y el chasis actúa como la otra placa. Las capacidades parasitas de las conexiones son capacidades no deseadas que forman caminos de derivación para la señal de alta frecuencia y le impiden alcanzar la resistencia de carga. Esto es equivalente a decir que la ganancia de tensión decrece.

3.1.2.1.Frecuencias de corte Las frecuencias a las que la ganancia de tensión es igual a 0,707 de su valor máximo se denominan frecuencias de corte. En la Figura , es la f 1 frecuencia de corte inferior y f 2, es la frecuencia de corte superior.


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Las frecuencias de corte también se denominan frecuencias de mitad de potencia porque la potencia en la carga a esas frecuencias es la mitad de su valor máximo. Cuando la ganancia de tensión es 0,707 de su valor máximo, la tensión de salida es 0,707 del valor máximo. Recuérdese que la potencia es igual al cuadrado de la tensión dividida por la resistencia. Cuando se eleva a1 cuadrado 0,707 se obtiene 0,5. Esta es la razón por la que la potencia de carga a las frecuencias de corte es la mitad de su máximo valor.

3.1.2.2.Banda media Se definirán frecuencias medias de un amplificador como el margen de frecuencias entre 10f 1, y 0, lf 1. En las frecuencias medias la ganancia de tensión del amplificador es aproximadamente máxima y se denomina Amed. Tres características importantes de cualquier amplificador de alterna son su Amed, f 1 y f2. Dados estos valores, se puede saber cuánta ganancia de tensión hay en las frecuencias medias y dónde se reduce a 0,707 Amed.

3.1.2.3.Fuera de las frecuencias medias Aunque un amplificador funciona normalmente en las frecuencias medias, hay veces en las que se desea saber la ganancia de tensión fuera de esta banda. Esta es una aproximación para calcular la ganancia de tensión de un amplificador:

(3.1) Dados Amed, f 1 , y f 2 , se desea calcular la ganancia de tensión a cualquier frecuencia f. Esta ecuación supone que un condensador dominante está produciendo la frecuencia de corte inferior y otro produce la frecuencia de corte superior. Un condensador dominante es aquel que es más importante que los otros para determinar la frecuencia de corte. Sólo hay que Diseño con Transistores

Página 69

analizar tres zonas de frecuencia: las frecuencias medias, las frecuencias inferiores y las frecuencias superiores. En las frecuencias medias, f 1 /f 0 y f/f 2 ≈

≈

0. Por tanto, ambos radicales en la Ecuación

anterior son aproximadamente igual a 1, y la Ecuación se simplifica a: Banda media: A = Amed Por debajo de las frecuencias medias f/f 2

≈

0. Como resultado, el segundo radical es igual a

1 y queda de la siguiente forma: Por debajo de las frecuencias medias:

(3.2) Por encima de las frecuencias medias f 1 /f 0. Por consiguiente, el primer radical es igual a ≈

1 y se simplifica como sigue: Por encima de las frecuencias medias:

(3.3)


Página 70

3.1.3. Respuesta de un amplificador de continua Un diseñador puede usar acoplamiento directo entre las etapas de un amplificador. Esto permite al circuito amplificar todas las frecuencias hacia la frecuencia de cero hercios (0 Hz). Este tipo de amplificadores se denomina amplificador de continua.

La Figura representa la respuesta en frecuencia

de un amplificador de continua. Como no hay frecuencia

de

corte

inferior,

las

dos

características importantes de un amplificador de continua son Amed y f 2. A partir de estos valores indicados en una hoja de características, tenemos la ganancia de tensión del amplificador en las frecuencias medias y su frecuencia de corte superior. La mayor parte de los amplificadores de continua se diseñan con una capacidad dominante que proporciona la frecuencia de corte superior. Por esto, se puede utilizar la siguiente fórmula para calcular la ganancia de tensión de los amplificadores de continua típicos: Formula:

Ejemplo:

(3.4)

3.1.4. Ganancia de tensión en decibelios Diseño con Transistores

Página 71

La ganancia de tensión es la tensión de salida dividida por la tensión de entrada:

(3.5) La ganancia de tensión en decibelios se define como: (3.6) Si un amplificador tiene una ganancia de tensión de 100.000, obtiene, una ganancia de tensión en decibelios de:



Etapas en Cascada En la figura se muestra dos etapas de ganancia de tensión, la ganancia de tensión total del amplificador de dos etapas es idealmente el producto de las ganancias individuales

de

  

tensión: (3.7)

Al calcular la ganancia de tensión en decibelios en lugar de la ganancia de tensión en las unidades habituales se aplica la siguiente formula:

(3.8)

Ejemplos: Diseño con Transistores

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¿Cuál es la ganancia total de tensión de la figura en decibelios?

                


Página 73

3.1.5. Diagrama de Bode Un Diagrama de Bode es una representación gráfica que sirve para

caracterizar

en frecuencia de Normalmente gráficas

la

respuesta

un

sistema.

consta

separadas,

de

dos

una

que

corresponde con la magnitud de dicha

función

y

otra

que

corresponde con la fase. Recibe su nombre del científico que lo desarrolló, Hendrik Wade Bode. El diagrama de magnitud de Bode dibuja el módulo de la función de transferencia (ganancia) en decibelios en función de la frecuencia (o la frecuencia angular) en escala logarítmica. Se suele emplear en procesado de señal para mostrar la respuesta en frecuencia de un sistema lineal e invariante en el tiempo. El diagrama de fase de Bode representa la fase de la función de transferencia en función de la frecuencia (o frecuencia angular) en escala logarítmica. Se puede dar en grados o en radianes. Permite evaluar el desplazamiento en fase de una señal a la salida del sistema respecto a la entrada para una frecuencia determinada. La respuesta en amplitud y en fase de los diagramas de Bode no pueden por lo general cambiarse de forma independiente: cambiar la ganancia implica cambiar también desfase y viceversa. En sistemas de fase mínima (aquellos que tanto su sistema inverso como ellos mismos son causales y estables) se puede obtener uno a partir del otro mediante la transformada de Hilbert. Si la función de transferencia es una función racional, entonces el diagrama de Bode se puede aproximar con segmentos rectilíneos. Estas representaciones asintóticas son útiles porque se pueden dibujar a mano siguiendo una serie de sencillas reglas (y en algunos casos se pueden predecir incluso sin dibujar la gráfica). Diseño con Transistores

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3.1.5.1.Octavas En la música las octavas significan duplicar la frecuencia, en la electrónica significa en cocientes como es:

⁄  ⁄  y

                . Por ejemplo, si



= 100 Hz y = 50 Hz, el cociente

⁄ 



Se puede describir esta relación diciendo que esta una octava por debajo de . Otro ejemplo, suponga que = 400 kHz y = 200 kHz. Entonces:



Lo que indica que esta una octava por encima de .

3.1.5.2. Décadas

⁄   ⁄                    

Una década tiene un significado similar en cocientes como utiliza un factor de 10 en lugar de 2. Por ejemplo, si

, excepto que se

= 500 Hz y = 50 Hz

Se puede describir esta relación diciendo que esta una década por debajo de Otro ejemplo, suponga que

= 2 MHz y = 200 kHz. Entonces:

Este resultado significa que está una década por encima de .


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3.1.5.3. Circuito RC de desacoplo

Este circuito se denomina a menudo red de retardo de fase porque a altas frecuencias frecuen cias la tensión de salida va por detrás detrá s de la tensión de entrada. Dicho de otra forma: si la tensión de entrada tiene un ángulo de fase de 0°, la tensión de salida tiene un ángulo de fase comprendido entre 0º y -90º. inf inito, y la tensión de salida se A bajas frecuencias, la reactancia capacitiva se aproxima a infinito, hace igual a la tensi6n de entrada. A medida que crece la frecuencia, la reactancia capacitiva decrece, lo cual hace disminuir la tensión de salida. Recuérdese de cursos básicos de electricidad la tensión de salida para este circuito es:

  √     Si reordenamos la ecuación anterior, la ganancia de tensión del circuito RC de desacoplo viene dado por la expresión:

  √     Como el circuito tiene solo dispositivos pasivos, la ganancia de tensión es siempre menor o igual a 1. La frecuencia de corte de una red de retardo de fase se produce donde la ganancia de tensión es 0,707. La ecuación para la frecuencia de corte es:

   

A esta frecuencia, Xc = R y la ganancia de tensi6n vale 0,707.


Página 76

3.1.5.4.Condensador de acoplo a la entrada Cuando se acopla una señal alterna a la entrada de una etapa de amplificación, el circuito equivalente es como el de la Figura. La resistencia del generador y la resistencia de entrada de la etapa, aparecen junto al

  

frecuencia de corte de

condensador. Este circuito de acoplamiento tiene una dónde:

      3.1.5.5.Condensador de acoplo a la salida La figura muestra el lado de salida de una etapa bipolar.

Al aplicar el teorema de Thevenin se obtiene el circuito equivalente de la Figura Se puede usar la Ecuación (3.11) para calcular la frecuencia de corte, donde:

     


Página 77

3.1.5.6.Condensador de desacoplo de emisor El circuito Thevenin de la figura es lo que se aprecia desde el condensador. La frecuencia de corte viene dada por la expresión:

Ejemplo:

     [     ] 

Calcular la frecuencia de corte inferior correspondiente a cada condensador de acoplo y desacoplo. Valores: Β= 150 VCC=10V Ic= 1.1 mA

RG= 600 Ω R1= 2.2KΩ R2= 10KΩ RC= 3.6KΩ RE= 1KΩ

RL= 10KΩ CIN= .47µf CE= 10µf COUT= 2.2 µf


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Solución: Para el CIN.

                                           Para el COUT.

Para el CE.

      [  ]        El capacitor dominante es el paralelo al emisor.


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3.1.6. Teorema de Miller Un amplificador inversor produce una tensión de salida desfasada 180º respecto a la tensi6n de entrada.

3.1.6.1.Condensador de realimentación. La figura representa un amplificador con un condensador entre sus terminales de entrada y de salida. Este condensador algunas veces se denomina condensador de realimentación debido a que la

salida del amplificador se realimenta a la entrada. En este circuito el condensador de realimentación afecta a los circuitos de entrada y de salida simultáneamente.

3.1.6.2.Conversión del condensador de realimentación Por el teorema de Miller, señala que el circuito original se puede reemplazar por un circuito equivalente. Este circuito es más fácil de analizar porque el condensador de realimentación se ha descompuesto en dos nuevas capacidades, Los valores de

  

  

Se pueden calcular por la siguientes formulas.

       (  )  Diseño con Transistores

Página 80

Las Ecuaciones (3.16) y (3.17) son válidas para cualquier amplificador inversor, como el amplificador en EC, el amplificador en EC con resistencia de emisor sin desacoplar, o un amplificador operacional inversor. En estas ecuaciones, A es la ganancia de tensión en las frecuencias medias. Normalmente, A es mucho mayor que 1, y



es aproximadamente

igual a la capacidad de realimentación. Lo más sorprendente del teorema de Miller es el efecto que tiene sobre la impedancia de entrada



Es como si la capacidad de

realimentación hubiese sido amplificada para obtener una nueva capacidad que es A+ 1 veces mayor. Este fenómeno, conocido como el efecto Miller, tiene aplicaciones útiles porque crea condensadores artificiales o virtuales que son mucho mayores que el condensador de realimentación.

3.1.6.3.Circuito de desacoplo de colector

La Figura muestra una etapa en EC con capacidad parasita de las conexiones Justo a la izquierda esta





.

un valor que normalmente se especifica en la hoja de

características de un transistor. Esta es la capacidad interna entre el colector y la base. Aunque

  y

son muy pequeñas, tendrán efecto cuando la frecuencia de entrada

es suficientemente alta.


Página 81

La frecuencia de corte de esta red de retardo de fase es:

Donde:

              

3.1.6.4.Circuito de desacoplo de la base

El

transistor

tiene

capacidades internas

dos

  y

como se representa en la figura Como



es un condensador

de realimentación, es posible convertirlo

en

sus

componentes. La componente de entrada de Miller aparece en paralelo con



dos La

frecuencia de corte de este circuito de desacoplo de base viene dada por la Ecuación (3.18), donde R es la resistencia de Thevenin que ve la capacidad. La capacidad es la suma de y la componente de entrada de Miller.




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3.2 Respuesta en baja y alta frecuencia del amplificador JFET. 3.2.1. Formulas Para la respuesta a baja y alta frecuencia del JFET como el circuito que se muestra en la figura Se utilizan tres fórmulas parecidas a las del BJT para la baja frecuencia.

Fórmulas para la baja frecuencia En el capacitor de entrada

En el capacitor de salida





En el capacitor de Emisor




                      Página 83

Fórmulas para la alta frecuencia

    

Ciss es la capacidad de entrada cuando la salida esta cortocircuitada.

                 (   ) 

Coss es la capacidad que ve el FET cuando las entradas están cortocircuitadas. Crss es la retroalimentación.


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Unidad 4: Amplificadores Retroalimentados 4.1 Configuración General : En la figura 4.1 se muestra el diagrama en bloques de un amplificador retroalimentado.

Figura 4.1 Diagrama en Bloques de un Amplificador Retroalimentado

4.1.1 Ganancia de Lazo Cerrado: Del análisis de la figura 4.1 se obtiene las siguientes relaciones:

1.)

SO  A * S e ………… (4.1)

2.)

Se  (Si  S f ) ……….. (4.2)

3.)

S f   * S O ………… (4.3)

4.)

A f 

S O S i

……………….. (4.4)

Sustituyendo (4.3) en (4.2):

Se  [ Si  (  * S O )] …………….. (4.5) Sustituyendo (4.5) en (4.1):

SO  A *[Si  (  * SO )] SO  A * Si  A(  * SO )


……….. (4.6)

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Despejando de (4.6) la incógnita SO:

S O 

AS i (1   A)

………….. (4.7)

Finalmente, sustituyendo (4.7) en (4.4):

AS i A f 

(1   A)

A f 

S i

A 1   A

………………(4.8)

De la fórmula (4.8) se obtiene: 

A: Ganancia de la Etapa A



β: Red β (Etapa de retroalimentación)

Ahora, si de la fórmula (4.8), el producto de la ganancia de la etapa A por la red β es mucho mayor que 1(βA>>1), la fórmula se puede simplificar de la siguiente manera;

A f 

1



…………. (4.9)

4.2 Topologías de la Retroalimentación: En los amplificadores reales, las señales de entrada y salida pueden ser voltajes o corrientes. Si el voltaje de salida es la señal de retroalimentación, puede compararse con el voltaje de entrada para generar la señal de voltaje de error, o con la corriente de entrada para generar la señal de corriente de error. Según el tipo de señales muestreadas y sumadas en un amplificador retroalimentado, se pueden formar una de las cuatro combinaciones según el tipo de conexión que se establece en la entrada u en la salida respectivamente, estas son: 1. Serie-Paralelo 2. Paralelo-Serie 3. Serie-Serie 4. Paralelo-Paralelo


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4.2.1Topologia Serie-Paralelo (Amplificador de Voltaje): Este tipo de topología presenta una alta impedancia de entrada y una baja impedancia de salida. En la figura 4.2 se muestra la topología de la retroalimentación Serie-Paralelo:

Figura 4.2 Topología Serie-Paralelo

4.2.2 Topología Paralelo-Serie (Amplificador de Corriente): Al contrario de la topología serie-paralelo, esta topología presenta baja impedancia de entrada y una alta impedancia de salida. En la figura 4.3 se muestra la topología Paralelo-Serie:

Figura 4.3 Topología Paralelo-Serie


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4.2.3 Topología Serie-Serie [Amplificador de Transconductancia (Tensión de Entrada y Corriente de Salida)]: Esta configuración presenta alta impedancia de entrada y alta impedancia de salida. En la figura 4.4 se muestra la topología Serie-Serie.

Figura 4.4 Topología Serie-Serie

4.2.4 Topología Paralelo-Paralelo [Amplificador de Transresistencia (Corriente de Entrada y Tensión de Salida)]: Esta topología presenta una baja impedancia de entrada y una baja impedancia de salida. En la figura 4.5 se muestra la topología Serie-Serie.

Figura 4.5 Topología Paralelo-Paralelo


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4.3 Efectos de la Retroalimentación: Los efectos principales el usar retroalimentación son los siguientes: 1. Reducción de la sensibilidad a las variaciones de la fuente. 2. Capacidad para controlar el ancho de banda. 3. Estabilización de un sistema inestable. 4. Capacidad para controlar la respuesta transitoria del sistema. 5. Permite que el circuito sea inmune al ruido.

4.4 Tipos de Retroalimentación: Existen básicamente dos tipos de retroalimentación, los cuales son:

4.4.1 Retroalimentación Negativa: En este tipo la señal de salida (o una fracción de esta), es retroalimentada de manera continua al lado de entrada, y se resta a la señal de entrada creando una señal de error que a su vez es corregida por el amplificador para producir la señal de salida deseada.

4.4.2 Retroalimentación Positiva: En este tipo la señal de salida es retroalimentada de manera continua al lado de entrada y se agrega a esta a fin de crear una señal de error más grande y así crear una señal de salida mayor, hasta que la señal de salida llegue al voltaje límite de saturación.


Página 89

4.5 Respuesta a la Frecuencia: Como ya se estudió en la unidad 3, los amplificadores responde de forma diferente a frecuencias bajas y altas, dependiendo del cálculo del capacitor de corte en baja y el capacitor de corte en alta. En el amplificador retroalimentado la ganancia está dada por la relación de la r e y la r f, por tanto, sin tomar en cuenta que la ganancia de la etapa A es muy grande, el amplificador va a tener una ganancia mucho menor que dicha etapa, lo que trae como ventaja una gran estabilidad de la señal de salida y un aumento considerable en el ancho de banda. En la gráfica 4.1a se muestra la respuesta a la frecuencia de un amplificador en emisor común para una ganancia de 400, mientras que en la gráfica 4.1b se muestra la respuesta a la frecuencia de un amplificador retroalimentado para la misma ganancia en la etapa A.

Grafica 4.1a Respuesta a la Frecuencia Amplificador en Emisor Común


Grafica 4.1b Respuesta a la Frecuencia Ampl. Retroalimentado

Página 90

4.6 Ejemplo de Amplificador Retroalimentado: En la figura 4.6 se muestra el diagrama de un amplificador retroalimentado de 2 etapas.

Figura 4.6 Amplificador Retroalimentado de 2 Etapas

para calcular la ganancia del De la figura 4.6 si se tiene una r e=100Ω y una r f=1KΩ, circuito seria:

Av f 

r f r e

Av f 

1

1000 100

1

Av f  11

Sin importar cuál sea la ganancia de la etapa A (Amplificador multietapa, que se espera que sea muy alta), la ganancia del amplificador retroalimentado es de 11 con una estabilidad grande.

La red β se calcularía de la siguiente manera:

 

r e re  r f



100 100  1000

  0.090 Diseño con Transistores

Página 91

4.7 Formulas para el Diseño de un Amplificador Retroalimentado de 2 etapas: Nº

Descripción

Fórmula

Ganancia de Lazo Cerrado

r f  ( Avf  1) * r e

Fórmula 4.11

4.12

Ganancia de Etapa 2

4.13

Resistencia de Carga

4.14

4.15

Resistencia Dinámica

Ganancia de Etapa 1 Impedancia de Entrada de la

4.16 4.17

4.18

4.19

Etapa 2 Resistencia de Base

Resistencia de Polarización (1)

Resistencia de Polarización (2)

AV 2 

RC / / R ' L r ' e2

R ' L  (rf  re ) / / RL r ' e2 

Av1 

25mV I CQ

RC / / Z in 2 r ' e  re

Zin 2  R1 / / R2 / /  * r ' e R R B   E 10 R1 

R B  V BB

1

Vcc

R2  R B *

Vcc



V BB

NOTA: Hay que recordar que para que los amplificadores funcionen de manera eficiente deben presentar 2 características en especial; alta impedancia de entrada para evitar la demanda de corriente de la fuente de alterna, y una baja impedancia de salida para evitar las Diseño con Transistores

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caídas de tensión internas y así de esta forma aprovechar casi el 100% de la señal de entrada a la salida.

4.8 Amplificadores con Retroalimentación Positiva (Oscilador) El funcionamiento de este amplificador es igual al de retro negativa con la diferencia que la señal de retroalimentación se suma a la señal de entrada provocando una señal de amplificación cada vez más grande.

A f 

A 1   A

Se de la formula, el producto de la etapa  por la etapa A (  A ), se logra mantener en uno (1), se estará creando un oscilador.

4.8.1 Criterios del Oscilador: Para crear un oscilador exitosamente deberá cumplir con el siguiente criterio: 1.

 A  1

2. El desfasamiento sea   0º  360º Si no se logra cumplir con este criterio podría suceder lo siguiente: 1.

 A <1: La señal empezaría a disminuir hasta que desaparecer, como se muestra en la figura 4.7.

Figura 4.7  A < 1 Diseño con Transistores

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2.-  A > 1 La señal empezaría a crecer hasta tender a infinito, lo que ocasionaría que se perdiera el rastro de la señal de forma visible, como se muestra en la figura 4.8.

Figura 4.8  A > 1


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Unidad 5: Amplificadores de Potencia. 5.1 Conceptos básicos y aplicación. Los amplificadores de potencia son convertidores que transforman la energía de fuente en seña potencia de salida. Estos pueden ser tipo clase A, AB, B y C. Los cuales tienen distintos parámetros de eficiencia y uso.

Introducción: Un amplificador de potencia convierte la potencia de una fuente de corriente continua (Polarización VCC de un circuito con transistores), usando el control de una señal de entrada, a potencia de salida en forma de señal. Si sobre la carga se desarrolla una gran cantidad de potencia, el dispositivo deberá manejar una gran excursión en voltaje y corriente. Los puntos de operación deben estar en un área permitida de voltaje y corriente que asegure la máxima disipación, (SOA, Safe Operating Area). Se deben considerar los voltajes de ruptura y efectos térmicos permitidos en los dispositivos de estado sólido, considerar la característica no lineales en el funcionamiento y usar los parámetros para gran señal del dispositivo.

5.1.1- Clasificación de los amplificadores de potencia. Existen cuatro clasificaciones básicas de amplificadores de potencia: A, AB, B y C. En clase A, el amplificador está polarizado de tal forma que la corriente por el colector fluye durante el ciclo completo de la señal de entrada. Para clase AB, la polarización del amplificador es de tal forma que la corriente de colector solamente fluye para un lapso menor a los 360º y mayor a los 180º de la onda correspondiente. Para el funcionamiento en clase B, la corriente IC fluirá solo durante 180º de la onda de entrada. Finalmente, para funcionamiento en clase C, el dispositivo conducirá durante un periodo inferior a los 180o correspondiente a la onda de entrada. La Fig. , muestra el comportamiento de las distintas


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clases. Los amplificadores tipo AB y B usan configuraciones transistorizadas llamadas push-pull. Cada uno de estos amplificadores posee características de eficiencia y distorsión distintos, por lo cual, sus aplicación será a distintas áreas.

5.1.2- Relaciones básicas en los amplificadores de potencia. Para analizar los amplificadores de potencia se requiere de ciertas cantidades y relaciones. Como el amplificador de potencia convierte la potencia de cc de la fuente de alimentación en una señal de potencia en la carga, la eficiencia de este proceso está dada por:

…………..(5.1) Donde η es la eficiencia, P L (AC), es la potencia media de señal en la carga y P CC, la potencia media de salida en la fuente de alimentación. El peak instantáneo y la potencia media disipada en el dispositivo de amplificación, considerando un transistor bipolar como dispositivo de potencia, se tiene

………….(5.2) Donde P CE es la disipación media de colector, P L es la potencia total, es decir, potencia cc más potencia ca en la carga. Para la evaluación de las distintas cantidades de potencia, se usa la relación básica dada por (5.3), donde p es la potencia instantánea, v e i son el voltaje y la corriente instantáneos.

……………..(5.3) Si se considera que v e i son formas de onda periódica, con componente media (cc), la cual puede ser cero y una componente de ca, no necesariamente sinusoidal, así se tendrá.

……………( 5.4) ………………..(5.5)


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Tomando el periodo completo de la onda, se tiene que:

………………(5.6) Donde, P dc es la contribución de la componente continua y P ac es la contribución de la componente alterna a la potencia media. Si las componentes de ca son tipo sinusoidal, se tiene:

………………….(5.7) ……………...……(5.8) Reemplazando en la ecuación (5.6), se tiene:

………….( 5.9) Como 2 = √2√2, entonces:

……………..(5.10) Cuando la señal de corriente tiene componente continua el valor rms de la forma de onda está dado por:

……..…(5.11) Donde I DC , es la componente continua de la señal, I 1rms es el primer armónico de la señal, Inrms es el n − ésimo armónico de la señal.


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5.1.3- El amplificador Clase A En operación clase A, el amplificador reproduce toda la señal de entrada, la corriente de colector es distinta de cero todo el tiempo, lo cual se considera muy ineficiente, ya que para señal cero en la entrada, se tiene un I CQ > 0, luego el transistor disipa potencia.

Amplificador Emisor común Sea la configuración de emisor común de la Fig. 1, la cual funciona en clase A. Por simplicidad se hace la resistencia de emisor R E = 0. El primer paso será seleccionar RL para máxima potencia de salida.

En la Fig. 5.2, se muestra las rectas de carga para dos puntos Q del amplificador, las cuales se intersectan con la curva P CE . Se observa que I C2 será la máxima corriente permitida para iC y VCE 1 será el máximo voltaje permitido para vCE , para el transistor en cuestión. El

óptimo elegido será el punto de reposo Q1, debido a que I C1 < I C2, lo cual implica una disminución en la corriente de colector, lo que trae consigo una disminución en la distorsión y una menor corriente de base requerida para obtener I C1. Para que la realización sea factible, V CE1 debe ser menor que V CEO, así se tomará que V CE1 = V CC . Lo cual puede no ser necesariamente efectivo para otras configuraciones en clase

A.


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Para valores I CMax y V CEMax, se tiene que el punto Q estará dado por la tangente a la curva PCEMax, dado por las coordenadas I CQ = I CMax / 2 y V CEQ = V CEMax / 2 como se indica en la Fig. . Se asume que la señal de entrada puede manejar el transistor entre el corte y la saturación, de esta forma para una variación en la corriente de base, se tiene la variación en la corriente de colector, y una variación en la potencia.


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5.2- Análisis de expresiones de potencia y eficiencia. El amplificador clase A, estudiado anteriormente tiene una resistencia de colector separada Rc y una RL, lo mejor que se puede hacer en este caso es adaptar las impedancias RL = RC para obtener el rendimiento máximo del 25% cuando la resistencia de carga pasa a ser la RC, la resistencia de colector. Recibe como mucho el doble de potencia de salida y el rendimiento máximo aumenta el 50%. De acuerdo a la curva, se pueden establecer las curvas para iC , vCE , PCC ,PCE y PL. El valor de la onda de potencia instantánea pCC, estará dada por el producto VCC iC y tiene la misma forma que iC . P CE = i cvCE. Note que la forma de onda de PCE tiene una frecuencia el doble de las otras formas de onda. La potencia en la carga será:

…………..(5.12)

Luego de acuerdo a (5.11), considerando que la corriente tiene componente continua y alterna, se tiene:


Página 100

…………(5.12) De la curva de la Fig. 5.3, se determina

        

, luego

……………( 5.14) Por otro lado, la potencia promedio entregada por la fuente será:

………..…..(5.15) Finalmente, la eficiencia estará dada por:

…………….(5.16) La eficiencia de este amplificador es baja, 25%, esto debido principalmente a que se mantiene una corriente de reposo en la carga, la cual no es usada (desperdiciada). Como la potencia en el transistor corresponde a la potencia de la fuente menos la potencia en la carga (total, es decir la ca y la dc), se tiene que

…………….(5.17) El cual tiene dos componentes, el primero será cc y le segundo ac. Se define adicionalmente un Factor de Merito (FM)


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B. Configuración emisor común con transformador de acoplo Sea el circuito de la Fig. 5a. Una forma de mejorar la eficiencia del amplificador clase A es usar el acoplo de la carga mediante un transformador. ? Cómo es eso?

Al considerar este acoplamiento, hace que la recta de carga en cc pase por VCEQ = VCC , pues R CC = 0, luego la recta de carga de alterna corta el eje del voltaje en un valor 2VCC . Como consecuencia de esto, cuando no hay señal, no existirá corriente por el colector. La carga vista por el colector será

……………..(5.18) Para este caso la potencia en la carga será:

………….( 5.19) Como sólo la carga recibe componente alterna, la corriente efectiva será la amplitud sobre

√2, luego:

……………….(5.20)

……………( 5.21)


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Debido a que VCEQ = VCC, se tiene que VCEMax = 2VCC , por lo tanto, de la curva se determina que

  

, así

……………..(5.22) Dado que la potencia media de la fuente es PCC = VCC ICQ, entonces:

…………(5.23)

…..……….(5.24) Finalmente, la eficiencia de la conversión será:

Por otro lado se tiene

…………(5.25) ……………..(5.26)


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Y el Factor de Merito

5.2.2- Análisis de amplificador clase A. Ejemplo 1: Sea el amplificador clase A de la Fig.5.7, sabiendo que a la carga R L se le entrega una potencia de 2W calcular •

La potencia de la fuente PCC

•

ICQ para que el transistor trabaje en clase A

•

Características del transistor Dado que el rendimiento es el 50%, se tiene.


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Como PL(AC) = V2 CC/ R 1L = 2W, esto implica que R 0L = 202 /2W = 100 [Ω] , además, PL 2

= (ICQ / √2 ) R 1 L , entonces

5.2.3- Análisis de Amplificador Clase B. En esta operación, se usa un transistor para amplificar el ciclo positivo de la señal de entrada, mientras un segundo dispositivo se preocupa del ciclo negativo. Esta es la configuración push-pull.

Se requieren dos transistores para producir la onda completa. Cada transistor se polariza en al punto de corte en lugar del punto medio del intervalo de operación. La corriente de colector es cero cuando la señal de entrada es cero, por lo tanto el transistor no disipa potencia en reposo. De la curva dada en la Fig. 5.9, se obtiene:

Luego, la potencia en la carga será nuevamente la indicada en (5.12). En este caso, cada transistor opera durante un semi-ciclo, por lo tanto, el valor efectivo de la onda será

ICMax /2 , así, la potencia total en la carga por cada transistor será:


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Luego, la potencia total en la carga suministrada por ambos transistores

Para determinar la potencia promedio PCC , entregada por VCC , se debe determinar la corriente media consumida, la cual se llamará ICC, (que corresponde a la media de la corriente iCC ). De acuerdo a la Fig. 5.10 la onda de corriente producida sera la superposición de los dos semiciclos.

Así se tiene que

Finalmente, se tiene el rendimiento:


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Lo que corresponde a un 78.5% de eficiencia en la conversión. Por otro lado, la potencia disipada en el colector Será:

Sea el circuito de la Fig. 5.11 que corresponde a un amplificador de simetria complementaria. La carga será de acoplamiento directo


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Para este amplificador se tiene

Simetría complementaria con acoplamiento capacitivo Para este caso se tiene que la alimentación de cada transistor es VCC / 2 y la carga será R L.

Ejemplo 2: Sea el amplificador clase B de la Fig. 5.13.Considere una carga de 8 [Ω]. Calcule la potencia de señal máxima en la carga, la disipación correspondiente a cada transistor y la eficiencia.


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Como la potencia esta dada por

5.3- Análisis de efecto térmico y distorsión. 5.3.1- Análisis térmico. Potencia de Salida Útil y Potencia Disipada Máxima: El agregado del circuito de polarización, estabilización y eventual compensación térmica, para que el circuito opere en un clase B práctico y particularmente, las resistencias de estabilización R 10 y R 11 conectadas en los emisores introducen una modificación en la resistencia de carga dinámica, que ahora pasa a ser ( R C + R 10 ) para el transistor T3 y (R C + R 11 ) para el transistor T4 por lo que si consideramos el circuito equivalente de carga dinámica de T3 por ejemplo, en él puede verificarse que siendo la potencia de señal de salida la que establece la ecuación (I.35.), es decir:


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   

Ahora

     

…..…(5.27)

En tanto que si llamamos Vomax a la tensión que se desarrolla sobre la carga R C la misma resulta ser una fracción de Vcemax establecida por el divisor:

    

…………..(5.28)

En consecuencia, la potencia realmente aprovechada en la carga R C , o potencia de salida útil que llamaremos Pu resulta ser: Diseño con Transistores

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                  √            o bien

En consecuencia:

Por igual motivo la potencia disipada máxima determinada por la ecuación (XI.8.) sufre una leve modificación al considerarse la nueva resistencia de carga dinámica. Asimismo y a los efectos de considerar apartamientos de las condiciones nominales que frecuentemente ocurren en los circuitos reales, consideraremos un +10 % de variación en la tensión de la fuente de alimentación y un – 20 % de variación en la resistencia de carga R C de modo entonces, que la potencia disipada más exigente sería la que seguidamente se indica:

  

…………(5.29)

5.3.2- Distorsión. Existen varios tipos de distorsión. La más conocida y usada como spec es la distorsión armónica total, normalmente unida al nivel de ruido. En este caso, la distorsión producida al recortarse una onda, o al producirse una onda triangular por un slew-rate bajo puede medirse perfectamente con este parámetro. El nivel de ruido se puede considerar como una distorsión, aunque completamente diferente de la distorsión armónica. El mayor problema es que siempre hay un cierto nivel de ruido en la línea y se amplifica, llegando a ser audible. La amplificación diferencial es una buena solución para ese problema. Hay otro tipo de distorsión, poco conocida y difícil de medir, que parece ser exclusiva del campo del audio, por sus grandes ganancias y su necesidad de baja distorsión armónica, llamada transient intermodulation.


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En amplificación de pequeña señal, no se produce excesiva distorsión por tres motivos: 

Ganancias moderadas.



Amplitud del voltaje reducida.



Intensidad de colector (drenador) con muy pequeñas variaciones.

Ninguno de estos puntos se suele cumplir en la amplificación de potencia, y la consecuencia en grandes señales es: o

Gran amplitud de voltaje:

o

distorsión por el efecto Early (en BJT y MOS).

o

En los mosfet: las altas capacidades CGD y CGS hacen que se reduzca el ancho de banda notablemente (aunque esto no sea propiamente una distorsión)

Intensidad en el transistor: 

Intensidad de colector con grandes variaciones: o

Variaciones muy grandes de beta

o

Variación de la impedancia de salida hoe

o

Variación de la impedancia de entrada hie

o

Variación de Vbe

En el caso de los mosfet, intensidad de drenador con grandes variaciones: 

gm es variable con respecto de ID.



Cuando ID es pequeña, se produce un comportamiento marcadamente a lineal en todos los mosfet.



Variación de la impedancia de salida Rs



Variación de ID supone variación de VGS, y esto implica la carga y descarga de la capacidad equivalente de entrada Cjss


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Grandes ganancias: 

Aparición del efecto Miller. En el caso de los mosfet de potencia, cuya capacidad de entrada es alta (200pF), el problema es aún mayor.

Con pequeñas ganancias, el efecto de las anteriores causas de distorsión es mínimo, pero en grandes ganancias, sus consecuencias son muy notables.

5.3.3 Distorsiones medibles. La tendencia de las etapas de muy alta gama, ya asentadas en el mercado y con un buen número de seguidores incondicionales es reducir el factor de realimentación negativa, incluso a costa de una mayor "distorsión". Lógicamente ellos se lo pueden permitir... ¿o no? Entre un Technics con un 0,01% THD y un Gryphon con un 0,01%, ¿usted no elegiría el Gryphon? Luego algo debe haber aparte de THD.

IMD SMTPE El test SMTPE es uno de los más antiguos para esta distorsión. Existe una relación muy cercana entre THD de bajo orden e IMD ya que se suelen generar de la misma manera. A la derecha se puede ver la onda de prueba, una de 60Hz sumada a otra de 7000 Hz de un valor 4 veces menor. Pero es una representación de lo que ocurre cuando se ·"generaliza" la distorsión armónica para varias ondas, ya que en todos los casos el mecanismo de generación de THD genera también IMD.


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Concretamente, esta cifra se mueve en: IMD=A*THD, siendo A un número entre 3 y 4. IMD se incrementa con las variaciones bruscas en la ganancia (recorte, saturaciones, cruce por cero...) y disminuye con las funciones de transferencia suaves, por lo que esta ley no es universal, pero sí una buena aproximación.

CCIF El test CCIF es más apropiado para medir este fenómeno en audio. Consiste en aplicar una señal de 14kHz y 15kHz (o 18kHz y 19kHz) y crea componentes de IMD en 1, 2, 3, 4, 5kHz... Es una medida que tiene relación con THD por que también señala una dependencia del punto de operación, es decir, una no linealidad, pero también tiene relación con la velocidad del amplificador, ya que en el punto de máxima variación de tensión se produce el doble de distorsión (también medible mediante análisis de Fourier) que THD, la cual no nos revelaría este comportamiento, si se produce. En el ejemplo se puede ver un análisis utilizando esta técnica. Se trata de una etapa de gran velocidad, y muy bajo factor de realimentación. En ella se puede apreciar que las componentes más distantes (1, 2,3kHZ) están muy por debajo de las dos ondas de prueba, mientras que las que se pueden medir por SMTPE son más notables. THD de esta etapa es de 0,03%, lo que se corresponde con los resultados SMPTE (0,1%) y da una idea de que no se producen grandes limitaciones de velocidad, ya que la componente de 1kHz está en 0,03%


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5.3.4 - Distorsiones temporales.TIM (SID) Otala, el descubridor de ésta distorsión llegó a justificar cambios audibles en base a una distorsión que hasta entonces no se había tenido en cuenta. Un ejemplo de algo que puede pasar, que bajo ciertos criterios técnicos no tenga cabida pero sí los tenga a nivel de oído. A nivel teórico el desfase a 10kHz es de 4º y es ese el desfase medido en el armónico fundamental de la salida. No es gran cosa comparada con la distorsión que posee. Veámoslo en el análisis de frecuencias de la salida:

Nº

Frecuencia

Amplitud

Amplitud normalizada

1

1.000E+04

9.539E+00

1.000E+00

2

2.000E+04

2.672E-01

2.801E-02

3

3.000E+04

3.581E-01

3.754E-02

4

4.000E+04

1.153E-01

1.209E-02

5

5.000E+04

2.122E-01

2.225E-02

Distorsión armónica total = 5.324501E+00 por ciento. Efectivamente, un 5% de distorsión armónica es una cifra alta En las etapas diferenciales la corriente de polarización la produce una fuente constante, por lo que esta etapa nunca podrá proporcionar a ese condensador más corriente de lo que hay. En estos gráficos podemos ver los caminos de carga y descarga del condensador de Miller. Existe una relación directa entre el valor de éste condensador, la ganancia total, y la corriente de polarización. El caso es que para variaciones muy bruscas de la tensión, el condensador se carga a través de una fuente de corriente, lo que limita la tasa de variación de su voltaje.


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Éste es el motivo de construir amplificadores con un gran ancho de banda, no para que nuestro can oiga música supersónica, como muchas veces se ha sugerido por desconocedores de un fenómeno científico probado y relacionado con la audición, sino para que no tenga lugar ésta limitación. Esta velocidad supone cómo de rápido se va a corregir sus propios errores la etapa. Personalmente no veo necesario aumentar el ancho de banda por encima de 50kHz para que podamos oírlo, porque no podemos, pero sí veo necesario aumentarlo por encima de 100, incluso de 500kHz para poder atender a las bruscas variaciones de tensión que produce la música. En las válvulas, el transformador de salida limita el ancho de banda a 40kHz en los mejores casos, pero no produce una limitación en la tasa de variación, de ahí que sus agudos se mantengan cristalinos y que la música tenga dinamismo.

5.3.5- Distorsiones térmicas. Se puede comprobar en un op-amp de potencia que a baja frecuencia se genera distorsión armónica que decrece con una pendiente de 6dB/oct a medida que aumenta la frecuencia. Es una causa de IMD, pero cuya acción es sumamente lenta y con gran diferencia entre las frecuencias. Puede generar componentes armónicas de IMD que afectan a frecuencias mucho mayores. Por mis experiencias puedo decir que es audible, pero difícilmente medible mediante los test convencionales. Aunque no haya podido encontrar una relación causa efecto obvia más que en etapas con grande derivas térmicas, me baso en que cuando una etapa requiere compensación térmica (las de salida), la tonalidad no alcanza el nivel esperado hasta que no se ha producido la estabilidad térmica. Este tipo de distorsión se agrava en los integrados, donde las modulaciones térmicas en el punto de operación de las etapas se ven afectadas por la proximidad física. También es obvio que una resistencia tiene un cierto coeficiente térmico y esto varía su valor, siendo habitualmente causa de variaciones en la ganancia total y punto de operación de las etapas restantes. Además, ésta modulación es amplificada.


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5.3.6- Mecanismos de audición. Resulta curioso como los ciertos amplificadores de válvulas clase A con cifras altas de distorsión parecen y pueden sonar mejor y con más potencia que otro con salida en clase AB de la misma potencia.

Efectos de la distorsión: timbre. El timbre resultante de una distorsión armónica tiene una estrecha relación entre su estructura de armónicos y la de un instrumento que crea una secuencia semejante. La división más sencilla es viento, cuerda y percusión. Además de la absorción de las ondas del material, en él también se pueden crear armónicos, que son de orden 2n. Esto ocurre principalmente en trompetas y trompas, con paredes más delgadas, y no en el flautín, con paredes más gruesas. El sonido resultante también es diferente. Las trompetas son más estridentes, aparte de que la carga espacial genera armónicos de orden par. De esto se deduce en gran parte que cada instrumento tiene su timbre, y que la adición de timbre no es inocua ni mucho menos, pero en muchos casos puede pasar desapercibida o resultar beneficiosa con valores de hasta el 5% THD. En instrumentos de cuerda, la adición de armónicos de 2º y 4º orden por parte de la electrónica contribuirá a enfatizar el timbre, puede hacer que los violines suenen con más presencia, pero no será lo mismo para instrumentos de viento, donde el timbre se verá falseado.

Efectos de la distorsión: tipos de componente. Cada circuito tiene un tipo de distorsión característica. Las etapas clase A, suelen tener distorsión de 2º orden, por eso parecen sonar más altos los amplificadores clase A singleended. Las etapas push-pull tienden a cancelar el 2º armónico y hacen que el predominante sea el 3º, dando una sensación de sonido poco hiriente.


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Además, cada tipo de componente tiene un tipo de distorsión característica y predominante. En las válvulas es la de 2º orden, en transistores es 2º y 3º orden (no simétricos) y en operacionales monolíticos sólo 3º. Un armónico f7 que cree una THD de un 0,1% es audible y molesto, pero una distorsión de 2º orden con la misma THD puede no serlo. Por este motivo, un nivel de distorsión armónica de un 1% de 2º orden (como en muchos amplificadores a válvulas) puede pasar desapercibida. En conclusión, no todas las distorsiones son iguales, y aceptando que la distorsión no puede ser 0, lo mejor es que sea de 2º orden.

5.4. Análisis y diseño de amplificadores de potencia. A continuación se inicia el análisis y diseño de amplificadores lineales de potencia, comenzando con los de clase A, con sus ventajas y desventajas, y continuando con amplificadores clase B, analizando los criterios de diseño de amplificadores acoplados inductivamente y los de acoplamiento directo, incluyendo los distintos casos de simetría complementaria, y configuración puente. Por último se pasa al diseño de amplificadores de potencia realimentados con el análisis y diseño de fuentes de alimentación lineales, variables y con protección o control de corriente de salida, para lo cual se desarrolla un diseño por parte de los alumnos de una fuente completa la cual debe ser realizada como proyecto final de la materia. En cada uno de los casos de estudio, en el diseño se utiliza para comprobación de funcionamiento las herramientas de simulación correspondiente.


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5.5- Efectos de ruido. RUIDO: Se denomina ruido en la comunicación a toda señal no deseada que se mezcla con la señal útil que queremos transmitir. Es el resultado de diversos tipos de perturbación que tiende a enmascarar la información cuando se presenta en la banda de frecuencias del espectro de la señal, es decir, dentro de su ancho de banda. El ruido se debe a múltiples causas: a los componentes electrónicos (amplificadores), al ruido térmico de las resistencias, a las interfaces de señales externas, etc. Es imposible eliminar totalmente el ruido, ya que los componentes electrónicos no son perfectos. Sin embargo es posible limitar su valor de manera que la calidad de la comunicación resulte aceptable. INTERFERENCIA: Es cualquier cosa que altera, modifica o interrumpe la señal cuando viaja a lo largo del canal entre fuente y receptor. Los ejemplos más comunes son: 

Interferencia Electromagnética (EMI)



Interferencia del Co-channel (CCI)



Interferencia adyacente (ACI)



Interferencia de intersimbolo (ISI)



Interferencia del Común-modo (CMI)

5.5.1- Ruido aleatorio. También conocido como ruido térmico, es generalmente el más importante y tiene su origen en la agitación o movimiento caótico de los electrones en los componentes electrónicos. Presenta una densidad espectral de igual potencia en todo el ancho de banda, por lo que se suele denominar "ruido blanco", ya que una distribución espectral de este tipo, pero en la banda visible de las ondas electromagnéticas, produciría luz blanca. Existen también otros ruidos "coloreados" de los cuales el más popular es el ruido rosa, utilizado para hacer mediciones, cuya potencia decrece a ritmo de 3 dB por octava.


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5.5.2- Ruido periódico. Este tipo de ruido suele generarse fuera del equipo, al que se acopla de alguna forma. A diferencia del ruido aleatorio, el periódico puede ser totalmente eliminado mediante un adecuado diseño del equipo), una instalación adecuada. El tipo más frecuente de ruido periódico es el llamado "zumbido", consistente en oscilaciones de 50 Hz y sus armónicos, provenientes de la red eléctrica. Suele deberse a inducciones o a defectos en la puesta a tierra de los circuitos. La medida del ruido periódico es similar a la del ruido aleatorio, excepto que se necesita disponer de un osciloscopio o de un analizador de espectros para identificar la frecuencia de! ruido periódico. Este tipo de medidas sólo se realiza por parte de los técnicos de mantenimiento. En el apartado de "otros ruidos" habría que citar el "ruido de granalla" que se produce en los semiconductores por la generación y recombinación aleatoria de algunos pares electrón-hueco. El ruido de granalla presenta, al igual que el térmico, un espectro plano dentro de la gama de frecuencias. Este tipo de ruido no suele encontrarse en las especificaciones de los equipos actuales, ya que es de muy poco valor en los semiconductores modernos. Debe citarse también el "ruido digital", que se produce cuando la señal analógica es cuantificada después del muestreo.

Conclusión: Los amplificadores de potencia son fundamentales para diversas aplicaciones, tales como audio radio frecuencia. Solo se han mostrado algunos conceptos básicos, con el fin de entender las magnitudes más importantes, tales como la eficiencia, Potencia de señal y potencia disipada por el transistor.


Página 120

Práctica Nº 1 Amplificador Multietapa Objetivo de la Práctica Diseñar y construir un amplificador multietapa, con una ganancia total de 25 y que por separado cada una de 5 de ganancia y que multiplicado de la ganancia total.

2.2 Materiales y Equipos: 

2 transistores BC547



Resistencias (Según cálculos realizados)



Osciloscopio.



Generador de señales.



Fuente de CD sencilla



3 Puntas para osciloscopio.



Multímetro digital.



3 Capacitores de 1uF.



2 capacitores de 47uF.


Página 121

Diagrama a Montar para la Práctica

Av =5

en la segunda etapa

Para la etapa 2:

AV 2 

RC / / R 'L r ' e2

…………(1)

Para una Rc=5.1KΩ

                    





= 675.49Ω

Calcular r´e


Página 122

Despejando RE y sustituyendo:

                          

Calculando VBB y RB:

RB=β (RE+re)/10= (200) (900Ω)/10= 1800Ω

Ahora hay que calcular la impedancia y las resistencias R1 y R2 los cuales nos permitirán calcular el capacitor que nos permitirá alcanzar la ganancia adecuada.

Fl´´´=300Hz

              []     ZE=RE// ZE=1300Ω//160Ω=142.68Ω


Página 123

Amplificador Multietapa siendo provado.

Osciloscopio mostrando amplificación y generador de señales.


Página 124

Resultados Obtenidos 1.



4.8

2. AVT= Alta ganancia final 3. Av2=5.2

Conclusiones Se logró diseñar y construir un amplificador multietapa, con una ganancia de voltaje estable de 5.2, de esta forma, se pudo observar el comportamiento del circuito, dando como resultado un alto grado de estabilización de la onda en la salida, sin importar la frecuencia en la que se opera.

Recomendaciones Tener en cuenta los valores de las resistencias se debe tener los valores más aproximados a ellas y conocer bien la polarización del transistor.


Página 125

Practica Nº 2 Amplificador de cascada Objetivo de la Práctica Diseñar y construir un amplificador en cascada usando tres transistores (2 BJT y 1FET) la cual tiene que tener una ganancia de 25.

Material y Equipo necesario 

2 transistores BC547 y 1 transistor






Osciloscopio.









Puntas para osciloscopio.



Multimetro digital.






2 capacitores de 47Uf


Página 126

Diagrama a montar

Cálculos Etapa 3: Se calcularan los voltajes correspondientes

          VBB2=0.7v+6v=6.7v

Por medio a sus especificaciones de su hoja de datos se harán los siguientes cálculos


Página 127

  


Página 128

Se calculara la Etapa 2

Para R1=10K

           

Calcularemos la Etapa 1

VDS=6v RD=3.9K

VGS(off)=-1.8v VGS=-0.75v ID=1.25mA

Av2=5

Β=200

                Para Rc=5.1K Ic=1mA

     Diseño con Transistores

Página 129

                                ]   [                 ] [

Calculando VBB y RB:

R1=18k


Página 130

 

Circuito Amplificador de cascada.


Página 131

Se muestra el material utilizado en la práctica.

Resultados Obtenidos: 4. Primera etapa = 5 de ganancia 5. Segunda etapa =4.8 de ganancia 6. Tercera etapa= 1 de ganancia 7.

AVT= Alta ganancia final

Conclusiones Se logro diseñar y construir un amplificador en cascada en tres etapas, con una ganancia de 25, de esta forma, se pudo observar el comportamiento del circuito el cual nos permitió trabajar con un FET y dos BJT, los cuales tienen diferentes características y hay que encontrar un punto de equilibrio entre los dos.


Página 132

Recomendaciones Se recomienda tener en cuenta la función de los dos diferentes transistores, tener en cuentas las betas como las diferentes configuraciones ya que por una mala polarización puede resultar fatal.


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Práctica Nº 3 “Amplificador Sintonizado”

Objetivo de la Práctica: Diseñar y construir un amplificador sintonizado con transistor BJT, cuya frecuencia de resonancia sea de 1.5MHz.

Materiales y Equipos: 

1 transistor (Q) NPN 2N2222.



1 capacitor (C) (cálculos).



2 capacitores de 1uF (Cin y Cout).



1 bobina (L) de 15uH.



R B de 4.7k.



R L 10k.



Fuente de C.D.



Osciloscopio.






Multimetro digital.






Protoboard.


Página 134

Diagrama a Montar para la Práctica:

Calculo del Capacitor (C): Para una frecuencia de resonancia (Fr ) de 1.5MHz, y una bobina (L) de 10uH, haciendo uso de la formula (2.27) se obtiene el valor del capacitor: 2

 1  1  *  2 Fr  L

C   Sustituyendo valores:



2

 1 *  (15 )  2 (1.5 ) MHz  F   C  750 pF

C  


1

Página 135

Cálculo del punto Q: 1. Sustituyendo valores en la fórmula (2.34) se obtiene la reactancia inductiva:

X L  2 *(1.5MHz) *(15 F )

X L  64.08 2. Ahora hay que sustituir el valor de XL en la formula (2.33), para de esta forma obtener el valor del punto Q del inductor:

Q L 

64.08 0.5

Q L  128.16 3. Sustituyendo el valor anterior en la formula (2.32):

R p  (64.08) * (128.16)

R p  8212.49 4. Con el valor conseguido en el punto anterior podemos obtener la resistencia de carga final, sustituyendo en la formula (2.29):

r c  8212.49 / /10000 r c  4509.26 5. Finalmente haciendo uso de la fórmula (2.28) se obtiene el Q del amplificador sintonizado:

Q


4509.26 64.08

 70.36

Página 136

Cálculo del Ancho de Banda: Haciendo uso de la fórmula (2.31) se obtiene el ancho de banda:

Bw 

1.5 MHz 70.36

Bw  21318.93Hz

Amplificador Sintonizado montado en protoboard


Página 137

Fuente de D.C que Alimenta al Circuito.

Generador de Señales Diseño con Transistores

Página 138

Resultados Obtenidos: 1.- A una frecuencia de resonancia de 1.6MHz se logro la máxima ganancia permitida por el amplificador sintonizado cuyos valores fueron:

Vout (V pp )  37.428v

Vin (Vpp )  2.44v

Av(max)  15.339 2.- A una frecuencia de corte en alta de 1.71MHz se obtuvo el 70% de la ganancia total de dicho amplificador. Los valores resultantes fueron:

Vout (Vpp )  26.20v

Vin (Vpp )  2.44v

Av(max)  10.7377

En CH1 se muestra el voltaje de entrada, en el CH2 voltaje de salida.

Conclusiones


Página 139

En la realización de la práctica de laboratorio se logro diseñar y construir exitosamente un amplificador sintonizado. Esto permitió observar como es su comportamiento en la frecuencia de resonancia y en frecuencias cercanas a esta, confirmando de esta manera los cálculos obtenidos de forma teórica, y conocer un poco del funcionamiento de equipos que en la vida cotidiana están compuestos por este tipo de amplificadores.

Recomendaciones 1.- Para que el amplificador funcione correctamente es recomendable el uso de bobinas identificables por colores (como las resistencias), ya que poseen un recubrimiento contra el ruido evitando que este se cuele entre la señal y no se logre observar el resultado esperado. 2.- También se recomienda realizar cálculos con otro valor de inductor para de esta manera tener una segunda opción lista para probar.


Página 140

Práctica Nº 4 “Amplificador Diferencial”

Objetivo de la Práctica Diseñar y construir un amplificador diferencial espejo de corriente que incluya una fuente de corriente por transistor para obtener una ganancia de voltaje de 20

Material y Equipo Necesario: 




Resistencias (Según cálculos de diseño)



Osciloscopio



Generador de señales



Fuente doble



Multimetro digital



Puntas para osciloscopio



Protoboard



Caimanes


Página 141

3.3 Diagrama del amplificador a montar:

Calculo de IR : Para una R= 10K, y haciendo uso de la formula 2.23 (con una pequeña modificación):

I R  I R 

VCC  VEE  V D R

12v  12v  0.7v 10 K 

 2.33mA

Haciendo uso de la fórmula 2.12 se tiene que:

IT  2 * I E I E  I


C



2.33mA 2

 1.165mA

Página 142

Ahora hay que calcular la resistencia dinámica (r’e) del transistor:

r 'e 

25mV 1.165mA

 21.549

Sustituyendo este valor en la fórmula 2.19, y despejando R C:

(20)*2*21.459  RC RC  858.36  RC (Comercial)  1k 

Amplificador Diferencial montado en Protoboard


Página 143

Conexión con Fuente de CD doble.

Resultados

Vin  40.8mV

Vout  980mV

AV  24


Página 144

En el Osciloscopio se Muestra los Valores de Entrada Salida del Amplificador Diferencial


Página 145

Recomendaciones Al momento de construir esta práctica, se deben buscar los valores más cercanos a las resistencias calculadas, si se logran encontrar de preferencia resistencia de precisión, para que la ganancia obtenida sea del valor esperado. También afecta un poco el hecho de que los transistores, a pesar de que son de la misma matricula, poseen betas distintas lo que altera un poco el resultado final.

Conclusiones En la práctica realizada se logro construir exitosamente un amplificador diferencial espejo de corriente con fuente de corriente a una ganancia cercana a la calculada. Muchos de estos amplificadores se encuentran dentro de un encapsulado conocido por todos que es el amplificador operacional, por lo que es de mucha importancia su estudio para lograr una mayor comprensión del mismo y un manejo básico de los amplificadores operacionales.


Página 146

Práctica Nº 5 Respuesta a la baja Frecuencia BJT. Objetivo de la Práctica “Diseñar y construir un amplificador con transistor BJT, para obtener una ganancia de 20 además de calcular sus capacitores para tener una frecuencia de corte de 300HZ”

Materiales y Equipos 

Protoboard.



1 Transistor BC547



1 resistencia de 10KΩ.



1 resistencia de 3.9KΩ



1 resistencia de 120Ω






1 resistencia de 68KΩ






1 capacitor de 2.524µf aproximado.



1 capacitor de .19µf aproximado.



1 capacitor de .949µf aproximado.



1 Fuente Variable.



Generador de Funciones.



Osciloscopio.



Puntas de osciloscopio.






Cable para conexiones.


Página 147

Desarrollo de la Práctica Diagrama a montar:

Cálculos: Suponiendo los siguientes valores

                                                            Diseño con Transistores

Página 148

                                                                                  [  ]          En base a la fórmula calcularemos los capacitores

Para Cin y

Se desprecia la resistencia del generador por ser muy baja.

Para el Cout y

Utilizando la formula 3.13

Para el CE. Y

Aplicando las formulas 3.14 y 3.15

El capacitor dominante es el paralelo al emisor.


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Resultados Obtenidos Con los cálculos obtenidos se prosiguió por hacer el montaje de la práctica y observa la amplificación.

En esta foto se muestra el montaje de la práctica con cada uno de los elementos además de ciertos arreglos en los capacitores para obtener el valor deseado.

En esta figura observamos los valores medidos por el osciloscopio, con una frecuencia de 300Hz. Además de las señales de entrada y salida, la señal de salida es la desea ya que esa señal es la que corta a 300 Hz con una amplificación de 20.


Página 150

Conclusiones Una de las formas de aprender el funcionamiento real de los componentes, es aprender a usarlos en la práctica, ya que es donde pones a prueba los conocimientos obtenidos en las clases, y donde aprendes a solucionar problemas presentados al momento. En la realización de la práctica de laboratorio se logró diseñar y construir exitosamente un amplificador de respuesta abaja frecuencia BJT. Esto permitió observar cómo es su comportamiento en la frecuencia de 300Hz, confirmando de esta manera los cálculos obtenidos de forma teórica.

Recomendaciones 1. Estar concentrados en lo que se está realizando para evitar que la práctica falle por errores insignificantes. 2. Medir las betas de los transistores para evitar fallas en los cálculos. 3. Utilizar el puente universal para medir los capacitores ya que muchas veces no son el valor que nosotros vemos en la matricula. 4. Tener el material suficiente para poder cambiar si alguno se daña.


Página 151

Práctica Nº 6 Respuesta a la baja Frecuencia JFET. Objetivo de la Práctica “Diseñar y construir un amplificador con transistor FET, para obtener una ganancia de 20 además de calcular sus capacitores para tener una frecuencia de corte de 300HZ”


Protoboard.



1 Transistor 2N5457



1 resistencia de 3MΩ.






1 resistencia de 7.5K Ω















1 capacitor de 9.57nf aproximado.



1 Fuente Variable.






Osciloscopio.











Página 152



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Página 153

                           

De acuerdo a la fórmula 3.20, para



Resultados Obtenidos

Con los cálculos obtenidos se prosiguió por hacer el montaje de la práctica y observar la amplificación.

De acuerdo con los datos mostrados por el osciloscopio se comprobaron los cálculos ya que nos daba una amplificación aproximada a 20, además de tener una frecuencia de corte de 300 Hz en el Cout.


Página 154

Conclusiones En la realización de la práctica de laboratorio se logró diseñar y construir exitosamente un amplificador de respuesta abaja frecuencia FET. Esto permitió observar cómo es su comportamiento en la frecuencia de 300Hz, confirmando de esta manera los cálculos obtenidos de forma teórica.

Recomendaciones 1. Estar concentrados en lo que se está realizando para evitar que la práctica falle por errores insignificantes, además de no perder la paciencia ya que en muchas ocasionas la práctica no funciona a la primera y hay que hacer modificaciones. 2. Verificar las curvas del transistor. 3. Utilizar el puente universal para medir los capacitores ya que muchas veces no son el valor que nosotros vemos en la matricula. 4. Tener el material suficiente para poder cambiar si alguno se daña.


Página 155

Práctica Nº 7 Respuesta a la Alta Frecuencia BJT. Objetivo de la Práctica “Diseñar y construir un amplificador con transistor BJT, para obtener una ganancia de 20 además de calcular sus capacitores para tener una frecuencia de corte alta de 300K HZ”


Protoboard.



1 Transistor BC547



1 resistencia de 10KΩ.



























1 Fuente Variable.






Osciloscopio.











Página 156



                                                      Diseño con Transistores

Página 157

         

En base a la fórmula calcularemos los capacitores

                                                                  Para Cin y

Se desprecia la resistencia del generador por ser muy baja.

Para el Cout y

Utilizando la fórmula 3.13

Para el CE. Y

Aplicando las formulas 3.14 y 3.15

El capacitor dominante es el paralelo al emisor.


Página 158

Resultados Obtenidos Con los cálculos obtenidos se prosiguió por hacer el montaje de la práctica y observa la amplificación fuera exacta o aproximada si no de lo contario se tendría que recalcular.

En esta foto se muestra el montaje de la práctica con cada uno de los elementos además de ciertos arreglos en los capacitores para obtener el valor deseado.


Página 159

En esta figura se muestra como se ajustó el osciloscopio una frecuencia de 300KHz que sería nuestra frecuencia de corte que deseábamos. Posteriormente con el montaje y con la frecuencia del osciloscopio ajustada se prosiguió a medir con el osciloscopio cada una de señales para saber la amplificación y si a hacia el corte a la frecuencia establecida.


Página 160

En esta figura observamos los valores medidos por el osciloscopio, con una frecuencia aproximada de 300KHz. Además de las señales de entrada de 12mV y salida de 220mV. Haciendo el cálculo correspondiente se demuestra que es una amplificación aproximada a 20 de ganancia ya que nos da como resultado 18.33 de ganancia. A la frecuencia establecida de 300KHz.

Conclusiones En la realización de la práctica de laboratorio se logró diseñar y construir exitosamente un amplificador de respuesta alta frecuencia BJT. Esto permitió observar cómo es su comportamiento en la frecuencia de 300KHz, además de obtener nuevos conocimientos prácticos ya que en veces existen conflictos en el saber cómo corregir los errores y poder confirmando de esta manera los cálculos obtenidos de forma teórica.

Recomendaciones 1. Evitar que existan conflictos en el equipo. 2. Medir las betas de los transistores para evitar fallas en los cálculos. 3. Utilizar el puente universal para medir los capacitores ya que muchas veces no son el valor que nosotros vemos en la matricula. 4. Admitir los errores que uno comete para poderlos corregir estos errores como equipo. Diseño con Transistores

Página 161

Práctica Nº 8 Respuesta a la baja Frecuencia JFET. Objetivo de la Práctica “Diseñar y construir un amplificador con transistor JFET, para obtener una ganancia de 20 además de calcular sus capacitores para tener una frecuencia de corte de 300K HZ”


Protoboard.



1 Transistor 2N5457



1 resistencia de 10K Ω.



1 resistencia de 5.6K Ω






1 resistencia de 3.3MΩ






1 capacitor de 41.8pf aproximado.












1 Fuente Variable.






Osciloscopio.











Página 162



      () []                              


Página 163

 ] [                                    [  ][   ]           

De la hoja de datos obtengo: Por lo tanto

Para

Resultados Obtenidos Con los cálculos obtenidos se prosiguió por hacer el montaje de la práctica, además de hacer los arreglos correspondientes con laos capacitores. Diseño con Transistores

Página 164

En la figura se denotan el armado de la práctica, y ciertos arreglos como capacitores tanto cerámicos como electrolíticos.


Página 165

De acuerdo con los datos mostrados por el osciloscopio se comprobaron los cálculos ya que nos daba una amplificación aproximada a 20, además de tener una frecuencia de corte de 300 KHz.


Página 166

Conclusiones La práctica de laboratorio se logró diseñar y construir exitosamente un amplificador de respuesta alta frecuencia JFET. Esto permitió observar cómo es su comportamiento en la frecuencia de 300kHz comprobando los cálculos obtenidos de forma teórica. Ay que se hacia el corte a esta frecuencia.

Recomendaciones 1. Verificar los cálculos antes de empezar a montar asi como las formulas dispuestas para hacer los cálculos. 2. Verificar las curvas del transistor. 3. Utilizar el puente universal para medir los capacitores ya que muchas veces no son el valor que nosotros vemos en la matricula. 4. Tener el material suficiente para poder cambiar si alguno se daña. 5. Mantener la paciencia y tener disponibilidad de tiempo para evitar cometer errores.


Página 167

Practica Nº 9 “Amplificador de 2 Etapas Retroalimentado”

Objetivo de la Práctica Diseñar y construir un amplificador retroalimentado de 2 etapas, con una ganancia sin retroalimentación de 400 y una ganancia de retroalimentación de 5.








Osciloscopio.












Multimetro digital.






2 capacitores de 47uF.


Página 168

Diagrama del Amplificador a Montar:

Calculo de la etapa de retroalimentación:

AVf  5

Para una r e propuesta de 120Ω

Haciendo uso de la fórmula 4.10, despejando r f y sustituyendo los valores de r e y Avf

r f  ( Avf  1) * r e r f  (5  1) * (120)  480  rf (comercial )  470 11.5 Para la etapa 2:

AV 2 

RC / / R ' L r ' e2

…………(1)

R ' L  (rf  re ) / / RL

R ' L  (470 120) / /(10k )  590


Página 169

r ' e2 

25mV 1.1mA

 22.72

Despejando R C en 1y sustituyendo:

RC 

(20) * (22.72) * (590) (20)(22.72)  590

 1115.1  1.2k 

Para R E:

R E 

12v  6v   (1.1mA) * (1.2k  )  1.1mA

 4254.54  4.7k 

V BB  0.7v  (1.1mA * 4.7k)  5.87v Para calcular la resistencia de base:

R B 2

R E 4700    (250) *  117500 10 10

Para calcular las resistencias que polarizan la base:

R

12



R B 2  V BB 2

1

Vcc

117500  230k  5.87v 1 ( ) 12v

Vcc   12v     240 K   230k  R22  R B 2 *  (117500 ) *     5.87v   V BB  Ahora hay que calcular la impedancia de entrada para esta etapa ya que servirá de resistencia de carga para la etapa 1:

Zin2  R1 / / R2 / /  * r ' e   * r ' e  (250) *(22.72)  5680


Página 170

Cálculos de la etapa 1: Para Av2=20

RC  

r e=120Ω

Zin 2 * AV 1 (r ' e  re) AV 1 (r ' e  re)  Z in 2



5680 * (20)(22.72   120 ) 20 * (22.72  120 )  5680 

RC  5737.89  5.6k  R E 

Vcc  VCE  I C * ( RC  re)



6v  (1mA)(5.6k   120)

I C

1mA

R E  280  270 V BB1  0.7v  (1mA)(120  270)  1.09v Nuevamente se calcula la R B para obtener las resistencias de polarización de base:

R B  (250)

270 10

 6750

6750 R11   7424.38  6.8k  1.09v 1 12v

12v

R21  6750 * ( )  74311.92  68k  1.09v Resultados Obtenidos: 8. AV 1 9.

 22

AVT= Alta ganancia final

10. AVf  5.2


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Conclusiones Se logró diseñar y construir un amplificador de 2 etapas retroalimentado, con una ganancia de voltaje estable de 5.2, de esta forma, se pudo observar el comportamiento del circuito con y sin retroalimentación, dando como resultado un alto grado de estabilización de la onda en la salida, sin importar la frecuencia en la que se opera, ya que como se sabe una de las características principales de este tipo de amplificador es su gran ancho de banda.

Recomendaciones Se recomienda realizar 2 diseños probables para este tipo de amplificador, uno como el que se construyó en esta práctica, y el 2º con una etapa de seguidor emisor o Colector común, a la salida, de esta forma la ganancia de voltaje no se ve afectada, y por lo tanto la resistencia de carga puede ser muy baja.


Página 172

Practica Nº 10 “Amplificador de potencia”

Objetivo de la Práctica Diseñar y construir un amplificador potencia clase B/AB para amplificar el sonido.


Tic 42C y Tic 41



2 disipadores



2 diodos



Osciloscopio.















1Capacitores de 470 uF



1capacitores de 10 uF.


Página 173


Cálculos Pout=1W Vcc=18v R2=8Ω R=3.9KΩ Calcular el Pout y Vpp

Calcular




         Página 174

Calcular

                                  

Circuito amplificador de potencia montado en proto-booard.


Página 175

Bocinas de 8 Ω.

Resultados Obtenidos: En este circuito se alcanzan las condiciones al cumplir que son 1 W de potencia a 8 V de alimentación.

Señal de entrada proporcionada por el generador.


Página 176

Conclusiones Se logró diseñar y construir un amplificador este amplificador nos ayuda adquirir la potencia que queremos dependiendo de su polarización teniendo en cuenta todos los parámetros a alcanzar.

Recomendaciones Al trabajar con este circuito a hay que tener en cuenta que no cualquier diodo se puede usar, también hay que considerar los disipadores ya que con ello nos ayuda a disipar el calor y conocer la configuración de estos transistores ya que son diferentes a los que hemos estado utilizado anteriormente.


Página 177

Practica Nº 11 “Amplificador con Preamplificador”

Objetivo de la Práctica Diseñar y construir un amplificador potencia clase B/AB que contenga un preamplificador, tomando la señal de un celular.


Tic 42C y Tic 41



2 disipadores



2 diodos



Resistencias (de acuerdo a los cálculos)



Osciloscopio.















1Capacitores de 470 uF



1capacitores de 10 uF.



Bocina


Página 178


Cálculos Pout=1W Vcc=18v

R2=8Ω R=3.9KΩ Calcular el Pout y Vpp

Calcular




        Página 179

Calcular

Av=10

                                             ] [    

Calcular lasR4 yRb


Página 180

Fig. Circuito con pre amplificación montada en proto booard.

Resultados Obtenidos: En este circuito se alcanzan las condiciones al cumplir que son 1 W de potencia a 8 V de alimentación.

Conclusiones Con la práctica anterior más un preamplificador se logró construir este amplificador este nos permite aumentar nuestra amplificación de esta manera al conectar una bocina se puede escuchar más fuerte y claro si está bien polarizado y si tiene los cálculos correctos.

Recomendaciones Al trabajar con este circuito a hay que tener en cuenta que no cualquier diodo se puede usar, también hay que considerar los disipadores ya que con ello nos ayuda a disipar el calor y conocer la configuración de estos transistores ya que son diferentes a los que hemos estado utilizado anteriormente.


Página 181

Proyecto Final Oscilador De Cambio de Face Objetivo: “Construir un circuito oscilador a una frecuencia de 1kHz, que genere la señal de entrada para un amplificador de potencia PUSH-PULL”

Materiales y Equipos: 




Osciloscopio.









3 Puntas para osciloscopio.






5 Capacitores.

Desarrollo del Proyecto a-) Diagrama a montar: 12


Página 182

Requerimientos: 1.- f O

 1kHz

2.- El voltaje de salida del oscilador debe ser el voltaje de entrada de una etapa de potencia

con una potencia de 1W y una bocina de 8Ω. Criterio de Oscilación:

 RC  1   3  R '1  Frecuencia de Oscilación:

f O 

1 2CR 6

Cálculos: Las R del diagrama deben ser iguales, al igual que los capacitores; por lo tanto: Para un capacitor C=0.01uF

R 

1 2(0.01uF )(1kHz) 6

 6497.47  practica  6.5k 

Para el cálculo del criterio de oscilación: Si se establece una Rc= 4.7k, tenemos:

 RC  1    3  R '1  2 RC  R '1  R '1  2* (4.7k )  9.4k 

Ya se tiene la parte de oscilación, ahora solo se tiene que calcular las resistencias de polarización: Teniendo la Rc= 4.7k, y se propone una corriente de 1mA y un voltaje colector emisor 6v: VCC  VCE  IC ( RC  RE ) de esta fórmula se despeja la R E:

R E 

VCC  VCE  I C RC I C



12v  6v  (1mA * 4.7k ) 1mA

 1.3k 

R E (comercial)  1.2k  Diseño con Transistores

Página 183

R B 

 R E



200 * (1.2k )

 24000

10 10 V BB  0.7v  1.2v  1.9v 24k  R1   28514  practica  27k  1.9v 1 12v  12v  R2  24k   151k   practica  150k   1.9v  Este circuito se acopla a una etapa de PUSH-PULL realizado en la practica 11, como se muestra en el siguiente diagrama.


Página 184

Nota: Los calculos para la etapa de potencia estan en la practica 11, solo hay que cambiar el generador por la salida del oscilador. Resultados:

Circuito Oscilador montado con el amplificador de potencia

Onda resultante de entrada salida


Página 185

Criterios de Evaluación Descripción

Cantidad

Ponderación 2 primeras (2%

Prácticas

11

c

/u), restantes (4% c

/u )

Proyecto Final

1

20%

Reportes de Prácticas

11

5%

Exposición de investigación

1

5%

Evaluaciones

3

10% c/u


Página 186

Evaluaciones Realizadas 1.- Primer parcial: 1.1- Para el siguiente amplificador calcule la frecuencia inferior de corte (Fl), y la frecuencia superior de corte (Fh), si se tiene que c’e=c’c=5pF: Vcc R 2

R C

Cout

R G

Cin

R 1

R L CE R E

Datos: 

Vin= 1mV



R G= 50Ω



Cin= 1µF



R 1= 2.2KΩ



R 2= 10KΩ



R C= 3.6KΩ



R E=1KΩ



CE= 47uF



Cout= 4.7uF



R L= 10KΩ



Vcc=12v



β=200


Página 187

Solución: Primero se debe calcular la corriente de colector, para ello se hace lo siguiente:

V BB 

R1 R1  R2

VCC 

2.2k (2.2k  10k )

12v  2.164v

V BB  VBE  VE  VE  2.164v  0.7v  1.464v

I C  I E 

V E R E



1.464v 1k

 1.464mA

Teniendo la corriente de trabajo, se puede calcular la resistencia dinámica del transistor

(r’e):

r 'e 

25mV 1.464mA

 17.07

Ahora para calcular la frecuencia inferior de corte se debe calcular para cada capacitor externo presente en el circuito, y una vez realizado esto se toma el valor más alto de todos. El cálculo se hace del siguiente modo:

Zin  2.2k / /10k / /(200)(17.07)  1180 Zin  RG  R  1180  50  1230

f 'l 

1 2 (1uF )(1230)



 129.34 Hz

 2.2k / /10k / /50      17.32 200  

R E  1k / / 17.07  



f ''l 

1 2 (47uF )(17.32)

 195.5 Hz

Rout  10k  3.6k  13.6k  Diseño con Transistores

Página 188

f '''l 

1 2 (4.7uF )(13.6 K )

 2.49 Hz

La frecuencia inferior de corte es 195.5Hz Ahora para la frecuencia de corte superior se realiza lo siguiente:

AV 

3.6k  / /10k  17.07

 155

C ' cin (miller )  5 pF * (155  1)  780 pF

155  1  C ' cout ( miller )  5 pF *   5 pF   155  Rin  50 / /2.2k / /10k / /(200 *17.07)  50 f 'h 

f ''h 

1 2(5 pF  780 pF )(50)

1 2 (5 pF )(3.6k / /10k )

 4MHz

 12MHz

En este caso la frecuencia de corte superior es la más baja de las 2, es decir, 4MHz.


Página 189

1.2 Para el siguiente amplificador calcular la ganancia en modo común (AvMC), la ganacia en modo diferencial (AvMD), la corriente de colector (Ic), el voltaje de salida (Vout) y el RRMC.

Datos: 

Vcc=15v



VEE=-15v



Rc=180k



R E=270k



Vin=1mV



β=200

Solución: Para calcular la Ic:

IT 

15v 270k

 55.55uA


Página 190

Ic 

IT



55.55uA

2

 27.77uA

2

Para calcular la ganancia en modo común:

Av( MC )



180k 2*270k



0.3333

Para la ganancia en modo diferencial:

r 'e 

25mV 27.77uA

Av( MD )



RRMC 

 900

180k 2*900 100

0.3333 Para el voltaje de salida:



 100

300

Vout  Av( MD) *Vin  100 *1mA  100mA


Página 191

2.- Segundo Parcial: 2.1 Para el siguiente amplificador calcular la impedancia de entrada, la ganancia de la etapa 1, ganancia de la etapa 2 y voltaje de salida.

Datos:

        

Para la segunda etapa se repiten los valores Solución.

V BB1 

2.2k

10v  1.8v 10k  2.2k

V E  1.8v  0.7v  1.1v

ICQ  I E  Diseño con Transistores

1.1v 1000

 1.1mA Página 192

VCEQ  10v  (1.1mA)(3.6k  1k )  4.94v

r ' e1 

25mA 1.1mA

 22.72

Zin1  Z in 2  10k / /2.2k / /100* 22.72  1k

AV 1 

3.6k / /1k

AV 2 

3.6k / /10k

22.72 22.72

 34.44  116.5

AVT  34.44 *116.5  4012.26

Vout  (4012.26)(Vin) 2.2 Para el siguiente amplificador encontrar el rendimiento (η%):


Página 193

Datos:

     

V BB 

100 (100  200)

30v  10v

V E  10v  0.7v  9.3v

I E  I C 

9.3v 68

 137mA

V RC  (137mA)(100)  13.7v

VCEQ  30v  (137mA)(100  68)  7v Para alterna:

rc  100 / /100  50

i( sat )  (137mA) 

7v 50

 277mA

VCE( corte)  7v  (137mA)(50)  13.85v Como voltaje pico se toma el valor más bajo, entre el voltaje corte en cd y el resultado de Ic*rc=6.85v; por lo tanto el valor a tomar en cuenta es 6.85v.

P Lout 

I pol 

30v 300

(13.7v)

2

8*100

 235mW

 100mA


Página 194

I CD  100mA  137mA  237mA PCD  30 * 237mA  7.11W

 % 

235mW 7.11W

*100%  3.35%

2.3 Para el siguiente amplificador calcular el rendimiento:

Datos:

   


Página 195

Diseño Con Transistores

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