ACI CIO ONAL DE INGENIERÍA UNIVERSIDAD N A AC CULTAD DE INGENIERÍA ELÉCTRICA Y ELECTRÓNICA F A
ELECTRÓNICA INDUSTRIAL EE435M INFORME FINAL Nº 1
TRANSISTORES DE POTENCIA, ANÁLISIS Y EXPERIMENTACIÓN CON CIRCUITOS SCR
Profesor: Ing. Fredy Chalco
Alumno: Apaclla Zavala Giancarlo Hidalgo Ortega Erick Rojas Herrera Antonio Trejo Mallqui Cristian
2 010-II
ANALISIS Y EXPERIMENTACIÓN DE CIRCUITOS DE DISPARO CON SCR
1. Circuito 1: Utilización del voltaje para alimentar el circuito de control de puerta y el circuito de carga.
Fuente AC: Cuando el interruptor está abierto no es posible la circulación de corriente hacia la compuerta. El SCR nunca pasará a conducción, de modo que es un circuito en serie con la carga. Por tanto la carga esta desenergizada. Cuando se cierra el SW, habrá corriente hacia la puerta cuando la fuente de voltaje sea positiva. El ángulo de disparo está determinado por el valor de R 2, la resistencia variable. Si R2 es baja la corriente de puerta será suficientemente grande como para cebar el SCR cuando la magnitud del voltaje de la fuente sea baja. Por tanto el ángulo de disparo será pequeño y la magnitud del promedio de la corriente por la carga será grande. SI R2 es alta, la fuente de voltaje debe subir subir a un valor alto para poder entregar suficiente corriente de puerta para cebar el SCR. Esto aumenta el ángulo de disparo y reduce la magnitud del promedio de la corriente de carga. El propósito de R 1 es el de mantener mantener un valor fijo de resistencia resistencia en el terminal en en caso que R2 sea puesta a cero. Esto es necesario para proteger la compuerta de sobre corrientes. R1 determina también el mínimo ángulo de disparo. En algunos casos se inserta un diodo en serie con la puerta para proteger la unión puerta-cátodo contra voltajes inversos altos. Una desventaja de este circuito de disparo simple es que el ángulo de disparo puede ajustarse solamente de 0 0 a 900. Este hecho puede entenderse si nos referimos a la figura 2, en la cual se muestra que la corriente de puerta tiende a ser una onda onda senoidal en fase con el voltaje a través del SCR. En la figura 2, iG apenas si alcanza a I GT, la corriente de compuerta necesaria para cebar el SCR. Bajo estas circunstancias el SCR se ceba a los 90 0 del ciclo. Puede suceder que si iG fuese más pequeño no podría, de ninguna manera, cebarse el SCR. Por tanto ángulos de disparo mayores a 90 0 no son posibles con este tipo de control de puerta.
En la Figura 2, iG es un poco más grande. En este caso, I G alcanza el valor I GT relativamente pronto durante el ciclo, lo cual produce un pronto cebado del SCR. Debemos entender que las formas de onda de i G de la figura 2 son idealizadas. Tan pronto como el SCR de la Figura 1 se ceba, el voltaje de ánodo a cátodo cae casi a cero (de echo de 1 a 2v para la mayoría de los SCR). Dado que el voltaje de puerta está derivado del voltaje ánodo a cátodo, también caerá prácticamente a cero, suspendiendo la corriente de puerta. Además, dado que la puerta está inversamente polarizada durante el semiciclo negativo de la fuente ac de voltaje, realmente no hay corriente negativa de puerta como se muestra en la figura 2. Entonces en realidad, la curva iG es una onda senoidal en fase con la fuente de voltaje solamente en la región comprendida entre 00 y el punto de disparo. En cualquier otro momento i G es cercana a cero. Un punto más debemos mencionar. Antes del disparo, la forma de onda de
v AK
es
prácticamente idéntica a la forma de onda de la fuente ac, debido a que la caída de voltaje en la carga, en la Figura 1 es despreciable antes del disparo. El voltaje en la carga es pequeño debido a que la resistencia de la carga en circuitos como éste, es mucho más pequeña que la resistencia en el circuito de control de puerta. La resistencia de la carga casi siempre es menor que 100 Ω y alguna veces menor que 10Ω. La resistencia fija en el circuito de control de compuerta, típicamente es de varios
miles de ohmios. Cuando estas dos resistencias se conectan en serie, como sucede antes del disparo, el voltaje a través de la pequeña resistencia de carga, es naturalmente menor. Esto hace que casi la totalidad del voltaje de la fuente aparezca en los terminales del SCR.
Fuente DC: Cuando SW se cierra, el SCR se ceba. La resistencia en el terminal de puerta debe seleccionarse para que esto ocurra. Una vez cebado, el SCR permanecerá en conducción y la carga permanecerá energizada hasta tanto se suprima la fuente de voltaje. El SCR permanece en conducción aún si el SW se abre, debido a que no necesita una corriente de puerta para mantener el SCR en conducción.
Grafica Obtenida en la simulación R3
V
V+
V-
100
R1 10k
V1 VOFF = 0 VAMPL = 220 FREQ = 60
X1 2N5064 R2 1MEG
0
250V
200V
150V
100V
50V
0V
-50V 0s
5ms
10ms
15ms
20ms
25ms
30ms
35ms
40ms
V(V1:+,X1:A)
Time
En la simulación anterior se muestra la tensión de entrada sinusoidal y superpuesta se encuentra la tensión en la carga de un 1KΩ.
El SCR 2N5064 tiene It(rms)=0.8A Igt= 200uA Vrmm=200V Primero suponiendo que el SCR esta apagado (OFF); entonces para que dispare sucederá lo siguiente: V1-V2= (R2+R3)*Igt = (10K+1000K)(0.2mA)=202V , esto significa que cuando la tensión de entrada sea aproximadamente de 202V el SCR será disparado y conducirá hasta la tensión de entrada sea negativa como se observa en la simulación anterior.
Graficas Obtenidas en el laboratorio para el circuito 1
Forma de onda entre los terminales ánodo- cátodo del SCR ( )
Forma de onda en la carga, donde se observa un pequeño ángulo de disparo.
Modificación del circuito 1 Grafica obtenida en la simulación R1 100 V
R3
V
10K
V1 VOFF = 0 FREQ = 60 VAMPL = 311
R2 1M
X1 2N5064
0
Grafica obtenida en el laboratorio
Al cambiar la posición de la carga la corriente que llega a la compuerta crece más rápido comparado con el circuito original, originando un ángulo de disparo menor. Esta modificación no es práctica en aplicaciones industriales debido a que la corriente puede ser muy alta y dañar los componentes.
2. Circuito 2: Retardo en el disparo usando condensadores El método más simple para mejorar el circuito de control de puerta es adicionando un condensador en el extremo inferior de la resistencia del terminal de compuerta, tal como se muestra en la figura 3. La ventaja de este circuito es que el ángulo de disparo puede ajustarse a más de 90 0.
Esto puede entenderse si nos centramos en el voltaje a través del condensador C. Cuando la fuente ac es negativa, el voltaje inverso a través del SCR es aplicado al circuito de disparo RC, cargando el condensador con su placa superior negativa y su placa inferior positiva. Cuando la fuente entra en su semiciclo positivo, el voltaje directo a través del SCR tiende a cargar C en la polaridad opuesta. Sin embargo, la formación del voltaje en la dirección opuesta es retardada hasta cuando la carga negativa sea removida de las placas del condensador. Este retardo en la aplicación de un voltaje positivo a la puerta, puede extenderse más allá de 90 0. Cuanto mayor sea la magnitud de la resistencia del potenciómetro, más tiempo toma C en cargar positivamente su placa superior, y más tarde se cebará el SCR. Esta idea puede ampliarse utilizando cualquiera de los circuitos de disparo de la Figura 4. En la Figura 4(a), se ha adicionado una resistencia en el terminal de puerta, y se requiere por tanto que el condensador se cargue por encima de 0.6 V para disipar el SCR. Con la resistencia conectada, el voltaje del condensador debe alcanzar un valor lo suficientemente alto para inyectar la corriente necesaria (I GT) a través de la resistencia y hacia el terminal de puerta. Dado que C ahora se carga a un voltaje más alto, el disparo es aun más retardado. La Figura 4(b) muestra una red RC doble para el control de puerta. En este esquema, el voltaje retardado de C 1 es utilizado para cargar C 2, resultando aún más retardo en la formación de voltaje de puerta. Los condensadores de la Figura 4 generalmente están en el rango de 0,01 a 1uF.
Para la magnitud dada de los condensadores, el mínimo ángulo de disparo (máxima corriente de carga), se determina sustancialmente por la magnitud de la resistencia variable R2. En términos generales, cuando estos circuitos de control se utilizan con una fuente de ac de 60 Hz, la constante de tiempo RC de la Figura 4(a), el producto (R1 + R 2)C1 , debe estar en el rango de 1x10 -3 a 30x10-3. Para el circuito doble RC de la Figura 4(b), (R 1 + R2)C1 debe estar comprendido en este rango, lo mismo que R 3C2. Este método de aproximación causará que la operación de cebado se suceda en un punto del rango. La operación de cebado exacta que se desee, puede conseguirse experimentalmente ajustando estos valores aproximado de los componentes. a) Dependencia de la temperatura . Un SCR tiende a cebarse a más baja corriente a medida que aumente la temperatura (I GT se baja). Por tanto con cualquiera de los circuitos discutidos antes, un cambio en la temperatura produce un cambio en el ángulo de disparo y de hecho, un cambio en la corriente de carga. En muchas aplicaciones industriales este comportamiento es inaceptable.
b) La operación de cebado es inconsistente entre varios SCR del mismo tipo. El SCR al igual que los transistores presenta desviaciones en sus características eléctricas con respecto al grupo al cual pertenecen. Es decir dos SCR de un tipo dado pueden tener diferencias grandes en sus características. La variación en IGT es la diferencia más seria. El siguiente circuito muestra cómo puede eliminarse estas dificultades.
El diodo de 4 capas de la Figura 5 tiene un cierto voltaje de disparo (ruptura positiva). Si el voltaje a través del condensador está por debajo del punto de disparo, el diodo de cuatro capas actúa como un interruptor abierto. Cuando el voltaje del condensador alcanza el punto de disparo, el diodo de cuatro capas conduce y actúa como un interruptor cerrado. Esto produce una gran inyección instantánea de corriente hacia la puerta, lo cual proporciona un cebado seguro del SCR. La ventaja del diodo de cuatro capas es su independencia de la temperatura y el voltaje de disparo puede mantenerse consistente en todas las unidades del mismo tipo. Por tanto, las imperfecciones del SCR no tienen importancia, dado que es el diodo de cuatro capas quien determina el punto de disparo. En lugar del diodo de 4 capas se pueden usar UJT, SBS, USS y DIAC que tienen similares características.
Grafica Obtenida en la simulación R1 100 V+
V-
R2 V1
X3
20k
VOFF = 0 VAMPL = 220 FREQ = 60
2N6403
R3V 90K
C1 0.22U
0
1.0V
-0.0V
-1.0V
-2.0V V(R3:2) 400V
200V
0V
SEL>> -200V 0s
5ms
10ms
15ms
20ms
V(R1:1,X3:A)
Time
25ms
30ms
35ms
40ms
Grafica obtenida en el laboratorio
Forma de onda entre los terminales ánodo- cátodo del SCR ( )
Forma de onda en la carga
3. Circuito 3: Circuito de disparo con UJT (Sincronizado con la línea) para un SCR. El método clásico para disparar un SCR con un transistor monojuntura se muestra en la Figura 6. En este circuito el diodo zener DZ 1 recorta la forma de onda de V S al voltaje zener (generalmente del orden de 20V para ser utilizado con una fuente ac de 120V) durante el semiciclo positivo de la línea ac. Durante el semiciclo negativo, DZ 1 está directamente polarizado y mantiene a V S cercano a 0 V. La forma de onda de V S se muestra en la Figura 7 (a). Una vez se ha estabilizado el voltaje de V S, lo cual ocurre prontamente cuando la línea ac cruza por cero hacia positivo, CE comienza a cargarse a través de R E. Cuando C E alcanza el valor pico del UJT, el UJT se dispara produciendo un pulso de voltaje a tr avés de R1. Este pulso ceba al SCR; de este modo hace que fluya corriente por la carga durante el resto del semiciclo positivo. Las formas de onda de V R, y Vcarga se muestran en la Figura 7(b) y (c) respectivamente.
Este circuito proporciona una sincronización automática entre el pulso de disparo del UJT y la polaridad del SCR. Es decir cada vez que el UJT entregue un pulso hay garantía de que el SCR se encuentre con el voltaje de ánodo a cátodo en la polaridad correcta, para que pase al estado de conducción. Un oscilador de relajación simple y alimentado con una fuente DC, no proporciona dicha sincronización; los pulsos del UJT tienen la misma probabilidad de ocurrencia tanto para el semiciclo negativo como para el positivo. Desde luego, los pulsos que ocurran durante el semiciclo negativo, serán inútiles. La potencia en la carga se controla por medio del potenciómetro R E. Cuando RE es baja, CE se carga rápidamente, lo cual produce un disparo temprano del UJT y de hecho del SCR. Cuando RE es grande, CE se carga más lentamente lo cual produce un disparo retardado y de hecho un bajo promedio de corriente de carga.
Grafica Obtenida en la simulación
R6 100 V+
V-
R1 2.2K
R2
R3
0.1
1k
V1
X2
VOFF = 0 VAMPL = 220 FREQ = 60
X1 MU10
2N6403
10k R7
V+
C1 D2
R4
9n
D1N968A
100
0
V-
800mV
400mV
0V
SEL>> -400mV V(X1:G,0) 400V
200V
0V
-200V 0s
5ms
10ms
15ms
20ms
25ms
V(R6:1,R6:2)
Time
Grafica obtenida en el laboratorio
Forma de onda en la carga
30ms
35ms
40ms
4. Circuito 4: En el circuito 4 tenemos una forma distinta de obtener la tensión de disparo del tiristor. En este caso la carga está conectada en el cátodo y no en el ánodo como en los circuitos anteriores. Se utiliza un divisor resistivo y un diodo para obtener la tensión requerida.
Grafica Obtenida en la simulación X1 BT151
R1 V+
V+
V-
10k V+
VOFF = 0 V A MPL = 311 FREQ = 60
POT
C2
V1
D1
R2
20n
20k
Rcarga D1N4004
78.6
A C = 1 D2 V-
D1N4004
0
V-
400V
0V
-400V V(X1:A,0) 400V
0V
SEL>> -400V V(X1:A,X1:K) 400V
0V
-400V 0s
5 ms
1 0m s
1 5 ms
20 m s
2 5m s
3 0 ms
35 m s
40ms
V(X1:K,0) Time
Grafica obtenida en el laboratorio
Grafica de la señal en los bornes del motor, donde se nota la presencia del ruido debido a que el motor que era de una lustradora producía vibraciones.
5. Circuito 5: Interruptor con cruce por cero La conmutación por cruce de cero es la técnica que siempre conmuta al estado de conducción un SCR en el instante mismo en que el voltaje de la fuente es cero. Esto es deseable por dos razones (a) Evita que se demande una gran cantidad de corriente lo cual ocurre cuando un voltaje relativamente alto se aplica de improviso a una carga de baja resistencia. Por tanto previene choques térmicos en la carga. (b) Elimina interferencias electromagnéticas, la cual es el resultado de los grandes picos en la corriente de carga.
La Figura 8 muestra un circuito de conmutación por cruce de cero. El promedio de la corriente de carga se controla por medio del ancho de pulso de la o nda rectangular del generador de pulsos. El voltaje de la carga siempre aparece como semiciclos completos y que el número de semiciclos en conducción versus el número de semiciclos bloqueados puede variar. Esta es la esencia del control por detección de cruce de cero. El condensador de 0.22 uF se carga durante el semiciclo negativo. El condensador es por tanto la fuente de energía para cebar el SCR 2 cuando la línea ac pasa por cero hacia positivo.
Grafica Obtenida en la simulación
Grafica obtenida en el laboratorio
Forma de onda en la carga
CONCLUSIONES:
La combinación de los distintos dispositivos de potencia nos brinda una mejor característica del control.
Se observo una mejora respecto al control del ángulo de disparo en forma progresiva.
UNIVERSIDAD N ACIONAL DE INGENIERÍA F ACULTAD DE INGENIERÍA ELÉCTRICA Y ELECTRÓNICA
ELECTRÓNICA INDUSTRIAL EE435M INFORME PREVIO Nº 2
CARACTERIZACIÓN DE DISPOSITIVOS USADOS EN LOS CIRCUITOS DE DISPARO: UJT, PUT, ACOPLANADORES OPTICOS Y MAGNÉTICOS
Profesor: Ing. Fredy Chalco
Alumno: Apaclla Zavala Giancarlo Hidalgo Ortega Erick Rojas Herrera Antonio Trejo Mallqui Cristian
2 010-II
CARACTERIZACIÓN DE DISPOSITIVOS USADOS EN LOS CIRCUITOS DE DISPARO: UJT, PUT, ACOPLADORES ÓPTICOS Y MAGNÉTICOS 1. FUNDAMENTO TEÓRICO. UJT El transistor UJT (transistor de unijuntura - Unijunction transistor) es un dispositivo con un funcionamiento diferente al de otros transistores. Es un dispositivo de disparo. Es un dispositivo que consiste de una sola unión PN Físicamente el UJT consiste de una barra de material tipo N con conexiones eléctricas a sus dos extremos (B1 y B2) y de una conexión hecha con un conductor de aluminio (E) en alguna parte a lo largo de la barra de material N. En el lugar de unión el aluminio crea una región tipo P en la barra, formando así una unión PN. Ver el siguiente gráfico Como se dijo antes este es un dispositivo de disparo. El disparo ocurre entre el Emisor y la Base1 y el voltaje al que ocurre este disparo está dado por la fórmula: Voltaje de disparo = Vp = 0.7 + n x V B2B1 Donde: - n = intrinsic standoff radio (dato del fabricante) - VB2B1 = Voltaje entre las dos bases La fórmula es aproximada porque el valor establecido en 0.7 puede variar de 0.4 a 0.7 dependiendo del dispositivo y la temperatura. Nota: - Un dato adicional que nos da el fabricante es la corr iente necesaria que debe haber entre E y B1 para que el UJT se dispare = Ip. - Es importante hacer notar que también se ha construido el UJT donde la barra es de material tipo P (muy poco). Se le conoce como el CUJT o UJT complementario. Este se comporta de igual forma que el UJT pero con las polaridades de las tensiones al revés
PUT El PUT (Transistor Uniunión programable) es un dispositivo que, a diferencia del transistor bipolar común que tiene 3 capas (NPN o PNP), tiene 4 capas. El PUT tiene 3 terminales como otros transistores y sus nombres son: cátodo K, ánodo A, puerta G. A diferencia del UJT, este transistor permite que se puedan controlar los valores de RBB y VP que en el UJT son fijos. Los parámetros de conducción del PUT son controlados por la terminal G. Este transistor tiene dos estados: Uno de conducción (hay corriente entre A y K y la caída de voltaje es pequeña) y otro de corte cuando la corriente de A a K es muy pequeña.
Este transistor se polariza de la siguiente manera: Del gráfico, se ve que cuando IG = 0, VG = VBB * [ RB2 / (RB1 + RB2) ] = n x VBB donde: n = RB2 / (RB1 + RB2) La principal diferencia entre los transistores UJT y PUT es que las resistencias: RB1 + RB2 son resistencias internas en el UJT, mientras que el PUT estas resistencias están en el exterior y pueden modificarse. Aunque el UJT y el PUT son similares, El Ip es más débil que en el UJT y la tensión mínima de funcionamiento es menor en el PUT. Funcionamiento: Para pasar al modo activo desde el estado de corte (donde la corriente entre A y K es muy pequeña) hay que elevar el voltaje entre A y K hasta el Valor Vp, que depende del valor del voltaje en la compuerta G. Sólo hasta que la tensión en A alcance el valor Vp, el PUT entrará en conducción (encendido) y se mantendrá en este estado hasta que IA corriente que atraviesa el PUT) sea reducido de valor. Esto se logra reduciendo el voltaje entre A y K o reduciendo el voltaje entre G y K Opto acopladores También se denominan opto aisladores o dispositivos de acoplamiento óptico. Basan su funcionamiento en el empleo de un haz de radiación luminosa para pasar señales de un circuito a otro sin conexión eléctrica.Fundamentalmente este dispositivo está formado por una fuente emisora de luz, y un foto sensor de silicio, que se adapta a la sensibilidad espectral del emisor luminoso. TIPOS: Existen varios tipos de opto acopladores cuya diferencia entre sí depende de los dispositivos de salida que se inserten en el componente. Según esto tenemos los siguientes tipos: Fototransistor: o lineal, conmuta una variación de corriente de entrada en una variación de tensión de salida. Se utiliza en acoplamientos de líneas telefónicas, periféricos, audio ... Optotiristor: Diseñado para aplicaciones donde sea preciso un aislamiento entre una señal lógica y la red. Optotriac: Al igual que el Optotiristor, se utiliza para aislar una circuitería de baja tensión a la red En general pueden sustituir a relés ya que tienen una velocidad de conmutación mayor, así como, la ausencia de rebotes.
2. SIMULACIONES. CIRCUITO A: La idea de este circuito es la de medir el coeficiente “n” de por lo menos 3 UJT razón por la cual se implemente una etapa de rectificación a fin de poder capturar el valor de Vp para luego reemplazar en la ecuación Vp=n*V b1b2+Vd
Bajo la condición establecida es necesario que R1+P1 sea un valor elevado, y también el valor de C2 debe ser mayor al de C1 a fin de que la descarga sea mas lenta.
12Vdc V1
0 R1
R5
25k
1
D1N4004 D1 X1
V
V
R3
2N2646
150k C1
C2
220n
88n
R2
R4
50k
0.1
0
0
8.0V
6.0V
4.0V
2.0V
0V 0s
5ms V(C1:1)
10ms
15ms
20ms
25ms
30ms
35ms
25ms
30ms
35ms
40ms
V(C2:1) Time
80uA
60uA
40uA
20uA
0A 0s
5ms
10ms
15ms
20ms
40ms
-I(R2)
Time
CIRCUITO B: El siguiente circuito corresponde a un regulador de velocidad de un motor AC monofasico, el control de la velocidad del motor se hace a través del control del voltaje eficaz en el motor y para ello se controla el ángulo de disparo del triac a través de un circuito de disparo implementado con un PUT, además se utiliza un circuito rectificador y un diodo tener para regular la tensión y obtener un voltaje DC que va a alimentar al circuito oscilador por lo cual una vez implementado el circuito solo requiere de una fuente alterna monofásica para trabajar.
Los parámetros son: Del oscilador: Tmin = 1/Fmax = Rmin * C ln (1/(1 - )) Tmax = 1/Fmin = Rmax * C ln (1/(1- )) : Relación intrínseca del PUT
Rmin=27k
;
Rmax=(50+27)k ;
C=0.1uF
;
Vzener=9.1V
Tmin = 1/Fmax = 27, 000* 0.1 X 10 -6 * ln (1/(1-0.65) = 2.83 mS Tmax = 1/Fmin = 77, 000* 0.1 X 10 -6 * ln (1/(1-0.65) = 80.84 mS
Respuesta obtenida: Voltaje en el motor
Señal obtenida en la salida del PUT
CIRCUITO C1: Este circuito ya está establecido, lo que se busca es encontrar el diagrama de bode es decir la respuesta en frecuencia para el caso de usar un dispositivo de acople óptico, con ello podremos tener una idea cualitativa del rango de frecuencias con el que podemos ingresar una entrada tal que exista una respuesta del opto acoplador. 0 V1 10Vdc
R1 R2 520 OFFTIME = 4mS DSTM1 ONTIME = 4mS CLK DELAY =
R3 5k
1k
I
STARTVAL = 0 OPPVAL = 1
U1 1
PS2501
4
2
I 3
0
3.0mA
2.0mA
1.0mA
0A
-1.0mA 0s
5ms - I( R2 )
10ms
15ms
20ms
25ms
30ms
35ms
40ms
45ms
50ms
I( U1: C)
Time
Para una onda cuadrada con periodo 0.8ms se tiene:
3.0mA
2.0mA
1.0mA
0A
-1.0mA 0s
5ms -I (R 2)
10ms
15ms
20ms
25ms
I( U1 :C )
Time
30ms
35ms
40ms
45ms
50ms
Para una onda con periodo 0.8us empiezan a surgir problemas; la señal de salida es: 2.0mA
1.0mA
0A
-1.0mA 0s
2us -I(R2)
4us
6us
8us
10us
12us
14us
16us
I(U1:C) Time
CIRCUITO C2: Este circuito es muy similar al anterior; para este caso analizaremos la respuesta en frecuencia del opto acoplador pero en conjunto con una compuerta lógica AND, nos servirá como referencia ya que el disparo de los circuitos ligados a SCR, TRIACs están accionados bajo una lógica de control de ompuertas. 0 V1 10Vdc
R1 R6
270 R5
1k
5.6k OFFTIME = 2.5s DSTM1 ONTIME = 2.5s CLK DELAY =
R2 3.3k
Q1 U1 U2
STARTVAL = 0 OPPVAL = 1
Q2N2222
PS2501
1
4
1 3
2
2
0
V
AND2
3
R4V 4.7k OFFTIME = 0.1ms DSTM2 ONTIME = 0.1msCLK DELAY =
0
STARTVAL = 0 OPPVAL = 1
10V
5V
0V 0s
1 ms V( U2 :O )
2 ms
3ms
4m s
5m s
V( R4 :2 )
Time
6m s
7 ms
8 ms
9ms
1 0m s