Enciclopedia Del Técnico en Electrónica – Tomo 3 – Ceac

TELEVISIÓN Tecnología de los receptores del sistema PAL color

1Fr ancisco

Ruiz Vassa ll o

edicionesceac

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En este libro se estudian todos los circuitos de los televisores del sistema PAL, desde la antena hasta la pantalla y el altavoz. Cada una de las e ta p a s d e l re c e p to r se a n a liz a de fo rm a in d iv id u a liz a d a ,

p re s e n ta n d o s ie m p re

las

conexiones entre ellas. De esta form a el lector va adquiriendo una visión general del receptor y de la relación entre cada etapa, estudiándose éstas con todo detalle. Para facilita r el estudio, y siguiendo la línea de esta obra, se recurre a ejem plos tra nsisto riza do s, si bien siem pre se exponen circu ito s integrados que cum plen las mismas funciones.

ed icio n esC eaC


Francisco

Ruiz

Vassallo

ed icio n esC eaC

Es una publicación de:

grupo editorial ceac

Diseño de cubiena: Alós Comunicació Gráfica, S.L. Ilustración de cubierta: Cortesía de Promas Ilustraciones: Gráfic Diagonal @ Francisco Ruiz Vassallo © Grupo Editorial Ceac, S.A.. 2002 Paseo Manuel Girona, 7 1 bajos - 08034 Barcelona Ediciones Ceac es marca registrada por Gmpo Editorial Ceac, S.A. www.cditorialceac .com e-mail: [email protected] Queda rigurosamente prohibida sin la autorización escota de tos titulares del copyright, bajo las sanciones establecidas en las leyes, la reproducción total o parcial de esta obra por cualquier medio o procedimiento, incluidos la rcprograíía y el tratamiento informático, asi como la distribución de ejemplares mediante alquiler o pní.slamo públicos.

I."edición: marzo. 2002

Contenido

i

1

Conceptos generales sobre televisión

2

Normas de televisión

27

3

Sistemas de televisión en color

43

4

Antenas Yagi

67

5

Mezcladores y separadores

89

6

Amplificadores de antena

95

7

Línea de bajada de antena

117

8

Sintonizador

141

9

Sintonía digital

159

10

Amplificador de Fl

175

11

Demodulador de vídeo

207

12

Controles automáticos de ganancia y frecuencia

221

13

Am plificador de Fl de audio

239

14

Demodulador de audio

255

15

Amplificador de audio

273

16

Decodificador PAL

291

17

Amplificadores de croma

315

18

Separador de los impulsos de sincronismo

341

19

Circuitos de desviación de cuadro

363

20

Circuitos de desviación de línea

397

21

Tubos de rayos catódicos tricromáticos

439

22

Circuito de MAT

455

23

Fuentes de alimentación

469

índice

513

5

.

Conceptos generales sobre televisión

INTRODUCCIÓN Antes de entrar en el estudio de los circuitos que forman parte de un receptor de televisión resul ta interesante conocer una serie de conceptos que permiten comprender mejor cómo se forma la imagen en la pantalla de un televisor. En este capítulo se exponen una serie de conocimientos básicos sobre el comportamiento del ojo humano y sobre la reproducción de las imágenes por puntos y por lineas.

ELOJO HUMANO El ojo es un órgano esférico que ocupa la mitad anterior de la cavidad orbitaria. Su constitución es muy compleja, por lo que aquí nos limitamos a exponer sólo aquellas partes que resultan de interés para nuestros fines. En la figura 1.1 se muestra el corte esquemático de un ojo humano. Consta de una capa fibrosa resistente e inextensible que recubre en su conjunto el globo ocular, al que protege, y que se denomina esclerótica (2 de la figura 1.1). La parte anterior de la esclerótica se transforma en una capa más abombada y transparen te, que recibe el nombre de córnea (1 de la figura 1.1). La córnea constituye la abertura exterior del ojo por donde entran las ondas luminosas. Detrás de la córnea se encuentra una lente denominada cristalino (4 de la figura 1.1) que posee la particularidad de dilatarse automáticamente para enfocar el objeto observado, según se halle éste cerca o lejos. Delante del cristalino se encuentra el iris (3 de la figura 1.1), que consiste en una especie de tabi que membranoso dotado de un pequeño orificio en el centro para dejar pasar la luz. El iris se abre más o menos, de forma automática, según la intensidad de la luz que llega a él, de forma que con bajos niveles de iluminación se abre al máximo para facilitar la mayor entrada de luz posible.

1.1 Corte esquemático del ojo humano. 1) Córnea. 2) Esclerótica. 3) Iris. 4) Cristalino. 5) Retina. 6) Nervio óptico.

7

TELEVISIÓN

Detrás del cristalino se encuentra un espacio lleno de un jugo llamado humor vitreo y, en el fondo, se encuentra la retina (5 de la figura 1.1), que es una capa nerviosa sensible a la luz. La luz incidente sobre la retina se transforma en impulsos nerviosos que, a través del nervio óptico (6 de la figura 1.1) pasa al cerebro para su interpretación. Se ha dicho que el ojo humano es capaz de enfocar automáticamente un objeto, sea cual sea la distancia a la que éste se encuentre, y que, además, es capaz de regular automática mente la cantidad de luz que debe pasar hacia la retina, de forma que se acomoda a intensida des de luz muy diferentes. De todas las partes constituyentes del ojo humano la que más interesa para nuestro estudio es la retina. La retina está formada por infinidad de pequeñísimas células altamente sensibles a la luz (unos 18 millones). Cada una de estas células está unida de forma independiente al cerebro por medio de un delgadísimo nervio. Así, cuando se mira un objeto, éste queda configurado en la retina debido a que unas células reciben mayor impresión luminosa que otras, transmitiéndose al cerebro tales sensaciones nerviosas. Dado que la retina forma un mosaico de células, al conjunto se le denomina mosaico retiniano. Cada intensidad de flujo luminoso, así como cada color, impresionan a las células retinianas de forma diferente, con lo cual, y en resumen, el ojo es capaz de efectuar las siguientes distinciones: 1 ° Distinción de colores. 2.° Distinción de la forma de los cuerpos, ya que en la retina se reproducen con bastante exactitud. 3.° Distinción de la mayor o menor intensidad de la luz mediante el iris. 4 ° Enfoque del objeto observado mediante el cristalino. Además de estas cuatro funciones, el ojo humano posee una propiedad de persistencia de la imagen, es decir, la propiedad de quedar retenida ésta en la retina durante un corto espacio de tiempo. Esta propiedad de persistencia ha hecho posible la realización de inventos tales como el cine y la televisión, entre otros. Efectivamente, todo lo que observamos no se borra de la retina instantáneamente. Aunque cerremos los ojos, la imagen se mantiene en la retina durante una décima de segundo; de esta forma, al pasar ante nuestros ojos una serie de fotografías a elevada velocidad (como ocurre en el cine), creemos ver una continuidad de movimientos cuando en realidad éstos se nos proyec tan a intervalos. Esta propiedad de la persistencia de imágenes del ojo humano puede demos trarse con un sencillo experimento que proponemos al lector: Tome un cigarrillo encendido y, en una habitación a oscuras, muévalo rápidamente. Observará una especie de arco o línea de fuego continuo y, sin embargo, se trata de un punto incandescente que cada instante cambia de lugar. De acuerdo con lo expuesto, todo fenómeno luminoso que tenga lugar a intervalos de tiem po inferiores al de la persistencia de las imágenes en la retina (1/10 de segundo) se verá como un movimiento continuo, pues cuando tiene lugar cada uno de éstos, todavía permanece en la retina la imagen del anterior.

Poder separador del ojo humano A pesar de su gran perfección, el ojo humano tiene limitaciones con respecto a la distancia míni ma que debe existir entre dos puntos, para que se puedan ver separados al observarlos desde cierta distancia. Efectivamente, si entre dos puntos existe una separación menor de la que exige dicho lími te, dan la sensación de encontrarse juntos, es decir, el ojo no los distingue, ya que para él es como si existiera un solo punto. De lo expuesto se deduce que la limitación del ojo humano es angular, es decir, puede dis tinguir dos puntos mientras el ángulo de visión preciso para observarlos sea igual o superior a un cierto ángulo al que corresponde la máxima agudeza visual.

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CONCEPTOS GENERALES SOBRE TELEVISIÓN

Veamos esto que se acaba de exponer con ayuda de la figura 1.2, en la que se muestran dos puntos que son observados a distintas distancias por un ojo. Para comenzar, supóngase que dos puntos {A y B de la figura 1.2) se encuentran situados a una distancia (d) del ojo de un observador. En esta circunstancia, si se trazan dos líneas que unan dichos puntos con el ojo, se obtiene un ángulo a. Este ángulo a es el ángulo de visión de los puntos A y B para la distancia d.

1.2 A medida que los dos puntos se alejan del ojo, disminuye el ángulo de visión.

Si se alejan del observador los puntos A ' y B ’ hasta una distancia d ' , manteniendo la sepa ración entre ellos, y se procede de igual forma, se observa que el ángulo de visión a ' es más pequeño que el anterior. A medida que los puntos se alejan del observador (posiciones A " - B" y A '"- B'"), el ángulo de visión disminuye, es decir, que cada vez parecen estar más juntos, cuando la realidad es que la distancia entre ellos permanece constante. Siguiendo con este experimento se llega a una distancia entre los puntos y el observador en la cual aquéllos se confunden en uno solo, es decir, el ojo humano es incapaz de distin guirlos. El ángulo a n, correspondiente a la distancia en la cual los puntos se confunden, es el ángu lo límite del poder separador del ojo. Así pues, todos los puntos observados con un ángulo de visión inferior a a n se confunden y el ojo no puede apreciarlos por separado. De lo expuesto se deduce por qué los detalles de los objetos se distinguen mejor cerca que lejos, ya que cuanto más cerca estén de nosotros con mayor ángulo se ve el objeto y, por lo tanto, mejor se distinguen detalles próximos entre sí. El valor del ángulo de visión mínimo para que se perciba un objeto con detalle es de un minu to, es decir, si el ángulo a n es inferior a un minuto ios puntos se confunden. Se ha dicho en los parágrafos anteriores que cuanto más cerca esté un objeto, mejor se aprecian los detalles de éste, ya que aumenta el ángulo de visión. Sin embargo, un objeto no puede acercarse Indefinidamente al ojo, ya que a distancias inferiores a unos centímetros los objetos dejan de verse con claridad. Además, si bien es cierto que al acercar un objeto se gana en detalle, no lo es menos que al reducir la distancia de observación se pierde campo visual, es decir, que se ve menos zona del objeto observado y, por lo tanto, se pierde información del conjunto. Todo esto puede com probarse observando, primero de cerca y después de lejos, la fo to grafía de un anuncio callejero de gran tamaño. Observaremos, al aproximarnos a él, una gran cantidad de puntos de cuatro colores, los cuales no dan información de lo que repre sentan a pesar de verse con todo detalle. A medida que nos alejamos, los puntos se van confundiendo y se produce un efecto óptico de multiplicación de colores, cubriendo toda la gama de ellos y, al mismo tiem po, obtenem os la información de lo que se representa en el cartel. En resumen, para ver en su totalidad un determinado objeto sin forzar la vista, es decir, colo cando el objeto dentro de un campo visual cómodo, éste debe obseivarse desde una determi nada distancia a la cual corresponde un determinado detalle. Si se pretende ver más detalles del objeto acercándolo al ojo, se pierde campo visual y deja de percibirse entero.

9

TELEVISIÓN

Así pues, nos encontramos ante el dilema de reducir el campo visual para observar detalles muy pequeños o aumentar el campo visual y perder el detalle. Como regla práctica diremos que un objeto se verá con detalle, comodidad y entero, cuando la distancia con el espectador sea unas cinco veces su dimensión máxima. Esto resulta particularmente importante en televisión, donde no respetar esta regla puede ocasionar cansancio visual si se permanece durante un largo período de tiempo frente a la pantalla. Tomando como medida máxima de la pantalla la de su diagonal, y considerando que dicha diagonal sea de 22" (1" = 2,54 cm), es decir, unos 56 centímetros, la distancia a la que debe situarse un espectador es de: d = 56 cm x 5 = 280 cm = 2,8 m De esto se deduce que la elección de un televisor con pantalla grande o pequeña no aumen ta o disminuye el detalle de la imagen, sino que dicha elección debe hacerse en consideración a la distancia a la que nos vayamos a situar de ella, es decir, se verá mucho mejor y con menor fatiga visual un televisor de 20" que se sitúa a 2,5 m del observador, que otro de 24" situado a esa misma distancia.

REPRODUCCIÓN DE UNA IMAGEN POR PUNTOS Cualquier imagen puede dividirse en multitud de superficies elementales, es decir, puede ser desintegrada en una cantidad de puntos más o menos numerosa. Veamos un ejemplo práctico de lo que acabamos de exponer. Supongamos que en una habitación completamente a oscuras se dispone un tablero de ajedrez, y que frente a él se coloca una célula fotoeléctrica conectada a un amplificador (figura 1.3). Si en estas condicio nes se alumbra, mediante una linterna, cada uno de los cuadros del tablero, cada vez que se ilumine un cuadro blanco la luz se reflejará hacia la célula fotoeléctrica y ésta acusará un paso de corriente que será amplificado. En el caso opuesto, cuando se ilumine un cuadro negro, la luz será absorbida por éste y sobre la célula no incidirá ningún rayo de luz, por lo que no se obtendrá señal. Si la operación citada se realiza línea a línea, barriendo todo el tablero de ajedrez, en la sali da del amplificador se obtienen 32 impulsos de tensión, correspondientes a los 32 cuadros blancos. Si a la salida del amplificador se dispone una lampara, es indudable que ésta se encenderá y apagará 32 veces, es decir, se ha descompuesto la imagen del tablero en seña les luminosas. Al efecto de considerar dividida (o descompuesta) la imagen en partes es lo que se llama desintegración.

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1.4 Exploración de una imagen por líneas horizontales.

EXPLORACIÓN DE LA IMAGEN Recibe el nombre de exploración de la imagen el acto o momento en que se está desintegran do la misma. Así, el recorrido de la luz de la linterna de la figura 1.3 a lo largo de cada línea del tablero de ajedrez es lo que se denomina exploración de la imagen. No debe confundirse el concepto desintegración con el de exploración, ya que mientras el primero indica dividir la imagen en partes, el segundo es el acto de recoger e ir separando dichas partes. Una vez considerada desintegrada la imagen, se procede a la exploración de cada uno de sus elementos. En el caso de la figura 1.3 la imagen es muy simple, por lo que se ha desintegrado en 64 partes iguales; sin embargo resulta indudable que otra imagen más compleja necesita una mayor desintegración si se desea reproducir con cierto detalle. Existen muchas formas de explorar una imagen ya desintegrada: por línea, de arriba abajo (o viceversa) y en espiral. En televisión, sin embargo, se utiliza únicamente la exploración por lí neas horizontales, según se muestra en la figura 1.4. Así, se inicia la exploración en la línea 7, desde la columna A hasta la H. y se pasa a la línea 2, igualmente desde la columna A a la H; después a la 3, y así sucesivamente, hasta acabar en el cuadro H de la línea 8. Llegado a este punto se inicia de nuevo la exploración por el cuadro A de la línea 7. Se ha dicho antes que el caso del tablero de ajedrez es muy simple, ya que basta con una desintegración de la imagen en 64 partes (32 cuadros negros y otros tantos blancos), y que para explorar una imagen más compleja dicha desintegración es insuficiente, ya que se pierde deta lle. Efectivamente, resulta muy difícil reconocer, por ejemplo, el rostro de una persona si éste se desintegra en tan sólo 64 puntos. Por este motivo, en televisión se desintegra la imagen en un mayor número de líneas, y cuanto mayor sea dicho número con más detalle se verá la imagen.

Número de puntos y líneas en que se descompone una imagen de televisión Para comprender por qué en televisión se descompone una imagen en un cierto número de líneas debemos recordar que la distancia mínima de visión cómoda es, aproximadamente, cinco veces la dimensión de la diagonal de la pantalla. De acuerdo con este principio, en la tabla 1.1 se rela cionan las dimensiones de diagonales de pantallas con la distancia mínima de visión cómoda y la separación mínima entre dos puntos, para que el espectador pueda distinguirlos.

Diagonal de la pantalla (pulgadas)

Diagonal de la

Distancia mínima

Separación mínima

pantalla (cm)

de visión cómoda

entre dos puntos

9 12 14 17 20 24

22,9 30,5 35,6 43,2 50,8 61,0

114,5 152,5 178,0 216,0 254,0 305,0

cm cm cm cm cm cm

0,33 0,44 0,52 0,63 0,74 0,89

mm mm mm mm mm mm

Tabla 1.1

Relación de las dimensiones de diagonales de pantallas con la distancia mínima de visión cómoda y la separación mínima entre dos puntos.

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TELEVISIÓN

Veamos ahora cómo se han obtenido los valores de la última columna. Para ello suponga mos que el espectador está observando una imagen de televisión a una distancia de cinco veces la diagonal de la pantalla (figura 1.5). En estas condiciones de visión se sabe que para que el ojo pueda distinguir por separado dos puntos próximos su ángulo de visión debe ser de 1' (un minuto). De la figura 1.5 se deduce, por trigonometría, el valor de /', es decir, el valor de la distancia entre el punto P1 y la bisectriz del ángulo de visión de 1 /' = d tg 30" donde d es la distancia espectador-pantalla, es decir, cinco veces la diagonal de la pantalla D.

1.5 La distancia mínima (!) entre dos puntos Pt y P2, para que éstos puedan distinguirse, es igual al producto de diez veces la distancia entre el espectador y la pantalla por la tangente de 30.

d=sp

Así, suponiendo una pantalla de 20" (508 mm), la longitud /' será igual a: /' = d tg 30" = 5D tg 30" = 5 x 508 mm x 1,45 x 10 -< = 0,369 mm La distancia / entre los dos puntos será de: I = 2 /' = 2 x 0,369 mm = 0,74 mm La fórmula para el cálculo de esta distancia / puede simplificarse de la siguiente forma: / = 2 /' = 2 d tg 30" = 2 x 5 x D tg 30" = 10 D tg 30" es decir, la distancia / entre dos puntos de una pantalla, para que éstos puedan distinguirse con comodidad, es igual a diez veces el producto de la diagonal de la pantalla (en mm) por la tangente del ángulo de 30". Para conocer el número de puntos mínimos en que debe descomponerse una imagen para que se vea con cierta claridad, basta con calcular cuántos puntos puede ver por separado el ojo en sentido vertical y cuántos en sentido horizontal. Para efectuar este cálculo deben conocerse previamente las dimensiones de una pantalla de televisión. En la figura 1.6 se puede ver la relación normalizada entre las dimensiones de una pantalla de televisión. Esta relación es, para todos los tamaños de pantallas, igual a:

'h _ 4a _ 4 K

3a

3

es decir, su ancho /h está relacionado con su altura lv como cuatro es a tres. Aplicando el teorema de Pitágoras, se tiene que la diagonal es igual a: D = < ,2 + K2 = ví 42 + 32 = v' 25

=5

es decir, que siendo el ancho igual a 4a, y el alto igual a 3a, la diagonal es igual a 5a.

12


= 3a

1.6 Dimensiones normalizadas de una pantalla de televisión.

Con estas relaciones puede calcularse el ancho y alto de la pantalla conociendo el valor de la diagonal, puesto que se tienen las siguientes igualdades:

4

3

L=— D

h

I =— D

5

v

5

A partir de estas dos igualdades se puede calcular el número mínimo de puntos en que se desintegra una imagen de televisión. Efectivamente, el número mínimo de puntos en sentido vertical es:

3 npv = '

D

10 D f g 30"

3

D

1, 45 x10 -3 D

Efectuando operaciones se tiene:

0,6 O

n , = ------------------------ = 414 puntos pv 1,45 x 10~3 O Así pues, el número mínimo de puntos en sentido vertical en que debe descomponerse una ima gen es de 414. Este número es siempre el mismo, sea cual sea el tamaño de la pantalla, puesto que para su cálculo se parte de un solo dato (la diagonal de la pantalla). Como al aumentar ésta aumen ta la distancia espectador-pantalla, es preciso aumentar el tamaño del punto y la distancia entre ellos. De forma semejante se obtiene el número mínimo de puntos en sentido horizontal, median te la fórmula: 4

4 D

D I n = — — = --------------------= --------------------ph I 10 D tg 30" 1,45 x 10 '3D Efectuando operaciones se tiene:

n h=

ph

0,8 O 1,45x10-3 0

= 552 puntos

valor que también será idéntico para todos los tamaños de pantalla.

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El número de puntos en sentido horizontal y vertical mantiene la relación 3/4 antes citada. Efectivamente, se pueden establecer las igualdades: V

414

3

552

4

Con los datos obtenidos se puede calcular el número total de puntos en que debe desinte grarse una imagen para que se reproduzca con cierto detalle, y es igual a: npv nph = 414 x 552 = 228.528 puntos Con esta cantidad de puntos se desintegra la imagen de forma que los detalles se vean con una claridad bastante aceptable. En la práctica, sin embargo, y tal como se verá más adelante, el número de puntos en que se descompone una imagen de televisión es algo diferente por los motivos que a continuación se exponen. Hemos calculado que el número de puntos que el ojo humano puede distinguir en sentido vertical es de unos 414. De acuerdo con esto, el número mínimo de líneas en que puede des componerse una imagen se establece en 400. Sin embargo, el número exacto que se emplea en la práctica depende de las normas del sistema a que se acoja cada país. En España se ha adoptado las normas europeas CCIR, las cuales establecen un total de 625 líneas. Estas nor mas han sido aceptadas por toda Europa occidental, excepto Francia, en la que el número de líneas es de 819, y Reino Unido, en el que el número de líneas es de 405. En EE.UU. el núme ro de líneas es de 525. De acuerdo con estos valores, las cadenas de televisión españolas tienen mejor definición que las británicas y las norteamericanas, y peor que las francesas. Veamos ahora por qué se ha adoptado en la norma CCIR el valor de 625 líneas y no otro cualquiera, superior a 400. En primer lugar cabe decir que cuanto mayor sea el número de líneas mayor será la calidad de la imagen, pues ésta se ve con más detalle. Por otro lado, cuanto mayor sea el número de líneas, mayores serán los problemas técnicos, tanto en el receptor como en la emisora, por lo que debe recurrirse a un valor intermedio que ofrezca calidad y no sea muy complicado. Además de todo lo expuesto, no todas las líneas en que se divide la imagen son visibles, ya que algunas se pierden en los extremos de la pantalla y en los retornos. Las normas CCIR esta blecen que el número de líneas visibles debe estar comprendido entre 563 y 587. El número ele gido para los cálculos será el valor medio de estas dos cantidades, es decir: 563 + 587

1.150

2

2

= 575 líneas

Así pues, resultan 575 líneas o puntos verticales distintos. Para mantener la misma definición en sentido horizontal, se recurre a la relación 4/3 ya expuesta con anterioridad, con lo que se obtiene un total de puntos en sentido horizontal de: 4 npn = 5 7 5 ------- = 766 puntos 3 Así pues, las normas CCIR establecen 625 líneas (unas 575 visibles).

CAMPO Recibe la denominación de campo una exploración completa de la pantalla, es decir, un recorri do del haz desde que se inicia su barrido por la primera línea hasta que regresa de nuevo a ella.


Así, suponiendo una definición de ia imagen de 625 líneas, euando el haz ha recorrido toda la pantalla y, por lo tanto, ha reproducido la escena completa, se dice que a cada escena le corresponde un campo. Sin embargo, hay que tener en cuenta que en la actualidad las emisoras no transmiten la imagen completa de una sola vez, sino primero una mitad y luego la otra, según un proceso que se describe en el siguiente parágrafo. Ambas mitades se complementan reproduciendo la esce na. En este caso cada escena o imagen completa requiere dos campos.

CUADRO La reproducción completa en la pantalla de una escena se llama cuadro. Así pues, se conoce con el nombre de cuadro la imagen que resulta después de la exploración de todas las líneas en que se ha dividido una imagen. El número de cuadros que han de representarse por segundo está íntimamente vinculado con la propiedad de persistencia del ojo humano, que como se dijo es de 1/10 de segundo. Así, considerando una imagen como la sucesión de puntos, siempre y cuando el último punto de la última línea aparezca en la pantalla en un tiempo inferior al necesario para que el primero se borre de la retina, el efecto óptico será como si toda la pantalla permaneciera iluminada, cuan do en realidad es un solo punto. El último punto de la última línea debe aparecer, como máxi mo, una décima de segundo después de aparecer el primer punto de la primera línea. En cinematografía se pasan los fotogramas a una velocidad de 16, 18 o 24 fotos por segun do. En televisión la velocidad de cuadros por segundo es de 25, que como más adelante se verá corresponden a 50 cambios de cuadro debido al sistema de exploración entrelazado.

EXPLORACIÓN ENTRELAZADA DE LA IMAGEN La exploración de la imagen se lleva a cabo siguiendo el proceso que se muestra en la figura 1.7, en la que hemos de considerar que todo el proceso debe dar 25 imágenes completas por segundo para que la sucesión de imágenes individuales aparezca a los ojos del observador como una escena continuada. Así, todo el proceso de la figura 1.7a a 1,7d se repite 25 veces por segundo. El sistema de exploración es entrelazado, y consiste en efectuar primero el barrido de todas las líneas impares, regresar de nuevo a la parte superior de la pantalla e iniciar entonces todo el barrido de las líneas pares. Las líneas quedan, pues, entrelazadas, de ahí el nombre de este sis tema de exploración. El motivo para utilizar la exploración entrelazada es el siguiente: A pesar de que 25 imáge nes o cuadros por segundo son suficientes para engañar a nuestro ojo simulando un movi miento continuo, aparece un efecto secundario consistente en un centelleo de la imagen que resultaría desagradable al espectador. Este centelleo puede eliminarse fácilmente doblando aparentemente la frecuencia de la imagen, lo cual se lleva a cabo mediante la exploración entrelazada. Para simplificar el estudio de la exploración entrelazada, en el dibujo de la figura 1.7 se ha representado un sistema con tan sólo 30 líneas. Como se ha dicho, este proceso abarca real mente un total de 625 líneas, aunque unas 40 o 60 se pierden en el recorrido de retroceso del haz desde abajo hasta arriba. En la exploración entrelazada se empieza por explorar las líneas Impares (1, 3, 5...), y en segundo lugar las pares (2, 4, 6...). De esta forma no se eleva la velocidad de exploración, pero sí el número de imágenes, el cual pasa a ser de 50 semiimágenes por segundo. Es decir, en cada segundo se exploran, de forma entrelazada, 25 veces las semiimágenes dadas por las lí neas impares y 25 veces las semiimágenes dadas por las líneas pares, lo que representa un total de 25 imágenes completas por segundo. Veamos con más detalle sobre ia figura 1.7, todo el proceso de exploración. Ésta se inicia en

15

el punto A de la línea 7 de la figura 1.7a, desplazándose el punto hacia la derecha. Al llegar al borde derecho de la pantalla el punto retrocede rápidamente hasta alcanzar el punto de Inicio de la línea 3. Obsérvese que en esta figura se ha representado, mediante línea continua, el reco rrido del haz durante la exploración y mediante línea discontinua el recorrido de retroceso del haz. Durante el retroceso un sistema electrónico evita que el haz Incida sobre la pantalla, con lo cual el espectador no lo capta. El proceso descrito se repite en todas las líneas Impares, hasta que el haz alcanza el punto B de la figura 1.7a, situado en el centro del borde Inferior de la pantalla. Llegando a este punto se inicia el retroceso del haz hacia el punto C, situado en el centro de la parte superior de la pan talla (figura 1,7b). El retroceso de B a C no se realiza en línea recta, sino en zigzag. Ello se debe a que el tiem po en que tarda la línea en pasar de B al ángulo inferior derecho de la pantalla es la mitad del tiempo empleado en el barrido de una línea completa, puesto que B está en el centro de la pan talla. Por tanto, y considerando que en el dibujo de la figura 1,7b el tiempo de retorno de cua dro es igual al de exploración de un par de líneas completas, el punto debe hacer el recorrido que se indica para poder alcanzar el punto C. Al llegar al punto C se Inicia la exploración de las líneas pares (figura 1,7c), la cual acaba en el punto D de la citada figura para retornar al punto A, según el camino dibujado en la figura 11 d , lo cual totaliza dos tiempos completos de exploración de línea.

1.7 Exploración entrelazada, a) Exploración de las lineas impares, b) Retroceso de la primera semiimagen. c) Exploración de las líneas pares, d) Retroceso de la segunda semiimagen.

Durante los tiempos o períodos de retroceso no se transmite, como es lógico, ninguna señal de imagen, por lo que durante estos intervalos la emisora transmite las señales de sincronismo. De todo ello se trata más ampliamente en capítulos posteriores de esta obra.


Resulta ahora interesante conocer los tiempos empleados en todo el proceso, ya que ello permite comprender mejor el funcionamiento del sistema. En primer lugar diremos que, al ser el número de lineas 625, el descenso que sufre el punto en cada barrido es extremadamente pequeño, del orden de 0,2 mrn en una pantalla de 9" y de algo más de 0,4 mm en una pantalla de 20". El tiempo total empleado en la exploración es: 1s f = -----n donde n es el número de líneas a explorar en un segundo. Como en cada segundo se exploran 25 cuadros, y cada cuadro tiene 625 líneas (50 semiimágenes de 312,5 lineas cada una), el número total de líneas exploradas en un segundo es: n = 25 x 625 líneas = 15.625 líneas Y el tiempo que tarda el haz en recorrer una línea y regresar: 1s fh = ---------------------= 64 ps h 15.625 líneas En este corto período de tiempo (64 ps) el haz recorre una línea de izquierda a derecha y regresa de nuevo a la izquierda para iniciar la exploración de la siguiente línea. Este tiempo de 64 ps se divide en dos partes: una de avance y otra de retroceso. El tiempo empleado en el retroceso del haz hacia la izquierda es el 18,5 % del empleado en la exploración de la linea, es decir, el tiempo de retorno vale: 18,5 x 64 ps

Con un tiempo de retomo tan pequeño, el descenso del haz con respecto a la línea precedente explorada es insignificante, por lo que puede afirmarse que el retorno es prácticamente horizontal. El tiempo total empleado por el punto en explorar todas las líneas de un cuadro (625) es igual al producto del tiempo total empleado en la exploración y retorno de una línea por el número de líneas, es decir, tv = 625 x 64 ps = 40 ms El tiempo empleado en el retorno del haz, desde el final de un cuadro al punto de inicio del siguiente, debe ser 19 o 30 veces el tiempo de duración de una línea, es decir: frrrtn = 19 x 64 ps = 1.216 ps tmto = 30 x 64 ps = 1.920 ps Para finalizar, y con objeto de aclarar todos los conceptos expuestos, diremos que la opera ción de desviación del punto en los dos sentidos se denomina exploración de la imagen, des viación horizontal o de línea. El movimiento del punto de arriba abajo recibe el nombre de desviación vertical o de cuadro. La exploración completa de un cuadro se obtiene cuando el punto, después de haber iniciado la exploración desde la parte superior de la imagen, llega a la parte inferior y se dispone a vol ver hacia arriba, para iniciar la exploración del cuadro siguiente. El movimiento del punto hacia la izquierda, después de haber explorado una línea, se deno mina retomo de línea.

17

TELEVISIÓN

El movimiento del punto, al retornar al extremo superior de la pantalla, después de haber barrido un cuadro completo, se denomina retorno de cuadro o vertical.

SEÑAL DE IMAGEN Durante el proceso de exploración de una imagen la escena o imagen a transmitir es reprodu cida sobre la placa fotoconductora de un tubo explorador de imagen. Este tubo explorador transforma la imagen en impulsos eléctricos, es decir, durante el pro ceso de exploración se convierten las diferencias de iluminación de la imagen en diferencias de potencial eléctrico. La correspondencia entre los valores de tensión obtenidos y los valores de iluminación depende de la clase de tubo utilizado en la cámara y de su circuito externo. Así, en unos tubos, la tensión de salida puede ser elevada cuando se explora un punto de imagen oscuro, y tanto más baja cuanto mayor sea la iluminación del punto de imagen. En otros sucede exactamente lo contrario, es decir, la tensión de salida será tanto menor cuanto más oscuro sea el punto explorado. A la primera exploración se la denomina exploración negativa y a la segunda exploración positiva. Con un circuito inversor, que no es más que una etapa amplificadora en montaje emisor común, se puede pasar fácilmente de una clase de exploración a otra, ya que, como se sabe, todo circuito amplificador con emisor a masa invierte la señal de salida 180° con respecto a la de entrada. La figura 1.8b muestra el curso temporal de la tensión de salida Vfi que aparece al explorar negativamente la línea que cruza la imagen de la figura 1.8a. En esta figura hemos representa do ocho barras, que van del negro total al blanco, pasando por diferentes tonalidades de gris, ya que ello permite comprender mejor el proceso. En este caso la tensión de salida, o señal de

a)

1.8 a) Imagen de televisión de barra de grises, b) Tensión que aparece en un tubo captador de imagen al explorar una linea de la imagen de la a).

18


imagen, oscila entre la tensión V: (límite de blanco) y V2 (límite de negro). Hemos idealizado el ejemplo para que el lector pueda ver con claridad la correspondencia entre el contenido de luz de la imagen y la tensión de salida. En la práctica las imágenes transmitidas son mucho más complejas, por lo que los pasos o transiciones de uno a otro punto no son tan abruptos o rectangulares. Así, por ejemplo, la explo ración de una línea de la imagen de un paisaje genera una forma de onda de la tensión de sali da muy compleja según el nivel de iluminación de cada punto. Obsérvese ahora el eje de tiempos de la figura 1.8b. En él se han marcado dos tiempos: el primero es el de cero segundos, correspondiendo al inicio de la exploración en el lado izquierdo de la imagen; el segundo es de 52 ps. que corresponde al final de la exploración en el lado dere cho de la imagen. El tiempo invertido en la exploración es, pues, de 52 ps. Durante el tiempo de retroceso (64 ps - 52 ps = 12 ps), aparece también, como resulta lógi co, una tensión de salida que resulta ¡ndeseada y, por ello, ha de ser eliminada mediante un impulso de bloqueo. Durante este tiempo de bloqueo, de 12 s, el tubo explorador suministra una tensión cuyo valor corresponde al del límite del negro V9 (figura 1.9).

100 Vy= 75

50

1/,= 10

1.9 En los intervalos de retroceso de línea (zona tramada) se mezclan los impulsos de sincronismo Z.

Durante el transcurso del período de retroceso de línea, se mezcla, además, un impulso de sincronización de líneas Z, el cual anuncia al receptor la transmisión de la próxima línea. De esta forma la exploración de líneas en el receptor se inicia de forma sincronizada con la exploración de líneas en el tubo de cámara del emisor. Este impulso de sincronism o de línea se halla superpuesto al límite del negro que se pre senta durante el tiem po de retroceso. Así, si al valor de la tensión de cresta del impulso de sincronismo de líneas Z se le asigna el valor 100 %, entonces resulta que el límite del negro se encuentra al 75 % y el límite del blanco al 10 % del valor de cresta. Se dice entonces que el impulso de sincronismo es «más negro que el negro». El motivo de esto se estudiará ampliamente cuando se trate el tubo de imagen del receptor, en otro capítulo de esta obra. Cuando el haz electrónico explorador del tubo de imagen, en el centro emisor, llega al borde inferior de la imagen, se le añade la señal de sincronismo para el retroceso de imagen, es decir, una señal de sincronismo que haga que el punto explorador retorne rápidamente al borde supe rior de la imagen. Dado que el retroceso de imagen dura, por lo menos, 20 veces el tiempo invertido en el retro ceso de una línea, resulta que para esta señal de sincronismo se dispone de mucho más tiem po que para el de retroceso de línea. Por este motivo el cambio de imagen se anuncia con unos largos impulsos (marcados con Y en la figura 1.10), los cuales tienen una duración total de 154 ps. Como se puede comprobar, esta duración es bastante más larga que la del impulso de lí neas Z, que tan sólo dura 6 ps. Para que, durante los largos impulsos de imagen, no se pierda la sincronización de las lí neas, se añaden impulsos de línea sobre los impulsos de imagen Y. En la parte superior de la figura 1.10 podemos ver la sucesión de impulsos originados por el retroceso de imagen al final de la primera semiimagen.

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TELEVISIÓN TELEVISIÓN

-5

J ~ 1~ '~ ~

:J

1.10 Trendedeimpulsos impulsosalalfinal finaldedelalaprimera primeray ysegunda segundasemiimagen; semiimagen;loslosimpulsos impulsosque quedeterminan determinanlalasincronización sincronización 1.1 O Tren se se han han dibujado con con linea linea más más gruesa. gruesa. Z) Z) Impulsos Impulsos de línea. Yp) Yp) Impulsos Impulsos precursores precursores de ecualización. Y) Y) Impulsos Impulsos de de imagen. Y Y5s)) Impulsos Impulsos sucesores sucesores de de ecualización.

20 20


Antes y después de ios impulsos de sincronismo de imagen Y. se dispone una serie de impulsos muy cortos de compensación, designados como impulsos precursores Yp e impulsos sucesores Ys. Estos impulsos precursores y sucesores evitan que los impulsos de Imagen en el receptor queden Influenciados por los impulsos de línea. Volviendo a la figura 1.10, podemos observar que los Impulsos de sincronismo de imagen son los mismos en ambas semiimágenes, con la única diferencia de que el principio de la segun da semilmagen está desplazada media línea con respecto a la primera semiimagen, con el fin de obtener la exploración entrelazada ya estudiada. Por este motivo, los impulsos de línea, debi dos a los Impulsos de imagen, deben estar también desfasados.

ESPECTRO DE FRECUENCIAS DE UNA EMISORA DE TELEVISIÓN En toda emisión de televisión surgen bandas laterales debidas a la modulación por amplitud de la señal de vídeo. Estas bandas laterales ocupan mucho espacio en el espectro de RF. Por este motivo se elimina la mayor parte de la banda lateral inferior, tal y como se aprecia en la figura 1.11, en la que se muestra que mientras la banda lateral superior abarca hasta 5 MHz por enci ma de la portadora de imagen, la banda lateral inferior es más pequeña. El ancho de banda depende de la frecuencia de Imagen más elevada que pueda surgir durante la exploración. La frecuencia de imagen más elevada sería un mosaico de puntos blan cos y negros alternados, por lo que considerando que una imagen de televisión está formada por unos 400.000 puntos de imagen, cuando se alternan dichos puntos blancos y negros la fre cuencia de imagen será de 200.000 oscilaciones por imagen. Como en cada segundo se producen 25 imágenes, la frecuencia de imagen será: 200.000 puntos x 25 imágenes = 5.000.000 Hz es decir, 5 MHz. Debido a que no puede haber puntos de imagen más pequeños, ésta es la mayor frecuen cia de Imagen que puede aparecer, y con ella viene dado el mayor ancho de banda lateral. La eliminación de gran parte de la banda lateral Inferior no supone pérdida alguna de la infor mación, puesto que las dos bandas laterales contienen las mismas frecuencias de imagen. El motivo de no eliminar en su totalidad la banda lateral Inferior durante la emisión se debe a que, si se hiciera, sería difícil eliminar las distorsiones producidas en la transmisión de las bajas frecuencias de vídeo. Volviendo a la figura 1.11 se puede observar que la portadora de audio está 5,5 MHz por encima de la portadora de vídeo. Esta portadora está modulada en frecuencia, con una varia ción de frecuencia de ± 50 kHz. PORTADORA DE VlDEO

1.11 Espectro de frecuencias de una emisión de televisión.

CANALES DE TELEVISIÓN El ancho de banda que requiere cada canal de televisión, para no interferir a sus adyacentes, es en la norma europea de 7 MHz para las emisiones de VHF (desaparecidas) y de 8 MHz para las

21

TELEVISIÓN

de UHF. Tomando en consideración este ancho de banda, se llega a la clasificación de los cana les de televisión que se relacionan en las siguientes tablas. Banda

Canal

Portadora de imagen (MHz)

Portadora de sonido (MHz)

■ *

Tabla 1.2

Canales de televisión en VHF.

I I I

2 3 4

48,25 55,25 62,25

53,75 60,75 67,75

III III III III III III III III

5 6 7 8 9 10 11 12

175,25 182,25 189,25 196,25 203,25 210,25 217,25 224,25

180,75 187,75 194,75 201,75 208.75 215,75 222,75 229,75

* El canal 1 no os apto para emisiones de televisión por tener un ancho de banda de 6 MHz. “ La banda II, que abarca de 87,5 a 108 MHz, está ocupada por las emisiones radiofónicas en FM.

En las tablas 1.3 y 1.4 se aprecia que la separación entre canales es de 8 MHz en lugar de los 7 MHz establecidos para las emisiones de VHF. Con ayuda de las fórmulas que se exponen a continuación puede calcularse fácilmente la fre cuencia de la portadora de vídeo y de audio de cualquier canal de UHF Dichas fórmulas son: fPV = 471,25 MHz + (K - 21) 8 MHz fPA = fn + 5,5 MHz donde K es el número de canal.

Canal

Tabla 1.3

Canales de televisión en UHF (Banda IV).

22

21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37

Portadora de imagen (MHz) 471,25 479,25 487,25 495,25 503,25 511,25 519,25 527,25 535,25 543,25 551,25 559,25 567,25 575,25 583,25 591,25 599,25

Portadora de sonido (MHz) 476,75 484,75 492,75 500,75 508,75 516,75 524,75 532,75 540,75 548,75 556,75 564,75 572,75 580,75 588,75 596,75 604,75


7

Canal i'i . 38 39 40 41 42 43 44 45 46 Al 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68

Portadora de imagen

:; 607,25 615,25 623,25 631,25 639,25 647,25 655,25 663,25 671,25 679,25 687,25 695,25 703,25 711,25 719,25 727,25 735,25 743,25 751,25 759,25 767,25 775,25 783,25 791,25 799,25 807,25 815,25 823,25 831,25 839,25 847,25

:■ . Portadora de sonido (MHz) 612,75 620,75 628,75 636,75 644,75 652,75 660,75 668,75 676,75 684,75 692,75 700,75 708,75 716,75 724,75 732,75 740,75 748,75 756,75 764,75 772,75 780,75 788,75 796,75 804,75 812,75 820,75 828,75 836,75 844,75 852,75

Tabla 1.4

Canales de televisión en UHF (Banda V)

Así, si se desea conocer la frecuencia portadora de la señal de vídeo del canal 36, se tiene: fn = 471,25 MHz + (36 - 21) 8 MHz = 471,25 MHz + 120 MHz = 591,25 MHz y la frecuencia de la portadora de audio para este mismo canal es: fPA = 591,25 MHz + 5,5 MHz = 596,75 MHz

EL RECEPTOR DE TELEVISIÓN En las líneas que siguen se analiza muy por encima, mediante el esquema de bloques de la figu ra 1.12, la constitución de un receptor de televisión monocromático, así como la misión que cum plen en él cada uno de sus circuitos. Hemos elegido el televisor monocromático por su gran sencillez; más adelante se estudiarán las etapas que es preciso añadir para obtener un televisor en color. A efectos de una mejor comprensión del circuito hemos reunido los bloques individuales en grupos. Cada uno de estos grupos están separados entre sí mediante líneas de trazos y se han marcado con las letras A, B ,C ... K. 23

TELEVISIÓN

c>

D>.

D>

M M

BF

\

M

~ r

J

^ BF

IT

r

w H

c>

/V '

>

1.12 Esquema de bloques de un receptor de televisión monocromático. A) Sintonizador VHF/UHF. B) Etapas de Fl de audio y detector de audio. C) Amplificador de audio. D) Etapas de Fl y detectora de video. E) Amplificador de video. F) Separador de impulsos de sincronismo. G) Etapa defiectora de líneas. H) Etapa deftectora de imagen. I) MAT.

El circuito dispone de una entrada de antena, cuya señal se amplifica por una etapa amplifi cadora de RF para VHF/UFiF. La señal de RF, una vez amplificada se aplica a una etapa mezcladora, en donde se mezcla con una señal de RF generada en una etapa osciladora. Estos sintonizadores disponen de diodos de capacidad variable, tanto en UHF como en VHF, con los cuales la sintonización de los canales se realiza de forma continuada, barriendo todas las bandas de VHF y UHF. Una vez sintonizado un canal, éste se memoriza, permitiendo que el usuario acceda a él mediante la pulsación de una simple tecla, o combinación de teclas, dispuestas en el propio receptor o a través de un mando a distancia. En el mezclador se produce el heterodinaje de la señal de RF sintonizada con la señal de RF del oscilador local, dando lugar a una diferencia de frecuencia, de valor fijo, o señal de frecuen cia intermedia (Fl). A esta diferencia entre frecuencia del oscilador local y frecuencia de la porta dora de vídeo se ha estipulado unificarla al valor de 38,9 MHz. A la salida del paso mezclador aparece pues, tanto para las señales de VHF como para las de UHF, una frecuencia de 38,9 MHz, que se denomina frecuencia intermedia de vídeo. La frecuencia intermedia de vídeo se aplica luego a dos o tres etapas amplificadoras de Fl, que se han marcado con la letra D en la figura 1.12. Tanto la parte de sintonía como la de Fl han de poseer un ancho de banda lo suficientemente grande para que pueda pasar toda la banda lateral superior y la portadora de audio. El ancho de banda de estas etapas debe ser, por tanto, de unos 5,5 MHz. Las portadoras de vídeo y audio de los canales vecinos al sintonizado no deben poder pasar, pues si así fuera se producirían perturbaciones en la imagen y sonido del canal sinto nizado. En la figura 1.13 se ha dibujado la curva de paso de la parte de Fl de vídeo. En ella se han marcado, mediante f y f , las frecuencias portadoras de vídeo y audio, respectivamente, del canal sintonizado, y mediante /Lov y fp3Cv las portadoras de vídeo y audio de los canales vecinos. Estas últimas se reducen adicionalmente mediante circuitos de bloqueo, por lo que la curva de paso a estas frecuencias se reduce prácticamente a cero. Incluso la propia portadora de sonido f.5cs del canal sintonizado se reduce, mediante un circuito de bloqueo, al 10% . Esto último que acabamos de exponer tiene su justificación si consideramos que en el demo dulador que sigue aparece, precisamente, la diferencia entre la portadora de vídeo y la de audio, o sea, 5,5 MHz.

24


'pica

pues

1.13 Curva de paso de un amplificador de Fl de vídeo.

Esta frecuencia de 5,5 MHz genera, en cada línea de la pantalla, un fino cordón de puntos blancos y negros alternados, y en número de 353 por línea. Este número se obtiene dividiendo 5,5 MHz por la frecuencia de líneas, que como se sabe es de 15.625 Hz. Reduciendo la amplitud de la portadora de audio, la amplitud de la frecuencia de 5,5 MHz se hace lo suficientemente pequeña como para que no afecte prácticamente a la imagen. Recuérdese que la amplitud de la señal de imagen oscila entre el 10 % y el 75 % de la amplitud máxima de la señal. La señal a la salida de amplificador de Fl de vídeo es demodulada con un diodo; con ello se recupera la señal de imagen que, finalmente, es amplificada y aplicada al tubo de rayos catódi cos (E de la figura 1.12). Corno se observa en el esquema de la figura 1.12, de la etapa demoduladora se extrae parte de la señal de vídeo, la cual se realimenta en las etapas amplificadoras de RF del sintonizador, y en una de las etapas amplificadoras de Fl de video. La finalidad de esta realimentación es efec tuar un control automático de la ganancia (CAG), de forma que el receptor amplifique más las señales de las emisoras lejanas (o poco potentes), obteniéndose así una recepción bastante igualada de señales de intensidad muy distinta. En un párrafo anterior hemos dicho que el diodo demodulador mezclaba las portadoras de vídeo y audio, y que como consecuencia de dicha mezcla se obtiene la diferencia de frecuencia de 5,5 MHz. Esta frecuencia está, por tanto, modulada en amplitud por la señal de imagen, y modulada en frecuencia por la de sonido. La señal de sonido se aplica a una etapa de Fl de audio (parte B del esquema de la figu ra 1.12). Esta etapa amplifica la señal en un paso amplificador selectivo sintonizado a 5,5 MHz. A la salida de la etapa se dispone un discriminador, mediante el cual se recupera la señal de audio, bastando finalmente con amplificarla en la parte C del circuito y reproducirla por el altavoz. Hemos visto to d o el tratam iento que sufre la señal de vídeo y sonido desde la entra da de antena al tubo de rayos catódicos y altavoz respectivam ente. Sin em bargo, todos estos circuitos no son suficientes para obtener una imagen correcta en el receptor, ya que, com o se sabe, las lineas y las im ágenes deben estar sincronizadas con las genera das en la emisora. Para lograrlo se han de tratar los impulsos de sincronismo que acompañan a la señal de vídeo, y que son enviados por la emisora. Para ello deben separarse los Impulsos de línea de los impulsos de imagen. Esta operación se realiza en la parte separadora de impulsos (parte F de la figura 1.12). Los impulsos de línea se aplican a la parte deflectora G de la figura 1.12, y los de imagen a la parte deflectora H de la misma figura. Tanto en la parte deflectora G como en la parte deflectora H se disponen sendos circuitos generadores de una señal en forma de diente de sierra. La frecuencia de la señal en diente de sierra de las líneas oscila a una frecuencia de 15.625 Hz, y es sincronizado indirectamente. El oscilador de diente de sierra de imagen oscila a una frecuencia de 50 Hz, y es sincroniza do directamente.

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TELEVISIÓN

Las oscilaciones generadas en uno y otro circuito son amplificadas y aplicadas a las bobinas deflectoras del tubo de imagen para que el haz de electrones generado en éste explore toda la pantalla de izquierda a derecha y de arriba abajo. Finalmente el circuito marcado con K corresponde a un generador de muy alta tensión (abre viadamente MAT), que proporciona una tensión al tubo de rayos catódicos que oscila entre 15 y 25 kV según modelo de tubo. Esta tensión tan elevada es necesaria para la aceleración del haz electrónico producido en el tubo de rayos catódicos, tal y como se verá al estudiar este ele mento. Por ahora nos limitamos a decir que la tensión en diente de sierra de las líneas es apli cada a un transformador que la eleva a los valores citados, y después es rectificada para con vertirla en corriente continua. Los circuitos de televisión presentan muchas variantes sobre las que no vamos a detenernos ahora, ya que cada uno de los circuitos de estos aparatos se estudian por separado a lo largo de esta obra.

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Normas de televisión

INTRODUCCIÓN La información transmitida en un sistema de televisión da origen a distintas combinaciones posi bles de la señal de vídeo. Cada país se ha acogido a una Norma según diferentes criterios políticos y técnicas emplea das. Corresponde pues a cada Norma, o estándar de televisión, definir con precisión cuál es el conjunto de factores que definen dicha señal. Dentro del aspecto exclusivamente técnico, podemos citar tres principios básicos de dife renciación entre normas: 1 ° Número de líneas po r cuadro. En la actualidad, y haciendo mención sólo a las transmi siones normales de televisión, existen cuatro sistemas: 405, 525, 625 y 819 líneas por cuadro. Esta variedad se debe a los distintos divisores de frecuencia y generadores de sincronismo que se diseñaron en los primeros tiempos de la televisión. De estos cuatro sistemas el de 625 líneas es el más popular y extendido. 2.° Frecuencia de cuadro. Este factor viene dado por la frecuencia de la red de alimenta ción (50 Hz o 60 Hz, según país). 3.° Transmisión de color. Cuatro son los sistemas creados. Por orden cronológico el prime ro en aparecer fue el NTSC (National Televisión System Committe) en los Estados Unidos; el segundo fue el alemán PAL (Phase Alternating Une); el tercero el francés SECAM (Sequentiel A Memoire)\ finalmente, el cuarto y más reciente sistema de televi sión en color, utilizado ya en muchas emisiones vía satélite, es el MAC (Multiplexed Analog Components), el cual ha sido adoptado en Europa como estándar. Las diferen cias entre estos sistemas residen, básicamente, en la forma de modular la subportadora de color e insertar en el espectro de frecuencia de la señal de lumínancia. En lo que respecta a la emisión, tres son los aspectos a destacar: 1.° Tipo de modulación: IMAGEN: modulación en amplitud (AM), generalmente con polaridad negativa (A M -), aun que también se utiliza la positiva (AM+). SONIDO: modulación en frecuencia (FM). Con alguna excepción se utiliza la modulación en amplitud (AM). 2.° Relación de potencia entre la señal de vídeo y la de audio: Se usan varias relaciones dependiendo del sistema y país (3/1, 5/1, 10/1, 20/1). En general, cuanto mayor sea la relación más ahorro de energía se produce en la’ emisión y menores son las distorsio nes por intermodulación. 3.° Ancho de banda de canal: Los anchos de banda de canal utilizados, según sistema, son los de 5, 6, 7, 8 o 14 MHz. Los valores de 5 y 14 MHz tienden a desaparecer, uno por ser demasiado estrecho y el otro por demasiado ancho. Una vez vistas estas particularidades generales, vamos a estudiar las características de la señal de televisión para finalizar con un estudio mediante tablas de las principales normas de televisión.

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SISTEMAS DE MODULACIÓN DE LA PORTADORA DE TELEVISIÓN La portadora de una emisión de televisión está modulada en amplitud, de forma que lleve simul táneamente la señal de vídeo y las dos señales de sincronismo, tal y como se estudia en el capí tulo anterior de esta obra. La modulación de la portadora, una vez detectada, se divide en dos partes: una de ellas corresponde a la señal de vídeo, y abarca del 10 al 75 % de la amplitud total. La modulación de la señal de vídeo, según la norma adoptada, puede ser positiva o negati va (figura 2.1). De estos dos sistemas el más utilizado es el de modulación negativa.

a)

b)

2.1 Sistemas de modulación de la onda portadora de televisión, a) Modulación negativa, b) Modulación positiva.

En la modulación negativa la amplitud máxima de la onda portadora corresponde a la desa parición del haz de electrones en el tubo de rayos catódicos y, como consecuencia, del punto luminoso (pantalla a oscuras). Cuando la amplitud de la frecuencia portadora es mínima se obtiene la máxima emisión de electrones en el tubo de rayos catódicos del receptor, por lo que la pantalla se ilumina al máxi mo. Así pues, en este sistema de modulación cuando la señal alcanza la máxima amplitud, corresponde al negro, mientras que cuando la amplitud es mínima, corresponde al blanco. La amplitud mínima, correspondiente al blanco, no se establece en el 0 % de la amplitud máxima, sino en un 10 %, mientras que para el negro se cifra en el 75 %. De acuerdo con esto, la señal de vídeo abarca desde el 10 al 75 % de la amplitud total. Entre el 10 y el 75 % de la amplitud total se obtiene, por tanto, toda la gama de grises, desde el prácticamente blanco hasta aquel que se confunde con el negro. En la parte comprendida entre el 75 y el 100 % de modulación se introducen las señales de sincronismo; por ser tan elevados estos porcentajes tampoco aquí se produce emisión de elec trones en el tubo de rayos catódicos. Para distinguir entre el negro de la señal de vídeo (75 % de la amplitud total) y el negro de las señales de sincronismo (100 % de la amplitud total), se denomina a esta última con el término de más negro que el negro, queriendo decir con ello que esta señal no produce ninguna ima gen, mientras que con la del 75 % se produce el negro de la imagen. En algunos casos se utiliza la modulación positiva de la portadora (figura 2.1 ó). En esta cir cunstancia el proceso queda invertido, es decir, cuando la amplitud de la portadora es máxima se tiene la máxima luminosidad de la pantalla y cuando la amplitud de la portadora es mínima se obtiene la pantalla oscura. Al igual que en el caso precedente las señales de sincronismo corresponden al más negro que el negro, es decir, cuando la modulación es menor que la correspondiente al negro. Para finalizar diremos que en la modulación positiva los impulsos de sincronismo son nega tivos con relación a la señal de vídeo, por cuanto están por debajo del nivel del negro que corres ponde a la mínima amplitud de la señal de video. Por contra, en una modulación negativa los impulsos de sincronismo son positivos con relación a la señal de vídeo, puesto que están por encima del nivel de negro.

NORMAS DE TELEVISIÓN

IMPULSOS DE SINCRONISMO Ya se dijo en un capítulo anterior que la emisora envía, junto con la señal de vídeo, una serie de impulsos que el receptor utiliza para sincronizar las líneas y cuadros de imagen. En la figura 2.2 puede verse la forma de onda de una señal de televisión en la que se han representado los impulsos de sincronismo vertical y horizontal durante un cambio de cuadro. En ella se han numerado estos impulsos para facilitar al lector la comprensión del proceso.

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

11 12

13 14

15

16

2.2 Forma de onda de los impulsos de sincronismo vertical y horizontal.

En primer lugar se aprecia que entre el impulso 1 y 2 existe una señal de vídeo. El impulso número 1 corresponde, por tanto, al retorno de la penúltima línea explorada y la señal de vídeo entre los impulsos 1 y 2 corresponde al contenido de la última línea de imagen. Durante el impulso 1 el haz de electrones no incide sobre la pantalla, puesto que el nivel de modulación de la señal es máximo (nivel de más negro). Después de la emisión de la última línea de la señal de vídeo, se inician una serie de impul sos cuya frecuencia es el doble que la de los impulsos de sincronismo horizontal. Obsén/ese en la figura 2.2 que la distancia que separa los impulsos 2, 3, 4, 5 y 6 es la mitad que la que sepa ra al impulso 1 del 2, es decir, se producen en la mitad de tiempo y, por lo tanto, su frecuencia es doble. Así pues, sabiendo que la frecuencia de los impulsos de sincronismo horizontal es de 15.625 Hz, la de estos impulsos será de 31.250 Hz, de forma que la frecuencia de los impulsos de sincronismo horizontales continúa sincronizada debido a haber doblado exactamente su valor. Estos impulsos de frecuencia doble reciben el nombre de impulsos de pre-ecualización. Del tren de impulsos de pre-ecualización, los numerados, con 2, 4 y 6 corresponden exac tamente en tiempo con los de sincronismo horizontal. Después de los impulsos de pre-ecualización aparecen una serie de impulsos de mayor duración, los cuales son utilizados para el sincronismo vertical o de cuadro. Dado que el retorno vertical no se inicia exactamente al comienzo del impulso de sincronis mo vertical, sino cuando éste ya ha comenzado, la señal de sincronismo aparece un instante antes de terminar la última línea horizontal. Efectivamente, la última línea no se completa, como ya se dijo en el capítulo 1 de esta obra, sino que al llegar al eje de simetría vertical de la pantalla inicia su retorno a la parte central supe rior para iniciar un nuevo cuadro. De acuerdo con esto, el impulso 7 tiene una duración igual al tiempo empleado en la exploración de media línea más el de un impulso de sincronismo hori zontal, con lo cual el espectador sólo aprecia media línea. A continuación se envían los impulsos 8 y 9, los cuales tienen una duración doble que el 7, ya que han de ocupar un tiempo igual a dos veces el tiempo de exploración de una línea más sus correspondientes tiempos de retorno. Con el impulso 10, de igual duración que el 7, el punto luminoso inicia su exploración en la parte central superior de la pantalla, viéndose por tanto media línea desde el centro hacia la derecha, puesto que la otra media línea desaparece debido al elevado nivel de modulación del impulso 10. A continuación aparecen los impulsos de postecualización, de 31.250 Hz, marcados con los números 11 a 15, siguiendo el contenido de la primera línea del nuevo cuadro y el impulso de sincronismo horizontal 16.

29

Para comprender cómo se produce el interlineado es necesario analizar un poco más los impulsos de sincronismo vertical. Para ello hemos de considerar que los impulsos de sincronis mo horizontal son independientes de los de sincronismo vertical y que estos últimos se repiten a intervalos mucho más largos. Consideremos pues, que el haz de electrones está explorando un cuadro y que éste sea de líneas impares. Al finalizar el trazado de la última línea el punto se dispara para iniciar la exploración, por la parte superior de la pantalla, de las líneas pares correspondientes al siguiente cuadro. Esta exploración no se inicia por el extremo superior izquierdo de la pan talla, sino que lo hace comenzando por el centro de la línea, con lo que se consigue una traslación en sentido vertical que hace que los dos cuadros queden con sus líneas entrela zadas. Al finalizar la exploración de las líneas pares, el punto regresa a la parte superior para explo rar las líneas impares, pero esta vez se inicia la exploración por el extremo superior izquierdo de la pantalla. Como se puede deducir, el entrelazado de los dos cuadros es una consecuencia de los inter valos que existen entre los impulsos horizontales y verticales. Para que este entrelazado de los dos cuadros se produzca sin problemas es por lo que exis ten los impulsos ecualizadores ya citados. Efectivamente, si los impulsos de sincronismo vertical apareciesen al finalizar la última línea del cuadro, podría suceder que los circuitos de sincronismo vertical no dispararan en la forma adecuada. Aunque todavía no hemos descrito los circuitos que componen un receptor de televisión, debemos adelantar que los impulsos de sincronismo vertical actúan cargando un condensador; como consecuencia, y dado que entre el inicio de la exploración de cada cuadro sucesivo debe haber una diferencia de media línea, podría suceder que la carga de este condensador no fuera la requerida para cada cuadro. Por las razones expuestas se emplea un pequeño intervalo durante el cual se transmiten los impulsos ecualizadores, los cuales controlan la carga y des carga del condensador para suprimir el efecto que podría tener la media línea de diferencia que debe existir entre dos cuadros sucesivos y haciendo que el disparo del impulso vertical se efec túe en el instante adecuado que le indique la portadora del emisor. Para finalizar, diremos que los impulsos de sincronismo horizontal no aparecen inmediata mente después de finalizar la exploración de una línea, ni se inicia la exploración de la siguiente línea al finalizar éstos, sino que entre la señal de vídeo y el impulso de sincronismo horizontal existe un pequeño intervalo de tiempo denominado pórtico anterior o posterior, según sea su posición (figura 2.3).

2.3 1) Pórtico anterior. 2) Impulso de sincronismo. 3) Pórtico posterior. 4) Impulso de borrado. 5) Señal de video.


El pórtico anterior es necesario para que el impulso de sincronismo sea independiente del impulso de borrado, mientras que el pórtico posterior es un tiempo muerto que sigue al impulso de sincronismo horizontal y que mantiene a oscuras la pantalla durante el retorno del punto.

SEÑAL SALVA DE COLOR (BURST) En los receptores de televisión en color el aparato debe saber, en cada momento, qué punto de color debe encenderse más o menos para que el color reproducido en la pantalla se aproxime, lo máximo posible, al color original que capta la cámara en la emisora. Para ello en la emisora se codifica la información de croma (color) y se añade una señal en la parte posterior de los impulsos de sincronismo. Esta señal recibe el nombre de salva de color o burst, y está formada por una serie de ondas que, adecuadamente interpretadas en el recep tor, sirven de referencia para ajustar los colores (figura 2.4).

d e s in c ro n is m o

2.4 Situación de la salva de color o burst en la señal de vídeo.

Esta señal de burst se añade a la señal com puesta de televisión mediante una subportadora cuya frecuencia se sitúa, en la norma CCIR, aproximadamente 4,43 MHz por encima de la portadora de vídeo o luminancia, con un ancho de banda de 1 MHz. En la figura 2.5 puede ver el espectro de frecuencias de un canal de televisión en color con indicación de la portadora de vídeo o luminancia (PL), portadora de color o croma (Pc ) y portadora de audio (Ps).

1,25 MHz

5 ,6 8 MHz 6,7 5 MHz

2.5 Espectro de frecuencia de un canal de televisión en color.

LAS NORMAS DE TELEVISIÓN Ya hemos dicho que existen diferentes normas para la transmisión y recepción de televisión. La norma utilizada en cada país fija las condiciones según las cuales deben efectuarse las transmi siones de los programas. En la tabla 2.1 se resumen las principales características de los estándares de televisión, de los cuales cabe prestar especial atención al B/G por ser el adoptado en España (el B para VHF y el G para VHF), y en lo que respecta al sistema de color PAL.

31

TELEVISIÓN

K1C)

M

L

N

Estándar de emisión

A

A

B/G

C

D/K

E

H

Rango de frecuencia

VHF

VHF/UHF

VHF

VHF/UHF

VHF

UHF

Número de líneas por imagen

405

625

625

625

819

625

625

625

625

525

Frecuencia de cuadro (Hz)

50

50

50

50

50

50

50

50

50

60

50

Frecuencia de línea (Hz)

10.125

15.625

15.625

15.625

20.475

15.625

15.625

15.625

15.625

15.750

15.625

Impulso de sincronismo (ps)

8 a 10

4,7

5

4,7

2,5

4,7

4,7

4,7

4,7

5

5

!

VHF/UHF VHF/UHF

UHF

VHF/UHF VHF/UHF 625

Duración de la señal de supresión 18

12

12

12

9,5

12

12

12

12

10,8

5

Pórtico anterior (ps)

1,75

1.5

1,4

1.5

1,1

1,5

1,5

1,5

1,5

1.9

10,9

Periodo de supresión de trama (líneas)

13 a

15,5

25

25

33

25

25

25

25

19 a 21

1.9

3

25

5

6

10

5

5,5

6

6

4,2

19 a 25 4.2

de linea (ps)

Ancho de banda de vídeo (MHz)

5

5

7

8

14

8

8

8

8

6

Separación entre portadoras (MHz)

-3,5

7 (B), 8(G)

+5,5

+6,5

A l 1,15

+5,5

+6

+6,5

Á6.5

+4,5

6

Ancho de banda lateral vestigial (MHz)

0,75

+5,5

0,75

0,75

2

1,25

1,25

1,25

1,25

0,75

+4,5

Portadora de vídeo respecto al extremo

+3.75

0,75

+1.25

+1,25

+2,83

+ 1,25

+1,25

+ 1,25

+1.25

+1,25

0.75

<3

+1,25

<3

100

<3

100

100

100

<6

100

+1,25

Nivel de sincronismo (%)

30

100

25

75

30

75

76

75

30

75

100

Nivel de borrado (%)

100

73

100

12,5

too

10

20

10

100

10

75

Nivel de blanco (%)

A5C+

10

A5C+

A5C-

A5C+

A5C-

A5C-

A5C-

A5C+

A5C-

10

Tipo de modulación de vídeo

A3

A5C-

A3

F3

A3

150

F3

A3

A3

F3

A5C-

Tipo de modulación de audio

-

F3

-

150

-

50

150

150

-

125

F3

Excursión de frecuencia (kHz)

-

150

-

150

-

5:1 a 10:1

50

50

-

75

Á25

4:1

50

4:1

10:1 a 5:1

10:1

5:1

10:1

10:1

10:1 a 5:1

Ancho de banda del canal (MHz)

del canal más próximo (MHz)

Preacentuación (ps) Relación de potencias vídeo/audio

75 10:1 a 5:1

10:1 a 20:1

Tabla 2.1

Características principales de los estándares de televisión en VHFy UHF.

De la lectura de la tabla se deduce que la principal diferenciación entre los estándares resi de en el número de líneas de que está compuesta una imagen, siendo el más utilizado el de 625 líneas. En lo que respecta a la frecuencia de cuadro solamente aparecen 50 y 60, puesto que como se sabe este valor está relacionado con la frecuencia de la red de alimentación. La distribución de canales se realiza según los sistemas y países. En lo que respecta a España esta distribución sigue la Norma CCIR, distribuyendo el espectro en 6 bandas. En las tablas 2.2 a 2.7 puede consultar el lector los canales, frecuencias y portadoras de cada una de las bandas.

Canal

2 3 4

Frecuencúa del canal (M Hz) Máxima Mínima 47 54 61

54 61 68

Portadora de vídeo (MHz)

Portadora de audio (MHz)

Subportadora de color (MHz)

48,25 55,25 62,25

53,75 60,75 67,75

52,68 59,68 66,68

Tabla 2.2 Distribución del espectro de frecuencias para TVsegún la Norma CCIR. (Banda I de VHF)

32


C anal:

S1 S2 S3 S4 S5 S6 S7 S8 S9 S10

F

:

del canal (M Hz) Mínima Máxima 104 111 118 125 132 139 146 153 160 167

111 118 125 132 139 146 153 160 167 174

105,25 112,25 119,25 126,25 133,25 140,25 147,25 154,25 161,25 168,25


' , , // ,-\v Subportadorá de color (MHz)

110,75 117,75 124,75 131,75 138,75 145,75 152,75 159,75 166,75 173,75

109,68 116,68 123,68 130,68 137,68 144,68 151,68 158,68 165,68 172,68

Tabla 2.3 Distribución del espectro de frecuencias para TVsegún la Norma CCifí. (Banda BS baja para CATV)

... Canal

Frecuenci. \ del canal

:

a

••fié- 'ir 5 6 7 8 9 10 11 12

174 181 188 195 202 209 216 223

:

. :. 181 188 195 202 209 216 223 230

, . . Portadora de vídeo (MHz) 175,25 182,25 189,25 196,25 203,25 210,25 217,25 224,25



180,75 187,75 194,75 201,75 208,75 215,75 222,75 229,75

179,68 186,68 193.68 200,68 207,68 214,68 221,68 228,68

Tabla 2.4 Distribución dei espectro de frecuencias para TVsegún la Norma CCIFI. (Banda III de VHF)

Canal

S11 S12 S13 S14 S15 S16 S17 S18 S19 S20

Frecuencia3 de! canal (M Hz) Máxima Mínima ; .... h* : 230 237 244 251 258 265 272 279 286 293

237 244 251 258 265 272 279 286 293 300

Portadora de vídeo (M H z): ■■ ... - ..... 231,25 238,25 245,25 252,25 259,25 266,25 273,25 280,25 287,25 294,25


........:................ Subportadora

•

236,75 243,75 250,75 257,75 264,75 271,75 278,75 285,75 292,75 299,75

235,68 242,68 249,68 256,68 263,68 270,68 277,68 284,68 291,68 298,68

Tabla 2.5 Distribución del espectro de frecuencias para TVsegún la Norma CCIR. (Banda BS alta para CATV)

33

TELEVISIÓN

Canal

21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37

Frecuenciíi del canal (M Hz) Máxima Mínima 470 478 486 494 502 510 518 526 534 542 550 558 566 574 582 590 598

478 486 494 502 510 518 526 534 542 550 558 566 574 582 590 598 606




471,25 479,25 487,25 495,25 503,25 511,25 519,25 527,25 535,25 543,25 551,25 559,25 567,25 575,25 583,25 591,25 599,25

476,75 484,75 492,75 500,75 508,75 516,75 524,75 532,75 540,75 548,75 556,75 564,75 572,75 580,75 588,75 596,75 604,75

475,68 483,68 491,68 499,68 507,68 515,68 523,68 531,68 539,68 547,68 555,68 563,68 571,68 579,68 587,68 595,68 603,68

Tabla 2.6 Distribución del espectro de frecuencias para TVsegún la Norma CCIR. (Banda IV de UHF)

Canal

Tabla 2.7

Distribución del espectro de frecuencias para TVsegún la Norma CCIR. (Banda Vde UHF)

34

38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61

Frecuenciía del canal (M Hz) Mínima Máxima 606 614 622 630 638 646 654 662 670 678 686 694 702 710 718 726 734 742 750 758 766 774 782 790

614 622 630 638 646 654 662 670 678 686 694 702 710 718 726 734 742 750 758 766 774 782 790 798




607,25 615,25 623,25 631,25 639,25 647,25 655,25 663,25 671,25 679,25 687,25 695,25 703,25 711,25 719,25 727,25 735,25 743,25 751,25 759,25 767,25 775,25 783,25 791,25

612,75 620,75 628,75 636,75 644,75 652,75 660,75 668,75 676,75 684,75 692,75 700,75 708,75 716,75 724,75 732,75 740,75 748,75 756,75 764,75 772,75 780,75 788,75 796,75

611,68 619,68 627,68 635,68 643,68 651,68 659,68 667,68 675,68 683,68 691,68 699,68 707,68 715,68 723,68 731,68 739,68 747,68 755,68 763,68 771,68 779,68 787,68 795,68


Canal

Frecuenci.3 del canal (M Hz) Máxima Mínima

62 63 64 65 66 67 68 69

798 806 814 822 830 838 846 854

806 814 822 830 838 846 855 862

P rt d


d(M H z)°

803,68 811,68 819,68 827,68 835,68 843,68 851,68 879,68

804,75 812,75 820,75 828,75 836,75 844,75 852,75 860,75

799,25 807,25 815.25 823,25 831,25 839,25 847,25 855,25

Tabla 2.7 (Continuación)

En lo que respecta a las normas de exploración, en la tabla 2.8 se relacionan los valores de las características principales.

Esta ndar Europeo (CCIR)

Americano

Francés

inglés

625

525

819

405

3 x 5x 5 x 7

3x3x7x13

3x3x3x3x5

50

60

50

50

15.625

15.750

20.475

10.125

Entrelazado

2:1

2:1

2:1

2:1

Imágenes completas por segundo

25

30

25

25

Relación de aspecto

4:3

4:3

4:3

4:3

18,8 a 31,1 líneas 0,06 V a 0,1 V ( ‘ )

13,1 a 21 líneas 0,05V a 0,08V (*)

41 líneas (0,11)

14 líneas (0,0691)

0,17H a 0.195H

0,16H a 0,18 H

0,164H a mínimo

0.162H a 0.187H

n

n

80 líneas por m/s

80 líneas por m/s

6.180 líneas por m/s

123 líneas por m/s

563 a 580

483 a 499

377

377

Característica Número de líneas por imagen Factores en el número de líneas por imagen Cuadros por segundo Líneas por segundo

Borrado vertical Borrado horizontal Factor de resolución horizontal Líneas verticales por imagen

5x

5x 5 x 5

n

(*) V = Intervalo de tiempo desde el principio de un cuadro al inicio del siguiente. H H = Intervalo dé tiempo desde el principio de una línea al inicio de la siguiente.

Tabla 2.8

Normas de exploración de los principales sistemas de televisión.

35

NORMA CCIR DE 625 LÍNEAS La norma CCIR (europea de 625 líneas), establece las siguientes prescripciones: • El ancho de canal es de 7 MHz, existiendo una diferencia de 5,5 MHz entre portadoras sin modular. • La separación entre la portadora de audio sin modular y la parte inferior del próximo canal es de 0,25 MHz. • El sistema de televisión es independiente de la frecuencia de la red eléctrica. La frecuen cia de cuadro es de 25 imágenes por segundo (50 semiimágenes por segundo) y la de línea de 15.625 Hz (625 x 25) con una variación lenta comprendida entre ±1 %. • La modulación de la imagen es negativa de amplitud. • Se suprime parcialmente una de las bandas laterales de transmisión. • La amplitud de la portadora para obtener el blanco máximo no debe ser menor del 10 % de la amplitud máxima. • La amplitud de la portadora para obtener el negro máximo corresponde al 75 % de la amplitud máxima. • El espacio comprendido entre el 75 y el 100 % de la amplitud máxima se destina a las señales de sincronismo. • La señal de audio está modulada en frecuencia, con una variación máxima de frecuencia de ± 5 0 Hz para el 100 % de modulación. • El sistema de polarización de campo para la transmisión puede ser verticalu horizontal. • La transmisión de imagen se efectúa por el sistema de interlineado. • La relación entre el largo y el alto de la Imagen es de 4:3. En lo que respecta a los tiempos de duración de cada uno de los impulsos, éstos no se dan en valor absoluto, con el fin de no manejar unidades muy pequeñas, sino en relación a un tiem po de referencia. Como tiempo de referencia se toma el que emplea el punto luminoso desde el inicio de una línea hasta el inicio de la siguiente. A este tiempo se le denomina período de línea y se designa con la letra H. El valor de H es igual a la inversa de la frecuencia de línea, es decir: 1

1

H = ------ = ------------------= 64 ps fy 15.625 Hz En el caso de evaluar tiempos relacionados con la frecuencia de cuadro, los tiempos se refie ren al llamado período de cuadro, el cual se designa con la letra V. El valor del período de cua dro es igual a la inversa de la frecuencia de cuadro, es decir: 1

1

V = ------ = ------------------= 20 ps fC 50 Hz De acuerdo con estas unidades de referencia, en la tabla 2.9 se relacionan los tiempos y número de señales que intervienen en el sistema CCIR. En la tabla 2.9 se puede ver que si bien entre las señales de sincronismo de cuadro y ecualizadoras sólo se ocupa un tiempo de 9 H por campo (6 impulsos x 1,5 H), o de 18 H por cua dro, lo que equivale a decir que en cada cuadro se pierden 18 líneas, en la práctica la pérdida es de 19 a 31 líneas por campo debido a la meseta trasera, es decir, al período de supresión de imagen que aparece en la parte superior de la pantalla. De acuerdo con todo esto, el número de líneas visibles de imagen por cuadro oscila entre 563 y 587. Para finalizar diremos que en la Norma CCIR la única diferencia existente entre las caracte rísticas de una señal de UHF y otra de VHF se encuentra en el ancho de banda, ya que mien-


; •• 'i ' ' '

' . «! •;•••■ T ' . • q -• P §• ; • m — y ;r ; - i •r ; Magnitud

: ; r j ■• :z .......

. :.

• ;.

Tiempo en ps

%

Duración de un cuadro de imagen

40.000

Duración de un campo de exploración

20.000

V

64

H

5,76

0,09H

Duración de un período de línea Línea Señales de sincronismo

Cuadro (6 impulsos}

Duración de un impulso

26,88

0.42H

Retorno al negro entre impulsos

5,12

0.08H

Pre-ecualización (6 impulsos)


2,88

0.045H

29.12

0.455H

Post-ecualización (6 impulsos)


2,88

0.045H


29,12

0.455H

Duración total

11,82

0,185H

Pórtico delantero

0,96

0,015H

Pórtico trasero

5,12

0.08H

1.200 a 2.000

0.06V a 0,1V


Señales de ecualización

Línea Señales de borrado

Duración total (englobando de 19 a 31 líneas, entre señales de ecualización, sincronismo y meseta trasera)

Cuadro

Tabla 2.9

Tiempos y número de señales en el sistema CCIR.

tras para VHF se fija en 7 MHz, para UHF se establece en 8 MFiz. Esta diferencia en los anchos de banda se debe a la amplitud de frecuencias asignadas a los transmisores en UFIF y el deseo de obtener la máxima separación entre canales adyacentes para evitar interferencias, aunque éstos transmitan con un ancho de banda de 7 MHz.

NORMA INGLESA DE 405 LINEAS En el Reino Unido e Irlanda se utiliza la norma de 405 líneas. Esta norma establece una m odu lación positiva con un nivel de modulación constante para el negro del 30 % de la amplitud máxi ma de la portadora. La imagen consta de 405 líneas que se exploran totalmente en dos cuadros o campos entre lazados, comprendiendo cada campo de exploración 202,5 líneas. Se exploran 25 semiimágenes por segundo, de manera que la frecuencia de cuadro es de 25 Hz, igual que en la norma CCIR. La relación entre magnitudes de la pantalla es de 4 a 3, es decir, que las pantallas también son iguales a las de la norma CCIR. La frecuencia de línea es de 405 x 25 = 10.125 Hz, siendo el período de línea de:

H

1

1

f,

10.125 Hz

• = 98,8 ps

37

TELEVISIÓN

--- ~

'

~

-- --

--~

.

--- --------..__ L ___ _

----------~ --------------~ ---

~_ -- ~ :::r -, o

'.:__]

~ -

1 c:i

L.___

--'

l:

-----

.. __ o!/.

o

2.6 Señal Señal normalizada inglesa. normalizada inglesa. 338 8

~ ~ - --==¡~


Al final de cada línea la señal de imagen contiene un pórtico anterior de una duración de 0,01 H y, después del impulso de sincronismo de línea, un pórtico posterior de 0,04H. Ambos pórticos están al mismo nivel (figura 2.6). La supresión de la señal de imagen dura, por tanto, un total de 0,15H, por lo que para trans mitir la señal de imagen sólo se utiliza el 85 % del total del período de línea. La señal de sincronismo de cuadro está formada por un total de 6 a 12 impulsos con una duración de 0,4H cada uno de ellos. Estos impulsos se repiten a intervalos de 0,5H. Sobre la figura 2.6 se puede apreciar que durante los impulsos de sincronismo de cuadro no se pierde el sincronismo de línea. Tanto el sonido como la imagen están modulados en amplitud. La separación entre la portadora de imagen y la de sonido es de 3,5 MHz, siendo la porta dora de sonido la de frecuencia más baja. El ancho de canal es de 5 MHz, transmitiéndose la imagen mediante el sistema de banda lateral atenuada.

NORMA FRANCESA DE 819 LINEAS Este estándar de televisión puede considerarse, en comparación con los anteriores, como de «alta definición», puesto que consta de un mayor número de líneas que la norma CCIR. Sin embargo, y por esta causa, la norma francesa precisa de un ancho de canal mucho mayor. Efectivamente, al ser mayor el número de líneas e igual el número de imágenes por segun do, la frecuencia de vídeo más alta es de 10,6 MHz. La norma francesa de televisión establece, por tanto, una banda de vídeo de 10,4 MHz sin atenuación notable. En lo que respecta a la separación entre la frecuencia portadora de vídeo y la de sonido la norma que nos ocupa establece que sea de 11,15 MHz, con un ancho de canal de 13,15 MHz. De lo expuesto se deduce que en las bandas I y III de VHF el número de canales posibles es muy reducido, aunque la transmisión se efectúe con banda lateral atenuada. Para poder disponer de un mayor numero de canales se agrupan éstos por parejas, en inter valos de 13,15 MHz. Este sistema, llamado de canales inversos (téte-béche), consiste en situar la portadora de sonido de un canal situado en la misma gama de frecuencias en la parte supe rior y la portadora de sonido del canal vecino en la inferior, tal como se muestra en la figura 2.7, en la que puede verse cómo las bandas laterales residuales invertidas de dos canales vecinos se solapan parcialmente entre sí.

190 ,3 0

MHz

2 0 1 .4 5

MHz

2 0 1 ,7 0 MHz

2 12 ,85

C ANAL 12

CANAL 9

11.15

2 ,75

MHz

MHz

11,15

MHz

2,7 5

0,25 13,15

188.55

73.75 MHz

MHz

MHz

199.70

MHz

2 0 3 .4 5

MHz

2 1 4 .5 0 M H z

X -

1

70.4 MHz 2.7

C A N A L 11

CANAL 10

3.75 MHz

10,4

ir

MHz

Disposición de las portadoras en el sistema de canales inversos francés.

39

TELEVISIÓN

2.8 Señal normalizada francesa.

Este sistema de transmisión se basa en el principio de que la energía presente en la onda portadora de un emisor modulado es varias veces superior a la de las bandas laterales y, por tanto, no se Interfieren. Otras características del estándar francés son: • • • • • •

Polarización horizontal. Modulación de imagen positiva. Sonido modulado en amplitud. Exploración interlineado con 409,5 líneas por campo. Nivel de negro al 25 % de la amplitud máxima. Proporción de imagen de 4 a 3.

En la figura 2.8 se puede ver el dibujo de la señal normalizada francesa de 819 líneas. En ella el lector puede observar que para las señales de sincronismo vertical la duración del impulso de línea es de 0.04H. Obsérvese igualmente que en esta norma solamente se utiliza un impulso para el sincronismo vertical. El período de supresión de línea es de 0,16 H, como valor máximo.

NORMA AMERICANA DE 525 LÍNEAS En Norteamérica se transmite televisión según las normas FCC, las cuales tienen unas caracte rísticas propias que vamos a resumir. El número de líneas por imagen es de 525 que, debido al interlineado, se reparten en 262,5 líneas por campo. Una de las particularidades más importantes es la frecuencia de cuadro, la cual es de 60 Hz pero independiente de la red. La transmisión de vídeo se realiza mediante el sistema de modulación negativa de amplitud, igual que establece la norma CCIR, con atenuación de una de las bandas laterales. La emisión se efectúa por polarización horizontal de campo. El sonido se transmite modulado en frecuencia, estando la frecuencia portadora de audio 4,5 MHz por encima de la frecuencia portadora de vídeo. El ancho de canal es de 6 MHz para una banda pasante de vídeo de 4,2 MHz. En la figura 2.9 puede verse la duración y localización de los impulsos.

40


2.9 Señal normalizada norteamericana. 41

TELEVISIÓN

Los impulsos de sincronismo horizontal son de 0,08H y el de sincronismo vertical es prácti camente igual al de la norma CCIR, es decir, con sus correspondientes seis impulsos ecualizadores anteriores y posteriores de una duración total de 6H. Estos impulsos ecualizadores se repiten a intervalos de 0,5H, siendo su duración de 0,04H (justo la mitad de los impulsos de sin cronismo de línea). La norma americana establece un nivel de negro del 75 ± 2,5 % de la amplitud máxima de la onda portadora. El nivel de blanco es del 15 %. Dado que la frecuencia de cuadro es de 60 Hz, y que la imagen se compone de 525 líneas exploradas en dos cuadros de 262,5 líneas cada uno, la duración de una línea es de:

30 x 525 líneas

42

15.750 Hz

Sistemas de televisión en color

Capítulo 3

INTRODUCCIÓN A lo largo de la historia de la televisión han sido muchos los sistemas puestos en práctica para la emisión y recepción de imágenes en color. Todos ellos presentaban y presentan ciertas ventajas asi como algunos inconvenientes. Algunos de los sistemas utilizados fueron útiles en el pasado pero han sido superados por otros, más eficaces, fruto de exhaustivos ensayos y estudios de laboratorio. En este capítulo nos limitaremos a describir los fundamentos de los sistemas de televisión en color más populares, es decir, el NTSC, el SECAM y el PAL. Antes de entrar en el estudio de estos sistemas de televisión en color debemos decir que mediante filtros de color pueden analizarse todos los colores de una imagen a partir de tres colores primarios. Si se combinan estos tres colores primarios de forma adecuada, puede reconstruirse la imagen original en el receptor de televisión. Por lo tanto, el punto de partida de cualquier sistema de televisión en color se encuentra a la salida de la cámara, la cual suministra las señales que corresponden a estos tres com po nentes útiles. En el receptor se superponen de nuevo estos componentes, efectuándose la suma de los mismos aprovechando el efecto del ojo humano de no distinguir el color entre dos puntos de color distinto situados a cierta distancia. Así, el color amarillo se reproduce en la pantalla mediante la iluminación de un punto rojo y otro verde y, sin embargo, el observador cree ver el color amarillo ya que la mezcla aditiva de estos dos colores primarios proporciona el amarillo. De forma idéntica, el color blanco se obtiene iluminando al máximo los puntos rojo, verde y azul de la pantalla, de forma que si ésta está totalmente blanca quiere decir que todos sus puntos están excitados con la máxima luminosidad; sin embargo, el espectador, al mezclar aditiva mente en sus ojos estos tres colores, recibe la sensación óptica de una imagen blanca. En los primeros tiempos de la televisión en color se intentó transmitir directamente las seña les pertenecientes a los tres colores primarios, pero inmediatamente se pudo comprobar que para ello se requería un ancho de banda excesivamente grande, por lo que se reduciría el núme ro de emisoras (canales) posibles en cada banda, aparte de las dificultades técnicas que pre sentaba el tratamiento de la señal con tal ancho de banda. Como consecuencia se descartó la posibilidad de transmitir simultáneamente los tres grupos de señales. También se presentaron dificultades al intentar transmitirlas sucesivamente. El problema quedó resuelto satisfactoriamente transmitiendo, en lugar de los tres colores pri marios, las tres características de la luz coloreada, es decir: 1. Luminosidad. 2. Matiz. 3. Saturación. Éste es pues el principio básico común a todos los sistemas de televisión en color vigentes. De todo lo expuesto se deduce que para la síntesis de una imagen de televisión en color se requiere la transmisión de una luminosidad y de la información de su colorido, además de requerirse una imagen estable que se reproduzca sin centelleo.

43

TELEVISIÓN

El centelleo es percibido por el observador cuando la frecuencia de cuadro es demasiado baja y su luminosidad demasiado fuerte. El momento en que el centelleo hace su aparición depende de la frecuencia de recurrencia, de la máxima luminosidad de las bandas, del tiempo de disminución de la luz emitida por los luminóforos del tubo de imagen y del contenido lumi noso de la propia imagen, en particular de su contraste y de las variaciones que sufra éste. Para que la imagen en el receptor no produzca en el observador fatiga ocular, es preciso que la frecuencia de cuadro sea ligeramente superior a la frecuencia para la que se produce el fenó meno. En la figura 3.1 puede verse la curva que determina, según la ley de Ferry-Porter, la frecuen cia crítica de cuadro a la que comenzará a ser visible el centelleo en función de la luminancia de las partes más claras de la imagen, tomando como parámetro el tiempo de disminución de los luminóforos, y con una distancia entre observador y pantalla igual a cinco veces la altura de ésta.

3.1 Límites de la frecuencia de barrido de cuadro que evitan el centelleo en función de la luminancia de la imagen, según la ley de Ferry-Porter.

,

, ,.

Luminancia de las partes más claras de la imagen (C d /m )

Dado que la frecuencia de cuadro en la norma CCIR es de 50 Hz y en la FCC de 60 Hz, podemos deducir que ambas frecuencias de cuadro son válidas para la transmisión de imáge nes en color. Finalmente diremos que el centelleo es perfectamente visible cuando la zona activa del ojo es la región periférica de la retina, rica en bastones (que actúan con bajos niveles de iluminación) y no en la central, en la que dominan los conos (que son los únicos responsables de la visión de los colores).

LA INFORMACIÓN DE COLOR O CROMINANCIA Otra de las informaciones que deben transmitirse en la televisión en color es la crominancia. Esta información es una característica particular de la televisión en color, puesto que como es lógico suponer no existe, ni se necesita, en la transmisión de imágenes en blanco y negro. El principio de la tricromía (tres colores) conduce a utilizar en la toma de imágenes tres dis positivos analizadores distintos, los cuales proporcionan tres imágenes simultáneas de distinto color, o un solo dispositivo que proporciona tres imágenes sucesivas de distinto color. El primer método, el de análisis simultáneo de tres imágenes distintas, recibe el nombre de sistema simultáneo, mientras que el segundo (análisis de tres imágenes transmitidas sucesiva mente cada una de las cuales corresponde a uno de los tres colores primarios), se denomina sistema secuencia!. Existen varias clases de sistemas secuenciales: de cuadro, de líneas y de puntos. En ellos se realizan las secuencias por sucesivas conmutaciones de las informaciones de color, es decir, el rojo (R), el verde (V) y el azul (A). Así, en el sistema secuencial de cuadro se transmite un cuadro rojo, a continuación uno verde y después uno azul, para iniciar de nuevo la secuencia con un cuadro rojo.

44

SISTEMAS DE TELEVISIÓN EN COLOR

Uj

£

lu

I ¡I

3.2 Esquema simplificado del funcionamiento de una cámara de televisión en color.

45

En el de líneas primero se transmite una línea roja, después una verde y después una azul para iniciar de nuevo la secuencia con la transmisión de una línea roja. Finalmente, en el sistema secuencial de puntos primero se transmite un punto rojo, después uno verde y finalmente uno azul, para iniciar una nueva secuencia con la transmisión de un punto rojo.

LA CÁMARA DE TELEVISIÓN EN COLOR La figura 3.2 representa la constitución esquematizada de una cámara de televisión en color. Consiste en tres tubos de toma de imagen integrados en un sistema óptico de filtros cromáti cos y espejos dicroicos, de forma que la luz que pasa por el objetivo sea descompuesta en los tres colores primarios (rojo, verde y azul), cada uno de los cuales actúa sobre un tubo distinto de toma de imagen. Por lo tanto, cada tubo reacciona únicamente a la luminancia correspon diente a cada color. La frecuencia de cada una de estas señales está determinada por la banda pasante de los respectivos filtros de color. Naturalmente, las bandas pasantes de dichos filtros corresponden a los tres colores primarios rojo, verde y azul. El funcionamiento de la cámara es como sigue (figura 3.2): la imagen a transmitir es ilumina da por focos de luz blanca, procedente de proyectores o de luz solar. Esta luz se refleja en la imagen, la cual se convierte a su vez en manantial de luz. La luz reflejada por la imagen atraviesa el objetivo y es enviada a los tres tubos de cámara mediante un sistema adecuado de espejos normales y dicroicos. Los espejos dicroicos no son otra cosa que espejos semitransparentes que dejan pasar parte de la luz incidente y reflejan otra parte. Obsérvese que los espejos están dispuestos en ángulo de 45°, de forma que la luz puede reflejarse de los dicroicos a los normales siguiendo las leyes de reflexión. De esta forma se obtienen tres imágenes iguales reflejadas en otros tantos espejos. Dichas imágenes son fuentes de luz que se hacen pasar a través de filtros de color (rojo, verde y azul) y enviadas a los tubos de toma de imagen. Como consecuencia de todo ello, cada tubo engendra una señal eléctrica cuya amplitud corresponde a la luminancia de los tres colores primarios en los que se fia descompuesto la luz procedente del objeto a transmitir. Las señales eléctricas suministradas por los tubos se han indicado mediante £ R, £v y EA en la figura 3.2. La proporción de estas tres señales eléctricas debe ser tal que su mezcla pueda reproducir la luz blanca, de acuerdo con su respectiva participación en la luminancia. Esta contribución es como, se verá más adelante, de un 30 % para el rojo, un 59 % para el verde y un 11 % para el azul, para obtener una luminancia del 100 %. Las tres señales EfV £FV y EA deben repartirse en el tiempo, según el tipo de análisis elegido, para proceder después a modular con ellas una o varias portadoras o subportadoras. Esta ope ración se denomina codificación. Una vez codificadas las señales se envían a los receptores mediante cables o por ondas hercianas, decodificándose en el receptor para que puedan ser aplicadas a los correspondientes electrodos de gobierno del tubo de imagen del receptor. Esto es, a grandes rasgos, el proceso de transmisión y recepción de imágenes, cuya técni ca es mucho más compleja tal y como tendremos ocasión de estudiar.

COMPATIBILIDAD Y RETROCOMPATIBILIDAD Uno de los principales problemas que se presentaron en el estudio de los sistemas de televisión en color es la compatibilidad y retrocompatibilidad con los sistemas ya existentes de televisión en blanco y negro. Es decir, debía diseñarse un sistema que permitiera la recepción y visualización de emisiones en color en televisores en blanco y negro y viceversa.


Se entiende pues por compatibilidad la propiedad de un sistema de transmisión de televisión en color, que hace que sus emisiones puedan hacerse visibles y audibles por los receptores de televisión en blanco y negro, aunque, lógicamente, la imagen sea en blanco y negro. Se entiende por retrocompatibilidad la propiedad inversa, es decir, que los receptores de televisión en color puedan recibir y reproducir las emisiones en blanco y negro. Lógicamente en este caso la imagen obtenida no será en color, apareciendo en pantalla una imagen igual a la que se vería con un receptor en blanco y negro. Decir que un sistema es compatible y retrocompatíble lleva implícito, lógicamente, que en los dos casos la imagen reproducida en la pantalla del televisor debe ser de buena calidad, por lo cual se comprende que las emisiones de televisión en color deben mantenerse dentro del canal de frecuencias previsto para una emisión en blanco y negro sin invadir los canales adyacentes. Además, la transmisión de la señal de luminancia, que informa de la luminosidad de la ima gen original, debe transmitirse en las mismas condiciones que en blanco y negro. En la práctica, cuando se habla de compatibilidad se piensa especialmente en la mayor o menor visibilidad, en los receptores de televisión en blanco y negro, de la subportadora auxiliar que transporta las señales de crominancia, puesto que el resto de la información transmitida es coincidente en los dos sistemas.

SEÑAL COMPUESTA DE TELEVISIÓN EN COLOR La señal compuesta de televisión en color comprende la portadora de vídeo modulada por la señal de luminancia (V), las dos señales de crominancia (C, y C2) y la portadora modulada en fre cuencia por el sonido. Aunque normalmente los tipos de modulación pueden ser diferentes, lo más usual es que la señal de vídeo esté modulada en amplitud y la de sonido en frecuencia. La señal de luminancia es aquélla capaz de reproducir la luminosidad de la imagen original y se representa con el símbolo Y. Esta señal está ligada a las señales de crominancia R, V y A por la ecuación: Y '= 0 ,3 0 fí + 0,59\/ + 0,11A Las señales de crominancia son dos (C, y C2), y junto con la señal de luminancia permiten traducir el color de un objeto analizado o sintetizado.

SISTEMAS VIGENTES DE TELEVISIÓN EN COLOR Hasta 1945 la televisión en color era una mezcla de circuitos electrónicos y órganos mecánicos. Fue en esa fecha cuando la RCA (Radio Corporation o f America) desarrolló un receptor de tele visión en color totalmente diseñado con circuitos electrónicos, pero los resultados no fueron del todo satisfactorios. Ante la gran dificultad que presentaba el desarrollo de la televisión en color, los fabricantes norteamericanos de receptores de radio, aconsejados por RCA y H a ze ltin e , decidieron colabo rar juntos, enfocando el problema desde el punto de vista de la compatibilidad y retrocompati bilidad ya citado en un parágrafo anterior. En 1953, la totalidad de las empresas norteamericanas del ramo quedaron agrupadas en el seno de la NTSC (National Televisión System Commitee), y se establecieron las primeras nor mas, enumerando las características ideales para un sistema de televisión en color. El sistema NTSC es, pues, el primer sistema realmente viable de llegar a una televisión en color que pudiera ser difundida al igual que lo hacía la televisión en blanco y negro. Además, el sistema NTSC es la base de todos los sistemas de televisión en color utilizados o propuestos a los organis mos internacionales, por lo que dada su importancia hacemos una detallada descripción del mismo. Para empezar diremos que las normas básicas enumeradas por la NTSC para un sistema de televisión en color, fueron las siguientes:

47

TELEVISIÓN

l.° Un sistema eficiente de televisión en color debe permitir la transmisión de la luminancia (V), limitándose al mismo espectro de frecuencias que se emplea en la televisión en blan co y negro. 2 ° Además de la luminancia Y es necesario transmitir también dos informaciones que repre sentan a la crominancia. A continuación se exponen, con detalle, las características técnicas de este sistema de tele visión en color.

SEÑAL DE LUMINANCIA EN EL SISTEMA NTSC Hasta la aparición del sistema NTSC se habían transmitido por separado las tres señales fí, V y A. Con el sistema NTSC se transmite claramente la información de luminancia Y, es decir, la reci bida por los televisores en blanco y negro, con lo cual se aseguraba su compatibilidad. Para comprender esto que acabamos de exponer debemos partir del triedro de Maxwell, mediante el cual se define el vector color por tres coordenadas x, y y z desfasadas 90° entre ellas. Con este sistema de coordenadas espaciales basta conocer dos cualesquiera de ellas para determinar la tercera, ya que están relacionadas entre sí por la igualdad: x +y +z = 1 En la figura 3.3 hemos dibujado, en la parte superior, el triedro de Maxwell, en el cual cada uno de los tres ejes corresponde a un color determinado de los tres fundamentales (R, V y A). La suma de los tres vectores da como resultado el vector color, el cual corresponde en longitud a la luminosidad del color considerado, mientras que su orientación depende solamente del matiz y varía según la magnitud de cada uno de los tres colores fundamentales. Es decir, si el punto de color se desplaza a lo largo del vector, no cambiará su color, sino la energía emitida por el foco luminoso, es decir, su luminosidad. Con dos colores nulos se obtiene, por tanto, el tercer color puro, mientras que con un solo color nulo se tiene una infinidad de combinaciones posibles entre los otros dos colores, tal y como se desprende del estudio de la figura 3.3 inferior, en la que se combinan dos de los tres

3.3 Combinación de dos colores en un plano y de tres en el espacio.

48


vectores en un plano; de estas figuras se deduce que si se varían las longitudes de los dos vec tores combinados, el vector color resultante variará en longitud y en fase, obteniéndose con ello todas las posibles combinaciones entre dichos colores. Si los tres vectores tienen magnitud, se obtienen todas las combinaciones posibles entre los tres colores fundamentales. Veamos ahora el porqué de la relación x + y + z = 1 citada anteriormente. Esta relación viene determinada por la curva de sensibilidad del ojo humano a los diferentes colores, considerando sólo los tres fundamentales que nos interesan, es decir, el rojo, el verde y el azul. En la figura 3.4 hemos dibujado la curva de sensibilidad del ojo humano a las diferentes lon gitudes de onda.

+z = 1

L 400

500

3.4 Curva de sensibilidad del

600

ojo humano a las longitudes de onda del espectro de luz visible.

y = 0 ,5 9 V + 0 ,3 0 R + 0,11 A

Considerando sólo las longitudes de onda correspondientes a los colores primarios adopta dos por la televisión en color, se aprecia que el verde da la máxima luminancia, el rojo la mitad del verde y el azul sólo el 33 % de la del rojo. Para transmitir una señal blanca, se debe ajustar la ganancia de los distintos tubos de toma de la cámara de forma que la amplitud de las señales primarias cumplan la relación R = V = A, puesto que los tubos no siguen la misma curva de sensibilidad del ojo humano. De todo esto se deduce que para que la imagen se aprecie con sus colores reales debe multiplicarse la magnitud real de cada color por el factor correspondiente, por lo que escribi remos: Y = 0,30R + 0,591/ + 0,11 A Ésta es, pues, la información de luminancia con R = V = A. Para la transmisión en blanco y negro solamente se toma la precaución de hacer: R = V= A = K donde K es igual a 1 cuando se transmite el color blanco y 0 cuando se transmite el negro. Si se analiza una imagen gris, las señales de los tres primarios obtenidas a la salida del ana lizador son: • KR = KV = KA siendo K inferior a 1 pero mayor que 0. En este caso, la señal de luminancia vale: V = 0.30KR + 0,59 KV + 0.11KA

49

siendo KR = KV = KA. El valor de K oscila pues entre 0 y 1, correspondiendo el 0 al negro y el 1 al blanco. Los gri ses corresponden a los valores de K superiores a cero e inferiores a 1, siendo la imagen tanto más blanca cuanto más se acerque K a 1. En resumen, como se puede comprobar, con la combinación tridimensional de los tres colo res no solamente se puede reproducir el matiz y luminosidad deseados para reproducir unos colores, sino también toda la gama de grises, desde el negro puro al blanco puro de la trans misión en blanco y negro.

SEÑALES DE CROMINANCIA En televisión en color es necesario, como hemos dicho antes, que, además de la luminancia, se transmitan dos informaciones que representen la crominancia. Obsérvese que hemos dicho dos informaciones de color y no tres, ya que dadas dos mag nitudes de un color se puede deducir la tercera. El tercer color es, pues, deducido en el apara to receptor. Con la señal de luminancia Y y las dos informaciones de crominancia C, y C2 pueden, por tanto, reproducirse en la pantalla del receptor todos los colores. En la transmisión en blanco y negro tenemos que KR = KV = KA, con 0 < K < 1 (K = 0 para el negro, K = 1 para el blanco), además de cumplirse la condición de R = V = A. Por lo tanto, podemos escribir: KY = 0.30KR + 0.59KV + 0.11KA de donde se deduce que para cualquier valor de K, en una imagen no coloreada, se cumplen las igualdades: KR - KY = 0 KV-KY= 0 KA-KY= 0 Al cumplir esta condición en la exploración de una imagen no coloreada, las expresiones R - Y , V - Y y A - Y pueden tomarse como magnitudes que determinan el colorido, ya que cuando su valor sea nulo la imagen será en blanco y negro y cuando tengan un valor la imagen será en color. Así, podemos tomar como señal de crominancia de un determinado color a: C, = ( R - Y ) C2 = (A - Y ) La tercera señal, es decir, C3 = (V - Y), se deduce de las tres informaciones transmitidas, ya que disponemos de tres ecuaciones, Y, C, y C2, a partir de las cuales pueden averiguarse las tres incógnitas R, V y A. En resumen, se definen las magnitudes y ecuaciones siguientes: Información de luminancia Y: Y = 0.30R + 0,591/ + 0,11A Información de crominancia C,: C,=R-Y Información de crominancia C2: C2= A - Y


La tercera información de crominancia (C3), que corresponde al verde, se deduce de las ante riores igualdades de la siguiente forma: Y = 0,30 (C, + Y) + 0,591/ + 0,11 (C2 + Y) Y despejando 1/ de esta última igualdad, tenemos: / - 0 , 3 0 ( 0 , + Y )-0 ,1 1 (C 2 + Y) 0,59 por lo que:

C3 = V - Y -

0,41 Y - 0,30(0, + Y) - 0,11(C2 + Y) 0,59

- 0 ,3 0 0 ,- 0 ,1 1 0 , 0,59

■-0,510, -0 ,1 9 C 2 = V - Y

Representación gráfica Cualquier color C puede representarse en un sistema de coordenadas rectangulares por medio de sus dos componentes C, = R - Y y C2 = A - Y (figura 3.5).

3.5. Representación, en un

sistema de coordenadas rectangulares, de un color C por sus dos componentes C, = R - Y y C? = A - Y.

51

TELEVISIÓN

Efectivamente, el ángulo que forma el vector OC con el semieje positivo (4 - Y) es propor cional al matiz, mientras que su módulo depende del grado de saturación del color C. La información del verde C3 = {V - Y) es mucho más pobre que C2 - {R - Y ) y que C, = (A Y), debido al factor 0,59 en la expresión de la luminancia Y = 0,30R + 0,591/ + 0,11/4 Así, por ejemplo, para un color verde puro la información C3 - (V - Y] es máxima y, por con siguiente, en el caso más favorable el matiz (punto verde de la figura 3.5), se tiene: V= 1 y A =R = 0 Por tanto, se puede escribir: Y = 0,30(0) + 0,59(1) + 0,11(0) - 0.59V donde se deduce: C, = (R - Y) = (0 - 0,5910 = -0,59)/ q = (A - Y) = (0 - 0,5910 = -0,591/ C3 = (V - Y) = (1 - 0,591/) = -0 ,4 1 1/ Vemos, pues,que el valor absoluto de C3 es menor que el de C, y Cr De loexpuesto se justifica la elección de (fí - V) y (4 - V) como las dos señales de crominancia a transmitir, reconstruyéndose la tercera señal de crominancia C3 = {V - Y) en el recep tor, ya que: -0 ,3 0 [R - Y) + 0,11 ( / \ - Y ) C 3 = ( V- Y) =

= - 0,51 ( f í - V ) - 0 , 1 9 ^ - V O 0,59

De la misma forma se obtienen los componentes del blanco, rojo, azul y negro puros. En la tabla 1.1 se indican los valores de los componentes de diferencia de color y de luminancia, obte nidos a partir de las fórmulas anteriores, para los cinco colores puros que se indican.

Colores

0 -0 ,3 0 fí -0,591/ +0,89A 0

0 -0 ,3 0 R +0,41 V -0,11 A 0

Y=R=V=A= 1 0,30 R 0,591/ 0.11A

Las ecuaciones utilizadas son las siguientes:

V=0,30fí + 0,59t/ + 0,11A R - Y = 0 , 7 0 R - 0 , 5 9 V - 0 , 1 J\A A - Y - -0,3 0R - 0.59V + 0,89/4 V - Y = - 0 , 3 0 R + 0,411/ -0 ,1 -\A

52

o n

0 0,70ñ -0,59V -0,11 A 0

ii

Y

ii

V -Y

ii

A -Y

QC

Blanco puro Rojo puro Verde puro Azul puro Negro puro

R -Y

V

Tabla 3.1 Valor de los componentes de diferencia de colores y de luminancia

'


Veamos, con el fin de reafirmar lo expuesto, los resultados que se obtienen para el color rojo puro, comparándolos con los mostrados en la tabla 1.1, aconsejando al lector que haga las ope raciones para el azul puro. En el caso del rojo puro se tiene: R = 1;

V = 0;

A = 0

por tanto, y = 0,30 (1) + 0,59 (0) + 0,11 (0) = 0,30fl donde: C, = (ñ - Y) = (1 - 0,30R) = 0,70fí C2 = (V - Y) = (0 - 0,30R) = -0 ,3 0 R C3 = (V - Y) = (0 - 0,30ñ) = -0 ,3 0 fí

ENCAJE DE LAS INFORMACIONES ( f ? - y ) Y ( A - y ) E N L A BANDA DE FRECUENCIAS ASOCIADA A LA LUMINANCIA / Uno de los problemas que se plantea en la transmisión de imágenes en color es el de introdu cir las bandas correspondientes a la crominancia dentro de la banda de frecuencias asociada a la luminancia Y, perturbando lo menos posible a esta última. Para satisfacer esta exigencia fue preciso estudiar con profundidad las características de per cepción de los colores por el ojo humano y, al mismo tiempo, se impulsó el desarrollo de la teo ría de Mertz y Gray que expondremos más adelante. En lo que respecta al ojo humano diremos que éste sólo puede reconocer el color de una superficie relativamente extensa, por lo que para la transmisión debe utilizarse (figura 3.6):

3.6 Señal de vídeo NTSC. a) La mayor banda disponible para la información de luminancia Y. b) Una banda más estrecha (con un 1 MHz es suficiente) para las señales de crominancia [R - Y) y [A - V), ya que el ojo humano no aprecia diferencias de color entre pequeños detalles. En la decodificación, una parte de la señal de luminancia Y se mezcla a las señales de dife rencia de color, con lo que se da a las señales de crominancia un elevado poder resolutivo. En lo que respecta a las teorías de Mertz y Gray, diremos que éstos demostraron que el espectro de frecuencias de un sistema secuencial de líneas, que es el caso de todos los siste mas actuales de televisión en blanco y negro, se utiliza sólo parcialmente. La energía se acumula en «paquetes» alrededor de los múltiplos de la frecuencia de línea y queda poca (o ninguna) energía entre estos paquetes, tal como se ha dibujado en la figura 3.7a.

53

Luminancia de la señal fundamental

Señal de crominancia Señal de luminancia

4 MHz aprox.

Señal de luminancia

.J

Subportadora_j de color

a)

b)

3.7 Espectro de frecuencia de vídeo, a) Para imagen fija, b) Con señal de crominancia. De esta teoría se dedujo la posibilidad de entrelazar los paquetes de energía de la señal de crominancia con los de la señal de luminancia, tal como hemos dibujado en la figura 3.7b. El entrelazado de las dos informaciones debe hacerse en el punto en el cual se reduce la amplitud del espectro de frecuencias, es decir, en el extremo superior de su banda (figura 3.7b). Esto es posible si se elige la subportadora de color de forma que su frecuencia sea múltiplo entero de la mitad de la frecuencia de línea fv o sea: fspc . J 2 QL Este sistema se denomina sistema de portadora desplazada o portadora offset, y es utiliza do en televisión en blanco y negro para evitar que dos emisoras que transmitan en el mismo canal puedan interferirse. Consiste, pues, en desplazar las portadoras un número entero de semifrecuencias de línea.

MODULACIÓN DE LA SUBPORTADORA DE COLOR Ya hemos visto en el apartado anterior cómo puede alojarse una subportadora en el espectro de luminancia, con lo cual se resuelve la exigencia de utilizar, en las transmisiones de televisión en color, un ancho de banda igual a los utilizados en blanco y negro, es decir, una de las exi gencias de la compatibilidad y retrocompatibilidad. Veamos ahora cómo se pueden transmitir las dos componentes de la crominancia t/\ - Y) y {R - V) con la ayuda de esta subportadora única. En el sistema NTSC se transmiten simultáneamente las dos componentes de la crominancia C, y C2 por medio de un ingenioso proceso de modulación. En la figura 3.8 hemos dibujado el esquema de principio de este sistema, consistente en combinar las dos señales de crominancia {R - Y) y (A - Y) en un modulador equilibrado, de forma que se obtenga una señal única con la subportadora suprimida.

c ,= r - y

3.8 Modulación de las señales de crominancia.

__ ---------------Modulador

3,5 MHz (90° ) * ----------------


Efectivamente, cada una de las dos señales C1 y C2 modulan a una frecuencia de igual mag nitud (3,5 MHz) pero desfasada 90° (figura 3.8). Una vez moduladas, estas dos frecuencias se suman geométricamente, ya que están des fasadas 90°, dando lugar a la verdadera portadora, de forma que su magnitud y ángulo depen den de las magnitudes de las señales de crominancia. Esto puede representarse gráficamente como la suma de dos senoides (figura 3.9) o bien, en forma vectorial, como ia resultante de dos vectores (figura 3.10). Esta última representación es, como sabemos, mucho más cómoda para trabajar, por lo que la utilizaremos en las líneas que siguen. La subportadora resultante (vector negro de la figura 3.10), está modulada en fase (según el matiz transmitido) y en amplitud (según la saturación). La figura 3.11 muestra las dos resultan tes, una de las cuales corresponde al rojo y la otra al azul.

3.9 Representación gráfica de la suma senoidal de las dos subportadoras de 3,5 MHz desfasadas 90° y moduladas portas señales de crominancia, dando lugar a una señal única con la subportadora suprimida.

3.10 Diagrama vectorial correspondiente a la figura anterior.

- 0,11

3.11 Resultantes correspondientes al rojo puro (izquierda) y azul puro (derecha).

55

TELEVISIÓN

De estas figuras resulta evidente que una variación de matiz se refleja como un giro del vec tor resultante, proporcional a dicha variación. De todas formas se utilizan las fórmulas fundamentales ya expuestas: (fl - YO = 0,70f l - 0,591/ - 0,11/4 (A - Y) = 0,89,4 - 0 ,5 9 1 /- 0,30f l ( V - Y) = 0.411/-- 0 . 3 0 A - 0,11/4 En la figura 3.12 se puede ver la correspondencia entre los matices y los signos de los vec tores (fl - Y) y (4 - Y). Así, si los vectores (A - Y) y ( f í - Y) son de signo negativo, el matiz oscila entre el amarilloverdoso y el azul-verdoso, según la magnitud de dichos vectores. Si el vector {A - Y) es positivo y el (fl - V) negativo, el matiz oscila entre el turquesa y el azul, según la magnitud de dichos vectores. Si los vectores (A - Y) y (fl - Y) son positivos, el matiz oscila entre el azul y el rojo. Finalmente, si el vector (A - Y) es negativo y el (fl - V) positivo, el matiz oscila entre el rojo y el amarillo.

3.12 Correspondencia entre desfase y matiz.

56


SUSTITUCIÓN DE LAS SEÑALES [R - Y) Y (A - V) POR LOS VECTORES / Y Q En la figura 3.13 se puede ver la dependencia existente entre la fase de la subportadora m odu lada y el matiz. De ella puede deducirse que cualquier desfase accidental de la subportadora se traduce en una variación del matiz. Como consecuencia de ello, en el sistema NTSC se sustituyen las informaciones de crominancia [R - Y) y (4 - Y) por dos vectores I y Q desfasados 33° con respecto a las señales ante riores y, además, formando ángulo recto (figura 3.13). Efectivamente, en la figura 3.13 se puede ver cómo el vector Q está desfasado un ángulo de 33° con respecto al vector (4 -Y), mientras que el vector / está desfasado 33° con respecto al vector (R - Y) o, lo que es lo mismo, 123° con respecto al vector (A - Y).

Dirección

Señal de la subportadora

Rojo 0 = 104"

Púrpura 0 = 61 0

Amarillo 0 = 168° Dirección (A-Y)

Azul 0 = 348" Verde 0 = 2 41 0 Azul - Verde Turquesa 0 = 284 “

3.13 Diagrama vectorial de las

señales I y Q y ángulos de matiz de color.

Esta transformación supone un cambio en las ecuaciones de información de crominancia, las cuales serán ahora: I = 0,47 {R - Y } - 0,27 (4 - Y) Q = 0,48(ñ - Y ) + 0,41 (A - Y) La utilización de los vectores I y Q permite restituir todos los matices deseados, a pesar de que los primarios han sido modificados. Veamos ahora por qué se han elegido estos vectores I y Q desfasados 33° en adelanto con respecto a los vectores (4 - Y) y (R - Y] respectivamente. El motivo de ello parte de las elipses de Mac Adam (figura 3.14), de las que se deduce que el ojo humano es más sensible a los deta lles según el eje / que según el eje Q. Como consecuencia de ello puede reducirse el ancho de banda de Q, obteniéndose una economía de frecuencias transmitidas. El espectro de videofrecuencia del sistema NTSC, utilizando las señales / y Q, queda pues como se indica en la figura 3.15.

57

TELEVISIÓN

3.14 El ojo humano es más sensible a los detalles de color según el eje I que según el eje Q.

Obsérvese en dicha figura que el espectro de videofrecuencia de la señal de luminancia abar ca 4,5 MHz, y que dentro de él se introduce, a los 3,5 MHz, la subportadora auxiliar de cromi nancia modulada por las señales de color I y Q, ocupando la señal / un ancho de banda más amplio que el de la señal Q.

Subportadora auxiliar Portadora audio

3.15 Espectro de

videofrecuencia de un canal de televisión en color del sistema NTSC, con las señales de crominancia I y Q y de luminancia Y.

58

o

1

2

3

4

5 f ( mhz)'


SUPRESIÓN DE LA SUBPORTADORA Hemos visto en las líneas precedentes cómo la información de crominancia se transmite gracias a dos señales / y Q que modulan en cuadratura una misma subportadora. En la práctica dicha subportadora no se transmite debido a la acción de un circuito especial (véase en la figura 3.16 el esquema de bloques del codificador NTSC).

3.16 Esquema de bloques del sistema de transmisión NTSC.

Si bien esta supresión de la subportadora es válida para la compatibilidad con las recepcio nes en televisores en blanco y negro favoreciendo la desaparición de interferencias, sin embar go, hace necesario incluir en el receptor un oscilador que proporcione una señal auxiliar de refe rencia de fase, ya que en caso contrario no es posible la separación de las dos componentes de la modulación en cuadratura. Para la sincronización de este oscilador local, a la señal de vídeo transmitida se le incorpora una señal adicional, denominada salva (o burst), que se transmite en el pórtico posterior de borrado del principio de línea (figura 3.17). Obsérvese en la figura 3.17 la forma de onda de la señal de vídeo para televisión en color según el sistema NTSC, durante el proceso de borrado de línea. En ella se puede apreciar cómo después del impulso de sincronismo de línea se añade un tren de ocho a doce impulsos de la misma frecuencia que la subportadora. Estos impulsos no afectan a la imagen, ya que están por encima del nivel de negro, ni al sincronismo, ya que su influencia sobre la carga y descarga del condensador de la constante de tiempo de línea es prácticamente nula, debido a la corta dura ción de cada uno de estos impulsos. La salva de color proporciona, pues, la fase de referencia de ésta, por lo que una vez extraí da de la señal NTSC en el receptor, permite sincronizar y ajustar la fase del oscilador local del mismo, el cual se encarga de decodlficar la señal compleja recibida.

59

TELEVISIÓN

SEÑAL DE SINCRONISMO

3.17 Situación de la salva de

color (o burst) en la señal de vídeo.

BANDA DE PASO NECESARIA PARA LA CROMINANCIA Existen dos formas de transmitir la crominancia en el sistema NTSC. La primera de ellas se denomina de bandas iguales (figura 3.18) y en ella las bandas laterales de las informaciones (R - Y) y (A - V) son iguales. Subportadora

Sonido

3.18 Bandas de paso de

crominancia .iguales. La segunda se denomina de bandas desiguales; en ella la información Q se transmite con bandas laterales iguales y la Información I con bandas laterales desiguales (figura 3.19). Subportadora

3.19 Bandas de paso de

crominancia desiguales.

60

Sonido


De los dos métodos de transmisión, el segundo tiene la ventaja de permitir transmitir infor mación de crominancia más detallada. Por contra, tiene el inconveniente de necesitar circuitos más complejos.

SISTEMA SECAM El sistema francés SECAM está basado en la propuesta de Henry de France, y consiste en la transmisión secuencial de las informaciones de crominancia para solucionar las dificultades halla das en la aplicación del sistema norteamericano NTSC antes descrito. Estas dificultades se deben a la transmisión simultánea de las dos informaciones de crominancia sobre una misma subportadora eliminada, que es preciso reconstruir en fase y en frecuencia en el aparato receptor. La denominación SECAM (SECuential A Memoire) proviene del hecho de que, a diferencia del sistema NTSC, en el SECAM no se transmiten las informaciones de crominancia simultáne amente, sino en forma secuencial, y utiliza una memoria para la síntesis de la imagen en color. En el sistema SECAM, al igual que en el NTSC, la información de crominancia es comple mentaria de la de luminancia, y se transmite con la ayuda de una subportadora situada en la zona de las frecuencias más altas del espectro de luminancia. También en este sistema se consigue la compatibilidad y retrocompatibilidad entre emisiones y recepciones de señales de televisión en blanco y negro y en color. Henry de France sostenía que cada información de crominancia puede ser utilizada dos veces para dos puntos consecutivos, lo cual conduce a una reducción de la definición cromáti ca vertical, reducción que ya se había admitido en el sentido horizontal por los diseñadores del sistema NTSC. Efectivamente, dado que la agudeza visual del ojo humano es, aproximadamente, igual en los dos sentidos (vertical y horizontal), la reducción de definición cromática propuesta en el sen tido vertical armoniza con la propuesta por el sistema NTSC en el sentido horizontal. Existen cuatro sistemas SECAM, todos ellos basados en los mismos principios de la trans misión secuencial de las informaciones de crominancia, pero que presentan algunas diferencias fruto del proceso de desarrollo y perfeccionamiento del sistema. A continuación y por el interés que debe tener el tema para el lector, describiremos resumidamente cada uno de ellos.

SECAM I En el sistema SECAM I, durante el análisis de una línea se toma una sola de las señales de cro minancia (azul o roja), mientras que la luminancia Y se transmite en todas las líneas. Así pues, las dos señales necesarias para la información de crominancia no se emiten simul táneamente como en el sistema NTSC, sino secuencialmente en líneas alternas, es decir, pri mero una línea roja, después una azul, le sigue otra roja, etcétera. La señal de luminancia Y es la misma que en el sistema NTSC, manteniéndose la relación. Y = 0,591^ + 0.30F? + 0,11A En lo que respecta a las señales del rojo (fl) o azul (A), son seleccionadas alternativamente mediante un conmutador electrónico, el cual, después de filtrarlas, deja pasar las zonas de baja frecuencia del espectro de estas señales. De lo expuesto se deduce que en cada instante la subportadora de color está modulada por una componente única, bien (fl) bien [A), para una línea n dada. Esta subportadora de color, modulada secuencialmente en amplitud, está siempre asociada a la luminancia Y y su amplitud de pico es, aproximadamente, el 20 % de la luminancia total máxima. Como consecuencia de lo expuesto, en la recepción de señales en color del sistema SECAM por receptores de televisión en blanco y negro la imagen presenta un punteado, el cual, sin embargo, es prácticamente imperceptible. Para la recepción de señales codificadas según el sistema SECAM I es necesario que en el

61

receptor se encuentren, simultáneamente, las dos señales de crominancia. Para ello es preciso una línea de retardo, cuyo tiempo de retardo sea el de una línea de imagen, es decir, 64 ps para las normas CCIR de 625 líneas. Esta línea de retardo memoriza las señales y las restituye en el momento preciso. La transmisión secuencial de las dos señales de crominancia (fí) y (4) y la intervención de la línea de retardo (o memoria) son, por tanto, los elementos característicos del sistema SECAM.

SECAM II Estudios posteriores del sistema SECAM I pusieron de manifiesto las ventajas que ofrece la uti lización de las señales de diferencia de color (R - Y] y (4 - Y) en vez de las señales (R) y (4), así como el empleo de la modulación de frecuencia en vez de la modulación de amplitud. En este sistema se conserva la reducción de la definición cromática horizontal, pero en la decodificación, y debido a la modulación secuencial, se dispone sólo de los parámetros (Y) y ( R - Y ) para una línea n, e (V) y (4 - Y) en la línea siguiente n + 1. Para definir el color son necesarios los tres parámetros (V), (R - Y] y (4 - Y), es decir, la lumi nosidad, el matiz y la saturación. Para reconstruir la señal ( V - Y) se utiliza la memoria del sistema SECAM I y una matriz. En el decodificador SECAM, a la salida de la memoria, se obtienen las dos informaciones de crominancia; una de ellas modulada por la señal emitida en ese instante y la otra por la señal de la línea anterior. Un conmutador electrónico, controlado por el barrido de línea del receptor, conmuta alter nativamente las entradas de los circuitos de detección de (R - Y) y de (4 - Y) a la salida de la línea de retardo y a la salida directa. La señal [V - Y) se obtiene de la ecuación [ V - Y ] = - 0 , 5 1 ( f í - > 0 - 0 , 1 9 ( 4 - Y) y de los tres valores (V - Y), {R - Y) y (4 - Y) se deducen las tres señales primarias (fl), (V) y (4). También en el sistema de SECAM II, al igual que en el SECAM I, la recepción de señales de color en receptores en blanco y negro se presenta con la visibilidad en pantalla de la subporta dora, en forma de suave y casi imperceptible punteado, el cual se hace más patente cuando se trata de reproducir matices muy saturados o blanco puro. Este inconveniente no se presenta en el sistema NTSC, ya que la subportadora es eliminada, mientras que en el SECAM la subporta dora, modulada en frecuencia, se transmite permanentemente con una amplitud constante que viene a ser del orden del 16 % de la amplitud de la señal de luminancia. Por lo tanto, los sistemas SECAM I y SECAM II no son lo suficientemente satisfactorios en lo que respecta a la compatibilidad.

SECAM III El sistema SECAM III es una variante del SECAM II. Mediante este sistema se pretende mejorar la compatibilidad del sistema conservando la principal ventaja del mismo, es decir, que el color esté siempre definido por parámetros insensibles a las perturbaciones de la transmisión. Para reducir el punteado que la subportadora de color provoca en los receptores en blanco y negro, en el sistema SECAM III se disminuye la amplitud de dicha subportadora de color. Esto conlleva, sin embargo, otro problema: al reducir dicha amplitud se reduce la relación señal/ruido, la cual resulta ahora ser algo inferior a la relación señal/ruido del sistema NTSC. Para mejorar la relación señal/ruido, el sistema SECAM III recurre a una preacentuación de la señal de vídeo de crominancia y a una modulación complementaria en amplitud de la subporta dora. Gracias a estos medios la compatibilidad obtenida es prácticamente igual a la del sistema NTSC. La preacentuación de la señal de vídeo de crominancia consiste en aumentar el porcentaje de modulación relativa de las frecuencias elevadas de la señal de vídeo de crominancia, lo cual permite mejorar la relación señal/ruido para dichas frecuencias. La puesta en forma de la subportadora de color modulada consiste en un filtrado que


aumenta la amplitud relativa de las altas frecuencias del sistema de modulación, conservando una buena compatibilidad. La consecuencia de esto es una predistorsión de amplitud del espectro, la cual se com pen sa en el receptor, antes de la demodulación, mediante un filtro de característica inversa. En la figura 3.20a se puede ver la curva característica de la puesta en forma de la subporta dora de color y en la 320b la curva característica inversa del filtro en el receptor, de las cuales se deduce que la característica resultante es uniforme.

3.20 a) Curva característica

f

F re c u e n c ia

'o

de puesta en forma de la subportadora de color en el sistema SECAMIII. b) Curva característica inversa del filtro en el receptor.

El sistema SECAM III es prácticamente insensible a las variaciones de fase y ganancia dife renciales y, además, no precisa incluir en el receptor un control de matiz, lo cual es una de sus ventajas, ya que lo más lógico es que el usuario no ajuste bien el matiz por carecer de un matiz fijo de referencia. Otras ventajas del SECAM III son su inmunidad a las perturbaciones de la transmisión, tanto en emisión normal como por satélite, y la calidad de las grabaciones de vídeo con aparatos domésticos.

SECAM IV En el SECAM IV la crominancia se transmite en secuencia de líneas y modulada en amplitud. Una línea es del tipo NTSC, y comprende una mezcla de dos informaciones de crominancia transportadas por los valores I y Q, o bien (fí - Y) y (A - Y), cuya composición forma el vector de modulación m (figura 3.21). En la línea siguiente se transmite una señal r, cuya amplitud es igual a la del vector m pero cuya fase es la de la subportadora de color. Esta señal r recibe el nombre de señal de referencia. En el receptor de televisión, y por medio de un sistema de retardo, se dispone permanente mente de las señales m y r , transmitidas secuencialmente, por lo que no es necesario recons truir la subportadora de color. i i

3.21 El vector de modulación m

A -Y

está formado, en el sistema SECAM IV, por la suma vectorial de (R-Y) y (A-Y).

63

Efectivamente, las señales m y r pueden autodecodlficarse, ya que la fase del vector de modulación m, respecto a la del vector de referencia r, se pone de manifiesto por la presencia simultánea de ambas señales. Para la decodificación se pueden utilizar decodificadores de producto, en los que es nece sario una tensión de conmutación de unas diez veces la tensión que ha de decodificarse. Para reproducir en el receptor las informaciones de crominancia / y Q, o (R - Y) y (4 - Y), hay que proyectar el vector de modulación sobre cada uno de los ejes de referencia desfasados 90° (figura 3.21). Por lo tanto, en este sistema es necesario utilizar dos dispositivos de demodula ción: uno para la señal de referencia r y otro para la señal desfasada 90°.

EL SISTEMA PAL El sistema alemán PAL (Phase Alternance Une), es el adoptado por la mayoría de países euro peos, entre ellos España. El sistema de televisión en color PAL es el resultado de numerosas investigaciones y fue desarrollado en 1963 por Bruch, de la firma alemana TELEFUNKEN. Parte de los mismos principios básicos que el sistema norteamericano NTSC, pero modifi cándolo para corregir ciertos defectos de este último. Como ya conocemos por el estudio que hemos hecho del sistema NTSC, la información de crominancia se transmite por una subportadora, modulada en cuadratura por las magnitudes / y Q. Las relaciones entre / y Q y las señales de diferencia de color son lineales, o sea, que no Interviene ningún ángulo. También se ha visto que en el sistema NTSC la resultante de la modulación da un ángulo o fase que, medido con relación al eje de referencia, representa una medida del matiz y del color, y que la amplitud de esta resultante corresponde a la saturación de la imagen. En el sistema PAL, al igual que en el NTSC, en una línea se transmiten las informaciones de crominancia, es decir, mediante una señal obtenida por la composición de dos señales en cua dratura l y Q o { R - Y ) y { A - Y ) . En la siguiente línea se transmite otra señal, obtenida mediante la composición de una señal en fase con la señal Q o (A - Y), utilizada en la línea anterior, y una señal cuya fase está despla zada 180’ en relación con la de referencia / utilizada en la línea anterior. Si en el receptor de televisión se dispone de una memoria, utilizando el esquema de bloques de la figura 3.22, es posible obtener simultáneamente las informaciones / y Q o ( f í - Y ) y ( A - Y ) . Con este circuito se consigue una notable reducción de los errores del ángulo de fase del vec tor color, pero en perjuicio de la amplitud de dicho vector, lo que ocasiona una reducida pertur bación en la saturación de los colores. I —7 I + / I —/ I

| +Q| +Q | +

♦/ I

+ Q|

U2o|+20;

\+ 2 Q \+ 2 Q

+ 2 / \ - 2 l \ + 2l - 2 /

3.22 Esquema de principio de la decodificación en el sistema PAL


MEMORIA PAL

NTSC

3.23 Principio de la eliminación de los errores de matiz en el sistema PAL, en comparación con el matiz deficiente del sistema NTSC.

65

En la práctica este método resulta conveniente hasta unos 25°, puesto que para valores superiores aparece una línea de color junto con un molesto parpadeo en los contornos que se desplazan horizontalmente. En la figura 3.23 se muestra, de una forma gráfica, cómo el sistema PAL corrige los errores de fase que en el sistema NTSC son la causa de un cambio de matiz. Efectivamente, supónga se que se transmite una línea, mediante el sistema NTSC, que corresponde al rojo (a del siste ma NTSC de la figura 3.23). Debido a variaciones indeseables en la fase del vector de cromi nancia, como consecuencia del proceso que sufre la señal desde el centro emisor al receptor, el matiz pasa a ser naranja, es decir, sufre un desfase de 30°, lo cual es exagerado pero que hemos querido suponer así para mayor claridad en la exposición de la figura 3.23b. Como con secuencia, en la pantalla del receptor se obtiene una línea de color naranja en lugar de roja (figu ra 3.23cJ. Veamos ahora en la misma figura 3.23 cómo se corrige el error de desfase en el sistema PAL. Para ello supóngase que también se transmite una línea roja (figura 3.23d) la cual también está afectada, como en el caso anterior, por un error de desfase de 30° (figura 3.23e). Dicha línea se ha recibido en la posición de - 1 5o, debido al error de desfase y se retiene en una línea de retardo por todo el tiempo de duración de una línea (64 ps). Al recuperar dicha línea se recibe la línea siguiente, con la particularidad de que en el trans misor se ha invertido el sentido de rotación del círculo de colores mediante abatimiento del vec tor /, produciendo así una reflexión de la figura alrededor del eje Q. El rojo corresponde ahora a un ángulo de 45°. Sin embargo, el vector de crominancia ocupa el ángulo de 75° debido al error de la transmisión (figura 3.23b). Después de una inversión por reflexión en torno al eje Q de la línea retenida en el receptor, el ángulo de error de ésta pasa a un valor positivo de 15° (figura 3.23f). A continuación se suma este vector con el recibido, dando lugar a un valor medio: 7 5 °+ 15° --------------------= 45°

2

es decir, el correspondiente al color rojo original (figura 3.23g). Aunque en nuestro ejemplo hemos supuesto un ángulo de error de 30°, en la práctica, y tal como se ha dicho anteriormente, el sistema PAL es efectivo hasta unos 25°, sin embargo, este valor es más que suficiente ya que no suelen producirse ángulos de error tan elevados. En el receptor simplificado (Volkspal = PAL popular), se suprime la memoria y la compensa ción de los errores de fase se consigue gracias a la persistencia de las imágenes en la retina.

Capítulo 4

ANTENAS YAGI

INTRODUCCIÓN La unión entre el centro emisor de televisión y los receptores se establece, normalmente mediante ondas radioeléctricas. Decimos «normalmente» ya que en la actualidad también exis te la transmisión por cable y por fibra óptica. En la transmisión por ondas éstas son enviadas al espacio mediante una antena emisora, (en el centro emisor) y captadas por una antena receptora en el receptor. La antena es, pues, el último elemento de los equipos emisores y el primero de los receptores. Tanto las antenas emisoras como las receptoras han de colocarse lo más alto y lo más libre posible. Esta regla no siempre es factible de cumplir en su primera parte y, en lo que respecta a la segunda, debe procurarse cumplirla siempre que sea posible. Resulta claro que la libre propagación de las ondas radioeléctricas queda perturbada por la reflexión o la absorción de estas ondas en los objetos situados en las inmediaciones de la antena. Por este motivo es necesario que éstas se sitúen en la parte más alta del edificio. Esto supone, en la mayoría de los casos, la utilización de una línea de antena que una ésta con el aparato receptor y que, en determinadas circunstancias, puede llegar a ser de considerable longitud. Al objeto de que la línea transmita la mayor energía posible, debe poseer unas pérdidas míni mas y estar adaptada en sus dos extremos. A continuación se estudian las características técnicas y constructivas de las llamadas ante nas terrestres, o antenas tipo Yagi, y líneas de conexión de éstas con los receptores de televi sión, para lo cual antes se exponen unos conceptos fundamentales sin los cuales no es posi ble comprender el porqué de ellas.

INTENSIDAD DE CAMPO ELÉCTRICO Todo conductor rectilíneo puede considerarse como un circuito oscilante LC abierto, el cual recibe el nombre de dipolo. Por el dipolo circula una corriente alterna y entre sus extremos se genera una tensión tam bién alterna. Como cualquier corriente eléctrica, la que circula por el dipolo engendra en éste un campo magnético anular H (figura 4.1a) y la tensión eléctrica un campo eléctrico E en forma de huso (figura 4.1ó). Aquí se encuentra una diferencia fundamental entre el dipolo, o circuito oscilante abierto, y el circuito oscilante cerrado: en el circuito oscilante cerrado, como ya sabemos, se engendran campos magnéticos y eléctricos que devuelven la energía al circuito, de forma que en el caso

Campo magnético anular (a) y campo magnético en forma de huso (b), que se engendra en un dipolo recorrido por una corriente eléctrica. 4.1

t>>

67

ideal (sin resistencia óhmica) no tiene lugar pérdida alguna de energía. En el circuito oscilante abierto, o dipolo, no están las placas del condensador en donde pueda extenderse el campo eléctrico, ni las bobinas a las que está ligado el campo magnético. Las líneas de fuerza se extien den principalmente fuera del circuito oscilante alejándose del dipolo, por lo que no les queda tiempo para devolver su energía al circuito oscilante en el momento en que la corriente que cir cula por él, o la tensión, sea nula. Al contrario, son impelidas hacia el exterior por el nuevo campo que, entretanto, ha cambiado de polaridad. Debido a que estos campos que se alejan contienen energía, el circuito oscilante la pierde conti nuamente. Por este motivo ha de recibir permanentemente energía de un circuito oscilante cerrado. En las figuras 4.2a a 4.2d se puede ver, de forma gráfica, la formación de un campo eléctri co E y de un campo magnético H durante una semioscilación. Las líneas de fuerza eléctrica tie nen su origen en las cargas positivas y finalizan en las negativas. En el momento en que las cargas se equilibran las líneas de fuerza quedan estranguladas, desprendiéndose del dipolo en forma parecida a como una burbuja de jabón se desprende de una pajita. En la próxima separación de cargas aparece de nuevo una serie de líneas de fuerza alrededor del dipolo, esta vez con sentido opuesto al anterior (figura 4.2d). La intensidad de campo, y con ella la energía radiada, disminuye de forma exponencial a medida que se aleja del dipolo. Esto se comprende fácilmente ya que la energía va «diluyéndo se» a medida que la onda va propagándose por el espacio. La unidad de intensidad de campo eléctrico es el V/m, por lo que si a una distancia de 20 km del dipolo el valor eficaz de la intensidad de campo es, por ejemplo, E = 100 mV/m, a 80 km es de tan sólo 25 mV/m (es decir, una cuarta parte), y a 100 km la intensidad de campo será solamente de 20 mV/m (la quinta parte). De todo lo expuesto se deduce que cuanto más alejada esté la antena receptora de televi sión del centro emisor menor será la intensidad de campo en aquel punto; por lo tanto, menor será la energía captada por la antena y peor se verán las imágenes.

ANTENAS YAGI

POLARIZACIÓN DE UNA ANTENA La intensidad de campo eléctrico tiene la misma dirección que la antena. Si la antena emisora es vertical (figura 4.3), las líneas de fuerza eléctrica son también verticales, hablándose en tal caso de polarización vertical. Para la recepción de una onda polarizada verticalmente se nece sita, pues, una antena vertical.

4.3 Polarización vertical

de una antena.

Dado que una antena vertical emite uniformemente en todas direcciones, resulta la más apro piada para la radio. Sin embargo, para las ondas ultracortas y la televisión se utiliza casi en exclu siva la polarización horizontal (figura 4.4). La razón de ello estriba en el hecho de que la polari zación horizontal proporciona menor nivel de ruidos y de perturbaciones espúreas y mayor alcance en la transmisión. Por otro lado, las ondas polarizadas verticalmente son fuertemente absorbidas o reflejadas por los obstáculos existentes entre emisor y receptor.

4.4 Polarización horizontal

de una antena.

EFECTO DIRECCIONAL DE UNA ANTENA Una antena dipolo radia con la máxima intensidad hacia la derecha e izquierda de ella. Así pues, la característica radial horizontal de un dipolo se asemeja a un 8 (figura 4.5). De igual forma, en el caso de antenas receptoras, éstas captan las señales con la máxima intensidad si proceden de la derecha e izquierda del dipolo, ya que toda antena tiene siempre propiedades emisoras y receptoras.

4.5 Característica radial

de un dipolo.

69

TELEVISIÓN

EL REFLECTOR Si se coloca paralelamente al dipolo un elemento R que no esté eléctricamente unido a la línea de antena, éste hace las funciones de reflector (figura 4.6). Con esta disposición se deforma la característica radial de la antena, alargándose hacia la derecha. Si se trata de una antena recep tora ésta captará mejor las señales procedentes de la derecha y empeorará la recepción de señales procedentes de la izquierda. Añadiendo pues un elemento reflector a la antena ésta se hace direccional, es decir, mejora la recepción cuando se encuentra enfocada hacia un punto determinado. A grandes rasgos, el funcionamiento de una antena dipolo dotada de elemento reflector es como sigue: las ondas procedentes de la emisora E (figura 4.6) inducen en el dipolo y en el reflector sendas corrientes eléctricas. Toda antena recorrida por una corriente inducida se con vierte en antena emisora, radiando parte de la energía de RF que capta.

4.6 El reflector Ra la izquierda del dipolo A y paralelo a éste, refuerza las señales procedentes de la derecha. El dipolo capta, pues, no sólo la onda procedente de la emisora, sino también la radiada por el elemento reflector. El reflector capta, a su vez, dos radiaciones: una procedente de la emisora y otra procedente del dipolo, surgiendo así una diferencia de fase entre las corrientes inducidas. Como consecuencia de todo ello, para las ondas procedentes de E las corrientes que se inducen en el dipolo se suman, mientras que para las ondas procedentes de la dirección opues ta las corrientes que se inducen en el dipolo se anulan casi totalmente. Obsérvese en la figura 4.6 que el elemento reflector R es algo más largo que el dipolo, es decir, está sintonizado a una frecuencia de resonancia algo inferior a la del dipolo (la longitud de las varillas está relacionada con la longitud de onda que ha de recibir y, por tanto, con la fre cuencia; cuanto menor sea la frecuencia, mayor será la longitud de onda y mayor será la longi tud de las varillas, tal y como veremos más adelante). Esto se hace así con el fin de que la ten sión y la corriente tengan distinta fase.

EL DIRECTOR Otro sistema de obtener un efecto direccional de la antena es colocar entre el dipolo y la emi sora un elemento algo más corto que la antena dipolo, que recibe el nombre de director [D de la figura 4.7). Este elemento, en cierto modo, dirige las ondas hacia el dipolo. A una antena dipolo se la puede equipar con muchos directores, obteniéndose una antena de varios elementos o antena Yagi.

4.7 El director D, a la derecha del dipolo A y paralelo a éste, refuerza las señales procedentes de la derecha.

70

ANTENAS YAG!

RELACIÓN ANTERO-POSTERIOR DE UNA ANTENA El efecto direccional de una antena se expresa por la relación antero-posterior. Para obtener esta relación se mide la tensión de recepción cuando la antena está dirigida exactamente hacia el emisor. A continuación se hace girar la antena 180° y se mide de nuevo la tensión de recepción. La relación entre estas dos tensiones corresponde entonces a la llamada relación antero-posterior. En una antena dipolo sencillo la relación antero-posterior es de 1:1, puesto que la caracte rística de radiación es idéntica en las dos direcciones. En un dipolo dotado de elemento reflector la relación antero-posterior es de, aproximada mente, 3: 1, y en un dipolo con reflector y director de 6: 1. La relación antero-posterior generalmente se expresa en decibelios, mediante la fórmula: A dB = 20 lo g -----P Así, en el caso de una antena dipolo con elemento reflector y director, cuya relación anteroposterior hemos cifrado en 6:1, esta misma relación expresada en decibelios será:

dB = 20 log

A

= 20 x log 6 = 20 x log 0,7782 = 16 dB

GANANCIA DE UNA ANTENA La ganancia de una antena expresa el número de veces que la tensión Inducida en ella es mayor que en un dipolo sencillo. En una antena de varios elementos no sólo aumenta su relación ante ro-posterior, sino también su ganancia. Es muy importante no confundir la relación antero-posterior con la ganancia. Mientras que la relación antero-posterior compara la tensión de recepción de la antena cuando está dirigida hacia la emisora con la tensión de recepción de la antena cuando está en dirección opuesta, la ganancia de una antena compara la tensión de recepción de una antena dirigida hacia la emi sora con la tensión de recepción de un dipolo sencillo situado en el mismo punto y hacia la misma dirección. La ganancia de una antena se expresa también en decibelios, mediante la fórmula: V, dB = 20 log - 2 VL Donde V7 es la tensión de recepción de la antena considerada y V} la tensión de recepción de una antena dipolo sencillo.

PROPAGACIÓN DE LAS ONDAS RADIOELÉCTRICAS Limitando nuestra exposición a las llamadas ondas terrestres, existen cuatro formas distintas de propagación de las ondas radioeléctrlcas: a) b) c) d)

propagación propagación propagación propagación

directa. po r reflexión. por difracción. p o r refracción.

71

4.8 Propagación directa de ondas radioeléctricas.

La propagación directa (figura 4.8) es la que más interesa. En ella la onda emitida por la antena emisora alcanza la antena receptora en línea recta y sin desviación alguna. En este caso si la distancia entre el emisor y el receptor no es excesiva y la potencia del emisor no es pequeña, la recepción se realiza en las mejores condiciones y la calidad de imagen y sonido es óptima. Dentro de este tipo de propagación podemos incluir las emisiones vía satélite, ya que se trata de emitir directamente hasta el satélite las señales de televisión desde una ante na parabólica situada en la Tierra y luego, desde el satélite, emitir de nuevo dichas señales hacia las antenas parabólicas receptoras situadas en una zona de la Tierra denominada hue lla del satélite (figura 4.9).

4.9 Las emisiones de televisión

vía satélite pueden ser consideradas una propagación directa, puesto que el satélite es receptor y emisor de las señales.

En la propagación por reflexión la onda es reflejada por un obstáculo (figura 4.10). Este tipo de propagación puede ser indeseable, ya que a la antena receptora pueden llegarle señales de propagación reflejada procedente de uno o varios puntos, con lo cual llegan al receptor dos o más señales iguales y desfasadas, ya que las trayectorias recorridas por las ondas son de dis tinta longitud (figura 4.11), produciéndose, en lo que respecta a la recepción de la señal de vídeo, las conocidas y molestas «Imágenes fantasmas», es decir, una doble imagen superpues ta a la principal y desviada unos cuantos milímetros hacia la derecha. Para evitar esto deben utilizarse antenas receptoras de gran directividad, correctamente situadas en relación al emisor. En la propagación por difracción la onda sigue la ladera de las montañas y colinas, o la línea del horizonte (figura 4.12).

72

ANTENAS YAGI

4.10 Propagación por

reflexión de ondas electromagnéticas.

4.11 A la antena

receptora le llega la onda directa procedente del emisory una onda reflejada en un edificio, la cual está desfasada de la directa por efectuar un recorrido mayor.

4.12 Propagación por

difracción de ondas electromagnéticas.

73

Finalmente, en la propagación por refracción la onda es refractada en las capas inferiores de la ionosfera (figura 4.13). Este fenómeno es debido al estado ionizado de esta zona de la atmósfera. Cabe citar aquí que con este tipo de propagación, cuando se dan las condiciones idóneas, es posible captar emisoras muy lejanas imposibles de recibir por una propagación directa. IONOSFERA

4.13 Propagación por refracción

de ondas electromagnéticas.

LONGITUD ELÉCTRICA DE UNA ANTENA DIPOLO Las dimensiones de una antena de televisión vienen determinadas por la frecuencia de emisión que deben captar; para ser más exactos, por la longitud de onda de la citada frecuencia. Es, por tanto, muy importante conocer el porqué de este hecho, lo cual justificaremos en las líneas que siguen. La frecuencia de resonancia de una antena puede compararse con la de una varilla metálica sujeta por sus extremos y que se haga vibrar a distintas frecuencias. Así, en el caso de la figu ra 4.14, la longitud de la antena es X, formándose dos vientres (o valores máximos) y tres nodos (o valores nulos), mientras que en el caso de la figura 4.15 la longitud de la antena es de A/2, con un solo vientre y dos nodos. Obsérvese que en ambos casos dos de los nodos coinciden con los puntos extremos de la varilla, y que el número de éstos es igual al de vientres más uno. Supóngase ahora que la varilla se sujeta por un solo extremo (figura 4.16).

4.14 Antena dipolo con una

longitud física igual a la longitud de onda sintonizada.


longitud física igual a la mitad de la longitud de onda sintonizada.


longitud física igual a la cuarta parte de la longitud de onda sintonizada.

ANTENAS YAGI

En este caso, concreto y único, la longitud de la antena corresponde a X/4, es decir, a un cuarto de periodo, formándose un único vientre y un solo nodo. En radiofrecuencia, además de las particularidades expuestas, se tienen dos ondas: una de intensidad y otra de tensión, de forma que el vientre de una coincida con el nodo de la otra (figura 4.17).

4.17 En una antena dipolo X/4 aparece una onda de intensidad y otra de tensión, de forma que el vientre de una coincide con el nodo de la otra.

El sistema de nodos y vientres que se establecen en una antena sintonizada recibe el nom bre de distribución de ondas estacionarias u ondas estacionarias. Además, cabe destacar que, al igual que en cualquier otro circuito resonante, se tiene una vibración fundamental y toda una serie de vibraciones armónicas impares de la fundamental. Efectivamente, considerando la vibración de la figura 4.18a de longitud X/4, se tiene, además el tercer armónico, cuya longitud de onda es la tercera parte de la fundamental (figura 4.18b), el quinto armónico, de longitud quinta parte (figura 4.18c), etc.

4.18 a) Distribución de la

tensión y corriente de la onda principal en una antena dipolo X/4. b) Distribución de la tensión y corriente del tercer armónico, c) Distribución de la tensión y corriente del quinto armónico.

Si la antena no está conectada a tierra por uno de sus extremos, caso de las antenas de tele visión, la oscilación fundamental se establece para el semiperíodo, razón por la cual reciben también el nombre de antenas de media onda (X/2). En estas antenas los nodos de Intensidad se hallan en los extremos y el nodo de tensión en el centro (figura 4.19). En la figura 4.19 se ha representado el semiciclo de la onda de tensión por la línea continua y el semiciclo de la onda de Intensidad por la línea de trazos.

4.19 Distribución de los nodos

de las ondas de intensidad y tensión en una antena dipolo X/2 para televisión.

75

TELEVISIÓN

De todo lo expuesto se deduce que una antena sólo puede entrar en resonancia a ciertas frecuencias bien determinadas: a la fundamental y a ciertos armónicos de ésta. La longitud eléctrica de la antena viene, pues, determinada por la longitud de onda o fre cuencia a recibir, siendo esta longitud de un cuarto de onda QJ4) o de media onda (X/2). En el caso de una antena de un cuarto de onda, la longitud eléctrica se calcula con la fór mula: 300.000

X

f

4

4

75.000 ~

T~

donde f es la frecuencia que se desea sintonizar, en kHz. En el caso de frecuencias muy elevadas, como las utilizadas en televisión, la fórmula anterior puede escribirse: 75

1= ------f

donde f es, igualmente, la frecuencia que se desea sintonizar, pero en MHz. Para antenas de media onda la longitud eléctrica se calcula con la fórmula: 300.000

X

f

~~~ 2 ~ ~

2

150.000 "

f

(f en kHz), o bien: 150 / = -----f cuando f viene dado en MHz.

LONGITUD FÍSICA DE UNA ANTENA DIPOLO En el apartado anterior se ha estudiado la longitud «eléctrica» de una antena dipolo, la cual no corresponde con la longitud física o material de la misma ya que, debido a la influencia de los puntos aislantes de sujeción (que nunca son aislantes perfectos), la longitud real de las antenas se reduce, aproximadamente, un 5 % con respecto a su longitud eléctrica. Así, en el caso de antenas de un cuarto de onda, la longitud real de la misma se obtiene a partir de la fórmula: I = real

71,25 1---------f (en MHz)

Y en las antenas de media onda con la fórmula: 142.5 rea'~

f (en MHz)

Los valores reales utilizados en la práctica son: • Para antenas de un cuarto de onda (X/4): 71.5 rsal

76

f (en MHz)

ANTENAS YAGI

Para antenas de media onda (Á/2): 143

L, =■

f (en MHz)

ANTENA DIPOLO SENCILLO PARA TELEVISION La antena más sencilla que puede utilizarse en televisión es el dipolo sencillo polarizado horizon talmente. Para el cálculo de la longitud de las varillas de la antena hemos de partir de las siguientes premisas: • Si sólo existe un canal de televisión es interesante que éste se reciba en las mejores con diciones, para lo cual se toma como dato de partida del cálculo la frecuencia de emisión de dicho canal. • SI existe más de un canal en cada banda, resulta engorroso disponer una antena para cada uno de ellos, por lo que se recurre a disponer una antena cuya longitud esté rela cionada con la frecuencia media de la banda, tal y como se verá más adelante. • En el caso de canales que pertenecen a bandas distintas, se dispondrá una antena para cada banda, estando relacionada la longitud de éstas con la media aritmética de las lon gitudes de onda de la banda a sintonizar. • Si sólo existen dos canales pero de bandas distintas, se dispondrá una antena para cada canal con la longitud adecuada a la frecuencia de emisión de cada canal. De todas formas la tendencia es la de utilizar antenas relacionadas con las bandas y no con los canales. Además, actualmente sólo se emite en las bandas IV y V de UHF, por lo que sólo se dis pone de una antena diseñada especialmente para sintonizar toda la banda de frecuencia de UHF. Como ejemplo, a continuación se desarrolla el cálculo de las dimensiones de una antena capaz de cubrir las bandas IV y V de UHF Estas dos bandas abarcan los canales 21 al 60, sien do sus frecuencias límites 470 MHz y 789 MHz. La frecuencia central de ambas bandas es: f f = —^

+f . , o

c

789 MHz + 470 MHz = --------------------------------------= 629,5 MHz o

correspondiendo a una longitud de onda de: 300.000 km/s X = ----------------------------= 480 mm 629,5 MHz Como la antena debe tener una longitud total igual a un cuarto de longitud de onda, tendre mos que la longitud eléctrica del dlpolo será: X I = ------ =

480 mm

= 120 mm

Se ha dicho antes que la longitud física de cada varilla debe reducirse en un 5 %. En el caso de esta antena la longitud física será, por tanto, de:

I

5 x 120 mm = 1 2 0 m m -----------------------= 1 1 4 m m

100

77

TELEVISIÓN

La distancia entre las dos partes del dipolo ha de ser inferior a la centésima parte de la lon gitud de onda, es decir: X 480 mm e < -------= ------------------ = 5 mm 100 100 En la figura 4.20 pueden verse las dimensiones acotadas de esta antena, válida para las ban das IV y V de televisión. 11^ mm

115 m m

4.20 Dimensiones de una

antena dipolo simple para las bandas IVy Vde UHF.

A l re c e p to r

Como se podrá deducir, las dimensiones de las antenas disminuyen con el aumento de la frecuencia. Es decir, cuanto mayor sea la frecuencia del canal o canales a recibir, menores serán las longitudes de las varillas, lo cual es lógico ya que estas dimensiones corresponden aproxi madamente a la cuarta parte de la longitud de onda. Indudablemente las antenas calculadas para la recepción por bandas no reciben por Igual todos los canales, siendo tanto mejor la recepción cuanto más cerca se encuentre la frecuencia del canal de la frecuencia central de la banda. Lo Idóneo sería disponer de una antena exclusiva para cada canal, lo cual es factible si en la zona sólo existen dos o tres canales ya que en el caso de un mayor número la Instalación se complica debido al gran número de elementos y a la altura de mástil. Por estas causas debe estudiarse con detenimiento cuál, o cuáles, son las antenas idóneas, ya que, por ejemplo, si en la zona existen dos emisores de UHF que emiten en los canales 34 y 42, lo más adecuado sería instalar una antena calculada para la frecuencia central de estos canales, en lugar de instalar una que cubra todos los canales de las bandas IV y V. Las antenas dlpolo sencillo tienen una impedancla de 75 í2. Si se desea construir una antena exclusivamente para uno de los canales de las bandas de UHF, se procede de forma idéntica a la descrita, pero considerando en los cálculos sólo las fre cuencias que intervengan en dicho canal.

ANTENA DIPOLO DOBLADO PARA TELEVISIÓN Las antenas dipolo doblado son más utilizadas que las antena dlpolo sencillo, ya que poseen mayor resistencia mecánica para su utilización en exteriores, su Impedancla, de 300 Q, es más constante a las variaciones de frecuencia. Poseen una característica simétrica, lo cual hace que puedan conectarse con una línea de bajada bifllar de 300 Í2, aunque actualmente las líneas de conexión de antena a receptor son coaxiales, de 75 Q y, por lo tanto, es preciso intercalar un adaptador de ¡mpedancias. Los cálculos para las dimensiones de estas antenas siguen los mismos pasos que para las antenas dipolo sencillo, por lo que no entramos en ellos. El único cálculo que debe añadirse es el de la separación entre elementos, la cual debe ser menor que la treintaldosava parte de la lon gitud de onda. Así, en el caso de una antena para cubrir las bandas IV y V de UHF, la separa ción entre los dos elementos será: X

e<—

78

480 mm = ----------------- = 15 mm 32 32

ANTENAS VAGI

En la figura 4.21 se dan las dimensiones geométricas de un dipolo doblado para la recep ción de las bandas IV y V de UHF.

228 mm

i i? .............................

.....

............. ....................

1 A l receptor

4.21 Dimensiones de una antena dipolo doblado para las bandas IVy Vde UHF.

ANTENA DIPOLO DOBLADO CON ELEMENTO REFLECTOR No creemos necesario insistir sobre el poder direccional que adopta una antena dipolo cuando se le añade un elemento reflector, ya que este tema ha sido tratado en un apartado anterior de este capítulo. Por este motivo a continuación nos limitaremos a efectuar los cálculos de las dimensiones de una antena dipolo con reflector para las bandas de UHF. En el caso de una antena para las bandas IV y V de UHF las dimensiones del dipolo dobla do son las mismas que las calculadas en la figura 4.21. El elemento reflector ha de ser un 5 % mayor que el dipolo, es decir, coincide exactamente con la longitud de onda que se desea reci bir y su distancia de separación respecto a este último oscila entre 0,25A. y 0,15A.. Sobre esto último que acabamos de exponer es muy importante hacer las siguientes consi deraciones: la distancia de separación entre el elemento activo (dipolo), y el elemento parásito (reflector) influye sobre la impedancia característica de la antena. Si la separación entre dipolo y reflector es de un cuarto de onda (0,25X), la impedancia del dipolo disminuye en un 10 % apro ximadamente, lo cual apenas tienen importancia. Sin embargo, si la distancia de separación entre dipolo y reflector se reduce mucho, la impedancia del primero queda afectada considera blemente y, como consecuencia, habrá que adoptar una línea de bajada de diferente impedan cia, con el riesgo de no encontrar en el mercado el cable de la impedancia adecuada. A título de ejemplo diremos que una separación entre dipolo y reflector de 0,15 hace disminuir la impe dancia de la antena a la mitad de la de un solo dipolo. Por todo lo expuesto, a continuación consideramos en nuestros cálculos una separación entre dipolo y reflector de 0,25X. Una vez hechas estas observaciones, pasemos ya al cálculo de las antenas dipolo dotadas de elemento reflector para las bandas de UHF. Longitud del elemento reflector: X / = ------ =

2

480 mm

2

= 240 mm

donde X - 480 mm es la longitud de onda de la frecuencia central de UHF. Distancia de separación del reflector con respecto al dipolo:

d

X 480 mm ------ = -------------------= 120 mm 4 4

En la figura 4.22 se dan todas las medidas acotadas de esta antena.

79

TELEVISIÓN

4.22 Dimensiones de una antena dipolo doblado con elemento reflector para cubrirlas dos bandas de UHF.

ANTENAS DIPOLO DOBLADO CON ELEMENTO REFLECTOR Y UN DIRECTOR Creemos que con los ejemplos de cálculo que se han desarrollado a lo largo del presente capí tulo el lector se encuentra sobradamente preparado para calcular las dimensiones de cualquier antena Yagi elemental, razón por la cual, y con el fin de no extendernos demasiado en el tema, a continuación calcularemos las dimensiones de dos antenas dipolo doblado con elemento reflector y un director para la banda IV de televisión, siendo el ejemplo válido para el cálculo de una antena para la banda V o para las bandas IV y V conjuntas, con la sustitución de los valo res de longitudes de onda por los adecuados a cada caso. En el caso de una antena Yagi para la banda IV de UHF, las dimensiones del dipolo y del reflector son acotadas en la figura 4.23. El elemento director ha de tener una longitud igual al 90 % de la mitad de la longitud de onda, es decir, un 5 % menos que la longitud del dipolo, y su distancia de separación con respecto a éste será de X/4 si se quiere influir lo menos posible en la impedancia de la antena. Así, para la banda IV se tiene una longitud física del director de: X 560 mm x 0,9 — 0,9 = --------------------------- = 252 mm

La separación con respecto al dipolo es la misma que la separación del reflector con res pecto al dipolo, es decir, 140 mm.

280 mm

140 mm

266 mm

140 mm A l receptor

252 mm

4.23 Dimensiones de una antena Yagi elemental para la banda IV de televisión.

80

ANTENAS YAGI

ANTENAS YAGI CON MÁS DE UN DIRECTOR Naturalmente, cuando la antena dispone de un reflector y uno o más directores, quedan más afectados los lóbulos de la curva de radiación o característica radial de la antena, los cuales se deforman cada vez más, haciéndose la antena más directiva. En la figura 4.24 se han dibujado tres antenas dipolo doblado (A), con reflector (R) y uno, cinco y ocho elementos directores (D) respectivamente, así como sus respectivos diagramas de radiación. Fíjese cómo al aumentar el número de elementos directores se estrecha el lóbulo anterior, haciéndose la antena más directiva.

HH

J

T T

L..J

_i I U

1...

4.24 Antenas dipolo plegado, dotadas con un reflector y uno, cinco y ocho elementos directores, con sus correspondientes diagramas de radiación.

Además, la incorporación de elementos parásitos a una antena dipolo hace que aumente su ganancia en el sentido de la recepción de señales y su relación A/D (antero-posterior). Los fabricantes de antenas realizan continuos estudios sobre nuevos modelos que aumen ten estas características y, como consecuencia, son muchos los modelos que pueden encon trarse en el mercado, siendo imposible describirlos todos. Por este motivo, en la tabla 4.1 se resumen las características generales de una antena al incorporarle un reflector y uno, dos y cuatro directores, sirviendo estos datos de guía.

Tipo de antena

Ganancia O dB

Dipolo

Relación A/D O dB

3dB

10 dB

5,5 dB

16 dB

Dipolo + 1 Reflector + 2 Directores

6dB

18 dB

Dipolo + 1 Reflector + 4 Directores

8,5 dB

20 dB

Dipolo + 1 Reflector Dipolo + 1 Reflector + 1 Director

Tabla 4.1

Características de algunas antenas Yagi.

En la parte final de esta lección ofrecemos también un resumen de algunas antenas fabrica das por TELEVÉS, de forma que se aprecie con estos datos la cantidad y variedad de antenas que se pueden encontrar en el mercado. El elegir una u otra dependerá de la ganancia que se desee obtener y de la directividad que queramos conseguir. De todo ello profundizaremos en próximas lecciones de esta asignatura.

ANTENA CON REFLECTOR DIEDRO Un tipo de antena Yagi muy generalizado es el que posee un reflector compuesto por dos o cua tro varillas, colocadas según se muestra en la figura 4.25, y cuya misión es la de crear un plano eléctrico reflector. Cuantas más varillas posea el reflector más eficiente será la antena.

81

TELEVISIÓN

( 80 °

180 ’

UHF

G (d B )

0

1

1

1

470

606

710

1-------------‘— *860

f (M H z)

4.25 Antena Yagi con reflector de doble varilla.

Fíjese que hemos dicho reflector, y no reflectores, pues, como se indica anteriormente, es sólo uno el elemento reflector que puede llevar una antena. En este caso se considera reflector único el conjunto de todas las varillas, pues todas actúan simultáneamente y de igual forma ante la onda que incide sobre ellas. Hemos afirmado que cuantas más varillas posea el reflector formando un plano eléctrico, más eficiente será la antena. Siguiendo este criterio se diseñan en la actualidad antenas con reflectores diedros con ángulos de abertura favorables de 60° a 90°. En la figura 4.26 se muestra, a título de ejemplo, una moderna antena con reflector diedro que posee una elevada ganancia, así como una gran eficacia direccional. Estas antenas dan excelentes resultados en la recepción de emisiones de TV en color, aunque cabe decir que en zonas de buena recepción cualquier antena de las citadas en páginas anteriores da también buenos resultados.

OTROS TIPOS DE ANTENAS Para finalizar, en las figuras 4.27 a 4.30 se pueden ver diversos tipos de antenas fabricadas por la firma T elevés, así como sus correspondientes curvas características de radiación y de ancho de banda, y que ofrecen ciertas ventajas sobre los modelos base citados hasta ahora. La antena de la figura 4.27 se denomina en X por la forma que tienen sus elementos direc tores. Además, el reflector es del tipo diedro y el dipolo, aunque no se aprecie bien en la foto, es triangular. Presenta una elevada ganancia, que permite la recepción de emisoras lejanas.

82

ANTENAS YAGI

1113/1242

1114/1243

1115/1245

Reflector

4.26 Antena Yagi con reflector diedro.

Como dato de interés diremos que la longitud del soporte de la antena y varillas es menor que el de las antenas Yagi convencionales. En la tabla 4.2 se resumen las características técnicas de esta antena.

Reí.

Directores

1084

Canal UHF

Ganancia (dB)

Relación D/A (dB)

12

24

21-37 5

Longitud (mm) 860

1085

21-69

820

1042

21-37

1.505

1043

10

1044

21-50

26

21-50 21

1.372 1.257

21-69

1093 1094

16,5

2.305 18

21-69

30 2.240

Tabla 4.2 Características técnicas de las antenas de la gama X de Televés.

83

TELEVISIÓN

470

606

710

860

f(MIHz)

i

4.27

Antena con directores en forma de X y reflector diedro, y curvas características de la misma.

La antena de la figura 4.28 es una antena tipo array angular. Consiste en una doble hilera de directores dispuestos en V, razón por la cual a este tipo de antena también se la denomina en V. Posee un mayor ancho de banda que las antenas Yagi convencionales y su ganancia alcan za hasta los 16 dB. Indicamos aquí que el término «array» quiere decir varias antenas dispuestas de forma que sus efectos se sumen. En la tabla 4.3 se resumen las características técnicas de esta clase de antenas. La ilustración de la figura 4.29 corresponde a otra antena tipo array angular pero con triple hilera de elementos directores. Permite la recepción de todos los canales de UHF reduciendo las interferencias o dobles imá genes causadas por reflejos. El diseño, en apilamiento angular de las parrillas de directores, proporciona ganancia y ancho de banda superiores a las antenas Yagi convencionales.

84

ANTENAS YAGI

4.28Antena con doble línea de directores

dispuestos enVy reflector diedro, y curvas características de la misma.

.: : : : Ref.

Directores

1443 1446

SÉ

Ganancia

Relación D/A (d,B)

14

23

21-45 21-69

28

21-45

Longitud (mm) 975

21-69 14

1442 1445

: ■: ■^

1.230 1.660

16

25

2.025

Tabla 4.3

Características técnicas de las antenas de la gama V de Televés.

4.29Antena tipo array angular y curvas características de la misma.

85

TELEVISIÓN

En la tabla 4.4 se resumen las características técnicas de dos antenas de este tipo, con la denominación comercial de antenas de la Gama Pro.

Ref.

Directores

1045 1046

24 54

Canal UHF :-;íT ' :-F ;

Ganancia (dB)

Relación D/A (dB)

Longitud (mm)

16,5 19

28 32

1.020 1.825

21-69 21-69

Tabla 4.4 Características técnicas de las antenas de la gama Pro de Televés.

Finalmente, en la figura 4.30 puede verse la fotografía de una antena denominada de panel. Aunque parezca una antena muy diferente a las estudiadas, nada más lejano de ello, pues se trata de varias antenas dispuestas una encima de la otra, de forma que sus efectos se sumen.

P lano horizontal P lano vertical

4.30 Antena tipo panel y curvas características de la misma.

Es un tipo de antena diseñado para casos en los que se recibe señal de canales procedentes de varios reemisores cercanos en dirección, y cuando se quiere recibir cualquier canal de UHF con una ganancia homogénea, siempre que no sea necesaria una antena de gran directividad. En la tabla 4.5 se resumen las características técnicas de estas antenas.

■

Elementos

Canal UHF

Ganancia (dB)

Relación D/A (dB)

Longitud (mm)

4 dipolos

21-69

14

20

860

V a

„ it

Ref. ■

1083

Tabla 4.5 Características técnicas de las antenas tipo panel, de Televés.

PUNTO DE CONEXIÓN DE UNA ANTENA El punto de conexión de una antena con el receptor se toma, por norma general, coincidiendo con un vientre de intensidad. Así, en una antena de media onda el punto de alimentación se sitúa en el centro geométrico de la antena, ya que en este punto se produce el vientre de intensidad (figura 4.31).

86

ANTENAS YAGI

X/2

4.31 El punto de conexión de

' Línea de alimentación

una antena dipolo de media onda se realiza en su centro geométrico, coincidiendo con un vientre de intensidad.

En un apartado anterior se dice que las antenas dipolo sencillo presentan una impedancia de 300 £2, mientras que en las Yagi es de 75 £2. Normalmente las antenas Yagi que se encuentran en el comercio ya están ajustadas para 75 £2, por lo que no existe problema alguno en su cone xión directa al cable coaxial de bajada, también de 75 £2. La conexión de la antena al cable de bajada se efectúa dentro de una caja de plástico pro tectora, donde entran los extremos de las varillas del dipolo que se conectarán al cable coaxial. Esta caja va cerrada herméticamente mediante una tapa de plástico situada en la parte inferior, la cual es extensiva aflojando un tornillo o una «mariposa». La caja de conexión, lógicamente, se encuentra fijada a la barra de sujeción de los elemen tos de la antena justo en donde se halla el dipolo, pues es este elemento el que debe conec tarse al cable coaxial, ya que el reflector y los directores no tienen conexión eléctrica alguna con la línea de bajada. En la figura 4.32 puede verse la situación de la caja de conexión de una antena Yagi, la cual es extensiva para todas las antenas.

4.32 Situación de la caja de

conexión de la antena a la línea de bajada.

Quitando la tapa de esta caja de conexión, quedan al descubierto los tornillos a los que se conecta el cable coaxial. En la figura 4.33 se ha dibujado el interior de una caja de conexiones. Varilla de la antena

4.33 Conexión del cable coaxial

en la caja de conexión de la antena, y detalle del cable.

87

TELEVISIÓN

Pueden existir variaciones en cuanto al diseño de la caja, pero no en cuanto a la idea. Fíjese que al tornillo A se conecta el hilo central del cable coaxial (sin darle la vuelta para que no se produzca pérdida de señal). El tornillo B aprisiona una abrazadera que sujeta firmemente al cable haciendo contacto con la malla. En la figura 4.33 se puede ver también el detalle de cómo debe quedar el cable coaxial para su conexión a la caja. Finalmente, vemos que otra abrazadera, marcada con C en la figura 4.33, sujeta el cable para evitar que éste se mueva por la acción del viento y llegue a romperse.

ADAPTADORES DE IMPEDANCIA Todas las antenas de 75 Í2 se conectan de la forma descrita en el apartado anterior. En el caso de antenas de 300 Q la forma de conexión descrita no es válida, puesto que el cable coaxial tiene 75 Q y no se obtendría una transferencia correcta de energía de la antena al cable. En estos casos se recurre a un adaptador de impedancias (o balun), como el que se muestra en la figura 4.34, de la firma T e levés , y que sustituye a la caja de conexión. Se trata de un circuito impreso, normalmente de fibra de vidrio, con un diseño especial de sus pistas de cobre para adaptar la impedancia de 300 Q de la antena a los 75 í l del cable coaxial.

4.34 Adaptador de impedancia

de 300 Q a 75 Q.

88

Mezcladores y separadores

INTRODUCCIÓN Uno de los puntos débiles de toda instalación de antenas es su cable de bajada, es decir, el cable que la une al receptor. El cable de bajada más adecuado, desde el punto de vista técnico, es el coaxial, el cual resulta ser más caro que los no apantallados y, además, aunque en la actualidad se fabrican con bastante calidad, no por eso dejan de envejecer y, como consecuencia, tarde o temprano deben sustituirse. Además, suponiendo una instalación con dos antenas (por ejemplo, una para la banda II de VHF [emisiones de radio de FM] y otra para las bandas IV y V de UHF [de televisión]), ésta se encarece no sólo por el valor de las antenas, sino por los cables de bajada, los cuales en un principio deben ser dos. Todo lo expuesto puede evitarse utilizando circuitos mezcladores y separadores de señal, con los cuales una sola bajada de antena es suficiente, es decir, un solo cable para dos o más antenas. En este capítulo se estudian los fundamentos y circuitos de estos mezcladores y separado res de señal.

FUNDAMENTOS DE LOS MEZCLADORES Y SEPARADORES Se denomina mezclador todo circuito eléctrico capaz de mezclar dos o más señales de fre cuencias distintas. Recibe el nombre de separador aquel circuito capaz de separar dos o más señales de frecuencias distintas. Tanto el mezclador como el separador basan su funcionamiento en los filtros eléctricos for mados por inductancias y capacidades. Sabe el lector que cuanto mayor sea la frecuencia mayor es la oposición que encuentra la señal a su paso por una inductancia y menor oposición al paso por una capacidad; por el con trario, cuanto menor sea la frecuencia de la señal menos oposición encontrará al paso por una inductancia y mayor por una capacidad. Existen cuatro tipos fundamentales de filtros eléctricos: a) b) c) d)

filtro paso bajo. filtro paso alto. filtro paso banda. filtro eliminación de banda.

De estos cuatro tipos fundamentales los dos primeros son los que interesan para nuestro estudio de mezcla y separación de señales. Recibe el nombre de filtro paso bajo aquel filtro capaz de dejar pasar todas las frecuencias por debajo de una determinada que recibe el nombre de frecuencia de corte. La figura 5.1 corresponde a un filtro paso bajo elemental. En el filtro paso bajo de la figura 5.1 las inductancias L, y L2 dejan pasar todas las frecuen cias bajas que se apliquen a su entrada (entre A y B) y que estén comprendidas entre f , = 0

89

TELEVISIÓN

L, A O-

5.1 Filtro paso bajo elemental.

_Tv^YV

80-

-OC

-00

(corriente continua) j f2 = n (siendo n el valor de la frecuencia de corte del circuito). El con densador C cortocircuita, entre A y B, las frecuencias elevadas comprendidas entre f2 = n y /g = oo. Así pues, si entre A y 6 del circuito de la figura 5.1 se aplican todas las frecuencias com prendidas entre O y °° Hz, en la salida (entre C y D) sólo aparecen las señales comprendidas entre O y un número n de ciclos, cuyo valor depende de los valores dados a las inductancias y capacidades. El circuito de la figura 5.2 funciona al revés del descrito, es decir, todas las frecuencias com prendidas entre f2 = n y f3 = <» pasan sin dificultad por los condensadores C, y C2, mientras que las frecuencias comprendidas entre t = O y f 2 = n encuentran dificultad al paso por C, y C2 y son cortocircuitadas por L. El filtro de la figura 5.2 recibe por ello el nombre de filtro paso alto.

AO-

5.2 Filtro paso alto elemental.

60 -

c, II

c? II

-OC

-OD

MEZCLADOR ASIMETRICO La figura 5.3 corresponde a un mezclador asimétrico para VHF/UHF, formado por unos filtros paso bajo y paso alto.

Al cable de bajada de antet (75 n ) ■F

90

MEZCLADORES Y SEPARADORES

A la entrada A - B se aplica la señal de VHF, procedente de la antena de 75 £2, y a la entra da C - D la señal de UHF procedente de la antena de 75 £2 de esta banda. Las dos señales que dan mezcladas en la salida E - F, donde se conecta el cable coaxial de 75 £2 de bajada de ante na. El terminal E se conecta al conductor central del cable coaxial y el F al conductor pantalla concéntrico.

SEPARADOR ASIMÉTRICO El circuito de la figura 5.4 corresponde a un separador asimétrico para VHF/UHF. También aquí se utilizan un par de filtros, uno paso bajo y el otro paso alto. El filtro paso bajo está sintonizado a la frecuencia más alta de la banda II de VHF (emisio nes de radio en FM) y se opone al paso de las señales de televisión de las bandas IV y V de UHF. De igual forma, el filtro paso alto, sintonizado a la frecuencia más baja de la banda IV de UHF, deja pasar hacia la entrada de antena del receptor todas las frecuencias de las bandas IV y V de UHF y se opone a las de la banda II de VHF.

Radio FM

Televisión UHF

5.4 Circuito separador asimétrico.

CONJUNTO MEZCLADOR ASIMÉTRICO PARA VARIAS SEÑALES En la figura 5.5 se muestra el esquema de un circuito mezclador asimétrico para las siguientes señales: Radio (ondas media, larga y corta en AM) Radio (FM) Televisión (UHF) En la citada figura cabe hacer las siguientes observaciones: Las antenas de FM y TV son simétricas, por lo que se adaptan a la línea de bajada median te transformadores de simetría (adaptadores de impedancia o slmetrizadores) como los que se muestran en la figura 5.6, los cuales adaptan la impedancia de antena de 300 £2 a la del cable coaxial de 75 £2. Estos simetrizadores se colocan en el Interior de la caja de conexión del dipolo y se fabrican en circuito impreso. La antena de radio para onda larga, media y corta, no necesita simetrizador ya que dicha antena es asimétrica, pero sí se dispone de un transformador que adapte la alta impedancia de dicha antena a la baja impedancia del cable de bajada.

91

TELEVISIÓN

TV ■ UHF Fladio Ondas M C L Fladio FM Transformador de simetría

Transformador d e O M C y FM

Mezclador

f - I H

I - I M LC

5.5

Conjunto mezclador asimétrico para varias señales.

5.6 Circuitos impresos adaptadores de impedancia de antena de 300í l a 75Q.

92

FM

X

XBill

T V B IV /V

MEZCLADORES Y SEPARADORES

La unión de las señales procedentes de las diversas antenas se lleva a cabo en el mezcla dor, consistente en un filtro paso bajo para las ondas larga, media y corta, un filtro para las ban das de radio en FM y un filtro paso alto para las bandas IV y V de UHF de televisión. En el mezclador se mezclan todas las frecuencias de radio y televisión y se llevan, mediante un cable de bajada de antena coaxial, de 75 Q, al separador.

CONJUNTO SEPARADOR ASIMÉTRICO PARA VARIAS SEÑALES El circuito separador de la figura 5.7 se complementa con el mezclador de la figura 5.5. En él las tomas de antena son dos: una para radio y otra para televisión. La toma de radio está dotada de una resistencia cuya finalidad es la de equilibrar las impedancias. La toma de televisión está dotada, además, de una resistencia de cierre de línea, la cual des carta la presencia de ondas estacionarias en la línea. La toma de antena de radio va conectada a un filtro paso bajo para las ondas larga, media y corta, y un filtro paso banda para FM (banda II de VHF), los cuales presentan una alta resis tencia a las frecuencias de las bandas de televisión. A continuación, un filtro paso bajo elimina los armónicos del oscilador de FM, evitando así el efecto «moaré» que dichas frecuencias pueden provocar en las imágenes de televisión. A la sali da de este filtro las señales de radio se separan, una hacia la toma de antena delreceptor de FM y la otra hacia la toma de antena del receptor de radio de AM. Finalmente, un transformador de impedancias transforma la señal asimétrica en simétrica, adecuada a la entrada del receptor de FM, y un transformador de impedancias adapta la baja impedancia del circuito a la alta ¡mpedancia de entrada del receptor de AM.

5.7 Conjunto separador asimétrico para varias señales.

93

Pasemos ahora al separador de señales de televisión. Éste está formado por un condensa dor de bloqueo para las ondas larga, media y corta y un filtro para FM. De esta forma ninguna de estas señales pasa al televisor.

FORMA CONSTRUCTIVA DE LOS MEZCLADORES Y SEPARADORES Tanto los mezcladores como los separadores se fabrican sobre circuito impreso. Dado las ele vadas frecuencias con las que trabajan estos circuitos, las bobinas son de pocas espiras, razón por la cual en muchos casos se fabrican directamente impresos sobre el circuito. El circuito se sitúa dentro de una caja de plástico que, en el caso del mezclador, está dise ñada de forma que se evita la entrada de agua, puesto que éste se coloca en el propio mástil de antena (figura 5.8). En otros casos, como ocurre en las antenas colectivas, el mezclador se sitúa con el amplificador de antena o forma parte del mismo. En la figura 5.8 puede verse la fotografía de un mezclador de señales para dos antenas de 300 £2, con salida de 75 £2 para cable coaxial.

5.8 Mezclador de señales para dos antenas de 300 í l y salida asimétrica de 75 £2. Tienen dos entradas, o conexiones para las antenas, y una sola salida, donde se conecta el cable coaxial por el que circularán las dos señales radioeléctricas captadas por las antenas. En el mercado podemos encontrar mezcladores para las siguientes combinaciones de entra das: 1.a combinación: Dos entradas. A una se conecta una antena de VHF de 75 £2 y a la otra se conecta una antena de UHF de 300 £2 mediante cable simétrico (que tiene 300 £2 de impedancia) como el que se indica en la misma figura 5.8. La salida es de 75 £2 y, por tanto, se conec ta a ella cable coaxial. 2.a combinación: Las dos antenas (VHF y UHF) son de 300 £2 y la salida única de 75 £2. Éste es el mode lo de la fotografía de la figura 5.8. 3.a combinación: Dos entradas. Ambas para antenas de UHF, si bien una de esas antenas es de 75 £2 y la otra de 300 £2. La salida, como en todos los casos, es para cable coaxial de 75 £2. Para finalizar con este apartado diremos que tanto los adaptadores (estudiados en el capí tulo anterior) como los mezcladores, son circuitos electrónicos por los que circulan las corrien tes de RF y que, como cualquier circuito eléctrico o electrónico, presentan cierta oposición al paso de las señales. Es pues importante tener presente esta circunstancia, dado que se trata de una atenuación más que se añade a las muchas que a lo largo del recorrido de las señales hacia el receptor se van produciendo. Debe tenerse siempre presente esta circunstancia y solicitar del fabricante o distribuidor del mezclador que nos informe de la atenuación del mismo. Esta atenuación se expresa en dB.

Amplificadores de antena

INTRODUCCIÓN Se denominan amplificadores de antena aquellos amplificadores de RF que se intercalan entre la antena y los receptores, y cuya misión es proporcionar a estos últimos un nivel de señal adecuado cuando la señal que llega a la antena no alcanza los mínimos exigidos para una buena recepción. El amplificador de antena no sólo amplifica las señales de RF que se desean recibir, sino que, además, también amplifica los distintos disturbios presentados en la instalación, razón por la cual es necesario que la tensión útil sea superior a la de disturbio (del orden de 40 a 100 veces), ya que en caso contrario en el receptor se obtienen defectos de imagen tales como efecto nieve, granos, etc. Como consecuencia de lo expuesto, es imprescindible disponer de una antena que capte la máxima señal útil posible y después, si se considera necesario, añadir el equipo amplificador más adecuado. Téngase también en cuenta que todo amplificador es por sí mismo un generador de ruidos, por lo que la utilización de éstos en las instalaciones de antenas debe hacerse sólo en casos muy necesarios y eligiendo siempre el más adecuado al caso en cuestión. Una de las precauciones que deben tomarse al instalar un amplificador de antena, sobre todo en sitios muy perturbados, es que éste quede situado lo más cerca posible del dipolo, de esta forma es menos probable que queden amplificadas las señales parásitas que puedan ser captadas por el cable de unión entre antena y amplificador. La elección del amplificador más adecuado viene determinado, entre otros, por los siguien tes factores, los cuales son facilitados por los fabricantes: • Impedancia de entrada y salida. • Ganancia. ■ • Banda pasante. En lo que respecta a las impedancias de entrada y salida, éstas deben ser las mismas que las de la antena y el cable de bajada, de esta forma se obtiene el máximo acoplamiento del con junto de la instalación y la señal obtenida será máxima. La ganancia ha de ser la suficiente para que la imagen aparezca nítida en el receptor. Tan perjudicial es una amplificación insuficiente como una amplificación excesiva, puesto que en este último caso se satura la imagen. La banda pasante ha de ser superior a la banda pasante del canal de televisión que se desea recibir, ya que en caso contrario se produce una pérdida en la calidad de imagen, mucho mayor si la recepción es en color. Por este motivo los amplificadores de antena para televisión se fabri can con una banda pasante de 8 MHz (recuerde que la banda pasante de los canales de tele visión, según la norma CCIR, es de 7 MHz) y se dispone de un amplificador para cada canal de televisión que se desea recibir, ajustándose cada amplificador únicamente para el canal para el que se dispone. Otros circuitos muy vinculados a los amplificadores, por lo cual también son estudiados en este capítulo, aun cumpliendo funciones muy distintas, son los atenuadores, mezcladores, repartido res, ecualizadores, filtros y conversores.

95

NIVELES DE SEÑAL EN UNA TOMA DE TELEVISIÓN Las normas establecen que en la toma de conexión de antena de televisión los niveles de señal no deben ser inferiores a 60 dBpV ni superiores a 80 dBpV. Si el nivel de señal es inferior a 57,5 dBpV (equivalente a unos 750 pV), la imagen será borro sa e incluso puede perder el color. Si la señal supera los 84 dBpV (equivalentes a unos 15.850 pV), se producirán vetas de color, barras horizontales que recorren la pantalla, etc. En resumen, tanta importancia tiene obtener un nivel mínimo en la toma de antena del recep tor como no sobrepasarlo. Cuando se reciben varios canales de televisión no todas las señales llegan con la misma intensidad a la antena y, aunque así fuera, en el capítulo dedicado al estudio de las antenas dipo lo se ha visto que las antenas se diseñan a la frecuencia central de la banda de UHF, por lo que su ganancia será tanto menor cuanto más alejada se encuentre la portadora del canal sintoni zado de dicha frecuencia central de UHF. En resumen, las antenas no presentan la misma ganancia para todos los canales de televisión, por lo que deben igualarse los niveles de señal para que todas las emisoras se vean con la misma calidad. También las pérdidas en el balun, mezclador, cable coaxial, etc. hacen que una señal que lle gue con un buen nivel a la antena, quede muy atenuada en la toma de antena del usuario, por debajo de los límites citados. Como consecuencia de lo expuesto, en toda instalación de antenas preparada para recibir varios canales debe cuidarse que todos ellos lleguen con igual intensidad al receptor, aumen tando si fuera preciso el nivel mediante amplificadores, disminuyéndolo mediante atenuadores, o igualando las señales mediante ecuaiizadores.

PREAMPLIFICADOR DE ANTENA El preamplificador de antena, como su nombre indica, efectúa una amplificación previa, o pri mera amplificación, antes de que la señal sea amplificada por un amplificador. Los preamplificadores se instalan normalmente en el bus de los elementos de antena (figura 6.1) o en el mástil (figura 6.2), es decir, muy cerca de la antena, con el fin de que el cable de conexión entre dipolo y entrada del preamplificador no sea excesivamente largo y añada ate nuación a la señal.

6.1 Preamplificador de banda ancha de la firma Televés, dispuesto en la caja de antena. Se trata de un amplificador de RF de banda ancha, es decir, un amplificador que amplifica por igual todos los canales de una o más bandas de televisión. En la figura 6.2b se puede ver cómo se conecta el preamplificador a la antena y a la fuente de alimentación y receptor de televisión. La fuente de alimentación se dispone en el interior de la vivienda para evitar que el agua de la lluvia pueda perjudicarla. El propio cable coaxial por el que pasan las señales de televisión lleva también la corriente eléctrica que alimenta al preamplificador. La línea a trazos (paralela a la línea de antena), representa el conductor de puesta a tierra del mástil de antena.

AMPLIFICADORES DE ANTENA

a)

b)

6.2 a) Preamplificador de banda ancha de la firma Televés, para mástil de antena, b) Forma de instalarlo.

TIPOS DE AMPLIFICADORES Los amplificadores efectúan una segunda amplificación de la señal (la primera, como se ha dicho antes, la llevan a cabo los preampllficadores). Existen dos tipos de amplificadores: • Amplificadores de cabeza, destinados a entregar a la red de distribución un nivel de señal suficiente para compensar las pérdidas que se producen en la red. • Amplificadores de línea, utilizados en redes de distribución de gran tamaño, para restituir el nivel de señal en determinados puntos de ella, alejados del equipo de cabeza. Además de la clasificación expuesta, los amplificadores de cabeza pueden subdividirse en amplificadores monocanales y amplificadores de banda ancha. Los amplificadores monocanales amplifican sólo un canal de televisión, evitando el paso de las señales de todos los demás canales existentes en su entrada. Como consecuencia, se debe disponer un amplificador para cada canal de televisión, tal y como se puede apreciar en la figu ra 6.3, en la que se muestra un conjunto de 8 amplificadores monocanales, para otros tantos canales de televisión, más la fuente de alimentación.

UHF

VH F

6.3 Central amplificadora formada por ocho amplificadores monocanales y una fuente de alimentación.

97

TELEVISIÓN

La fuente de alimentación (a la izquierda del conjunto de amplificadores) se dispone junto a los amplificadores ya que todo el conjunto va alojado en el interior de la vivienda para evitar el peligro de quedar perjudicado por el agua de la lluvia. Los amplificadores de banda ancha (figura 6.4) se subdividen en: • Amplificadores de banda ancha de amplifica ción conjunta. • Amplificadores de banda ancha de amplifica ción separada.

6.4 Amplificador de banda ancha. Los primeros amplifican las distintas bandas de frecuencias mediante la utilización de un solo circuito amplificador. Los segundos utilizan amplificadores distintos para amplificar las bandas de VHF y UHF. Se fabrican también amplificadores monocanales y de banda ancha para su instalación en mástil.

ATENUADORES En ocasiones es posible que alguna de las señales captada por la antena tenga un nivel exce sivo. En estos casos es necesario atenuarla mediante un atenuador que se conecta entre la antena y la entrada del amplificador. La atenuación proporcionada por estos apara tos se expresa en dB de signo negativo, puesto que indica una disminución del nivel de señal. En la figura 6.5 se puede ver el aspecto de un atenuador ajustable entre, por ejemplo, 0 y 20 dB. Obsérvese que el atenuador dispone, en cada lado, 6 5 Antena ajustable. de sendos conectores CEI. Como la línea de bajada de antena se conecta al amplificador mediante este tipo de conector, para intercalar el atenuador basta con desconectar la línea de antena de la entrada del ampli ficador y conectarla a la entrada del atenuador, y la salida del atenuador se conecta a la entra da del amplificador. El atenuador dispone, en una de sus caras, de un pequeño tornillo para el ajuste de la ate nuación de la señal de antena. El atenuador debe poseer la misma impedancia de entrada que de salida en todo el recorri do del cursor, con el fin de evitar malos acoplamientos entre antena-atenuador-amplificador. Esta impedancia está fijada por las normas internacionales vigentes en 75 £2. En la actualidad, tanto los amplificadores monocanales como los de banda ancha suelen ir provistos de circuitos atenuadores incorporados que permiten ajustar la ganancia del amplifica dor, por lo que no es necesario añadir un atenuador como el descrito entre antena y amplificador.

CARACTERÍSTICAS DE LOS AMPLIFICADORES Y PREAMPLIFICADORES DE ANTENA Las características técnicas que definen a los amplificadores y preamplificadores de antena son: • • • • •

98

La ganancia. El nivel máximo de salida. La pérdida de retorno entrada/salida. La selectividad. La figura de ruido.


En las líneas que siguen se estudia el significado de cada uno de estos parámetros, en el mismo orden que se han citado.

GANANCIA En un amplificador de antena, como en cualquier otro, la ganancia expresa el número de veces que . 3 0 dB^V es mayor la tensión obtenida en su salida con res pecto a la aplicada a su entrada. Se expresa en dB. En la figura 6.6 se ha dibujado el esquema de > una instalación de antena para UHF, en la cual el G = 4 0 dB nivel de señal en antena es de tan sólo 30 dBpV, cuando las normas establecen un mínimo de 60 dBV para obtener buenas imágenes. La utilización de un amplificador con una ganan " 7 0 dBnV cia de 40 dB permite obtener, a la salida de éste, un nivel de señal de 70 dBpV, lo cual resulta muy acepqq Esquema de una instalación deantena dotada table, pues supera los 60 dBpV y no alcanza los 80 de un amplificador con unaganancia de 40 dB. dB pV que establece la Norma como nivel máximo. Con una ganancia de 40 dB el nivel de la señal de antena, de 32 pV (30 dBpV) alcanza un valor de 3.162 pV (unas 100 veces mayor). Es importante tener presente los tres puntos que a continuación se exponen referidos al esquema de la figura 6.6:

V

1 ° Los niveles de señal se indican en dBpV, es decir, decibelios referidos a un nivel de 1 pV. 2.° La ganancia del amplificador se indica en dB, sin hacer referencia a ningún valor de ten sión, pues se trata de la ganancia que se obtiene en la señal al pasar por el amplificador. Así, si al amplificador de la figura 6.6 se le aplica a su entrada un nivel de señal de 50 dB pV, en su salida también se obtiene una señal 40 dB mayor, es decir, 90 dBpV (la cual sobrepasa el nivel establecido por las normas). 3.° Utilizando el dB como unidad de medida de la ganancia de los amplificadores, los cálculos de los niveles de señal se reducen a una simple suma. Para finalizar con este apartado diremos que, si bien en nuestro ejemplo hemos procurado que en la salida del amplificador no se superen los 80 dBpV establecidos por las normas, en la prácti ca se deben obtener niveles de señal por encima de esos 80 dBpV, ya que deben compensarse las atenuaciones en la línea de transmisión, cajas de derivación, tomas de usuario, etc. que sufre la señal hasta llegar a la toma de antena del receptor de televisión.

NIVEL MAXIMO DE SALIDA Un factor muy importante, que puede hacer que un determinado ampli ficador no sea adecuado para una determinada instalación, es el nivel máximo de salida. El nivel máximo de salida expresa el nivel máximo de señal que el amplificador es capaz de entregar a su salida sin que se produzca dis torsión de la señal. Se expresa en dBpV, aunque algunos fabricantes también lo expresan en mV y en dBmV. Con este dato se determina el nivel máximo de señal que puede aplicarse a la entrada del amplificador. Efectivamente, supóngase (figura 6.7) una instalación cuyo amplifi cador proporcione una ganancia de 40 dB y cuyo nivel máximo de sali da sea, según indicación del fabricante, de 100 dBpV.

V >

.6 0 dB(jV

G = 40dB N iv e l m á x im o d e s a lid a : 100

100

dBpV

dB|jV

6.7 El nivel en la salida del amplificador no debe superar el nivel máximo de éste.

99

TELEVISIÓN

De acuerdo con estos datos, el nivel máximo de señal que puede aplicarse a la entrada de este amplificador es de: Nivel máximo a la entrada = 100 dBpV - 40 dB = 60 dBpV Si el nivel de entrada sobrepasa los 60 dBpV, en la salida se obtendrán más de 100 dBpV, puesto ^ 70 dBjiV que la ganancia del amplificador es de 40 dB, y la Atenuador señal queda distorsionada, haciendo que la imagen ajustable en pantalla del receptor pierda calidad. ¥ 0 - 2 0 dB En resumen, y haciendo referencia a nuestro > 5 0 - 70 dBuV ejemplo, toda señal de entrada por debajo de 60 dBpV será amplificada 40 dB sin distorsión alguna. Si se produce distorsión de la señal por este > motivo, deberá rebajarse el nivel de la señal de entra G = 40 dB Nivel máximo de da, lo cual se consigue mediante un atenuador resis salida: 100 dB|.iV tivo, fijo o ajustable, entre antena y entrada de ampli ficador (figura 6.8). En la instalación de la figura 6.8 se ha considerado 9 0 -10 0 dB.uV un atenuador ajustable, el cual disminuye el nivel de la 6.8 Si el nivel en la salida del amplificador señal de antena entre 0 dB (sin atenuación) y 20 dB supera el nivel máximo, se dispondrá en su (atenuación máxima). Con un nivel en antena de 70 entrada un atenuador. dBpV en la salida del atenuador se puede obtener entre 50 dBpV (cuando el atenuador se ajusta a 20 dB) y 70 dBpV (cuando el atenuador se ajusta a 0 dB). En este caso el amplificador proporciona una señal de salida que puede estar comprendida entre:

V

Con atenuación 0 dB: Nivel de salida = nivel de señal en antena - atenuación + ganancia del amplificador = = 70 dBpB - 0 dB + 40 dB = 110 dBpV (aunque sólo serán 100 dBpV, que es el nivel máximo de señal que puede obtenerse en la sali da de este amplificador que hemos puesto de ejemplo). Con atenuación 20 dB: Nivel de salida = nivel de señal en antena - atenuación + ganancia del amplificador = = 70 dBpB - 20 dB + 40 dB = 90 dBpV Como el nivel máximo de salida del amplificador es de 100 dBpV, en caso de sobrepasar este nivel se debe ajustar el atenuador al valor adecuado, que en este caso ha de ser, como mínimo, de 10 dB de atenuación.

Pérdida de retorno entrada/salida Este parámetro se expresa en dB y viene a ser una medida de la adaptación entre el amplificador y la red a la que está conectado. Recuerde que sólo cuando la impedancia de salida de un circuito es igual a la impedancia de entrada de otro la transferencia de energía de uno a otro es máxima, pro duciéndose pérdidas tanto mayores cuanto mayores son las diferencias entre dichas impedancias. Aunque es un dato importante, en la actualidad, y dado que se han normalizado las impedan cias de entrada y salida de los amplificadores a 75 Q (igual que la de los cables coaxiales a ellos conectados), no es relevante el preocuparse por este dato aunque sí el tenerlo en consideración.

100


Selectividad En el caso de amplificadores monocanales es importante que amplifique sólo el canal para el que está instalado y rechace al máximo las señales de todos los demás. La habilidad para recha zar los demás canales se denomina selectividad y se mide en dB. A mayor valor en dB de la selectividad, mejor rechaza el amplificador los canales adyacen tes al que debe amplificar. Pongamos un ejemplo: si un amplificador monocanal tiene una selectividad > 45 dB (± 1 canal), ello indica que las señales de todos los canales, por encima y por debajo del que ampli fican, poseerán un nivel de, al menos, 45 dB por debajo del amplificado. En ocasiones, la expresión selectividad hace referencia a dos o tres canales por encima y por debajo del que se toma como referencia. En estos casos el fabricante indica, detrás de los dB, ± 2 C o ± 3 C respectivamente.

Relación señal/ruido (S/N) La señal de televisión captada por la antena va acompañada de ruido atmosférico, el cual se va añadiendo a la señal útil durante su trayectoria desde el centro emisor a la antena receptora. A este ruido cabe añadir el ruido térmico generado en los circuitos electrónicos que procesan la señal, como es el caso de los amplificadores y preamplificadores, por lo que la calidad de una imagen depende no sólo de la intensidad con la que se reciba sino, también, del nivel de ruido que la acompañe. El ruido aparece en la pantalla del receptor de televisión en forma de nieve, neblina, etc. Cuanto mayor sea el ruido peor es la imagen. Como el ruido, al igual que cualquier señal eléctrica, también está sometido a un aumento de nivel en el amplificador, resulta evidente que el ruido generado en las primeras etapas de un amplificador, o de un preamplificador, está sometido a más amplificaciones que el ruido genera do en las etapas finales del amplificador. Por lo tanto, es necesario cuidar que el ruido genera do en los circuitos preamplificadores sea el menor posible, careciendo de importancia en los amplificadores siguientes. Para definir el ruido de un amplificador se recurre al parámetro Relación Señal/Ruido, que se identifica mediante las letras S/N (del inglés Signal/Noise). La relación S/N se mide en dB y es la característica más importante de un preamplificador, ya que afecta a la calidad de la imagen. Cuanto mayor sea la relación entre el nivel de señal útil y el ruido generado en el preamplifi cador, mejores serán las imágenes. A título orientativo, en la tabla 6.1 se indica la calidad de las imágenes de televisión según la relación S/N.

Calidad de la imagen Perfecta

Relación S/N

,

> 4 5 dB

Muy buena

40 a 45 dB

Buena

35 a 40 dB

Mediocre

25 a 35 dB

Con nieve

20 a 25 dB

Mala

15 a 20 dB

Pésima

< 15 dB

Tabla 6.1 Calidad de la imagen en función de la relación S/N.

Temperatura de ruido y factor de ruido El parámetro que mide la cantidad de ruido que un amplificador añade a la señal se llama tem peratura de ruido. Se simboliza con la letra T y se mide en grados kelvin (K), puesto que se trata de un ruido térmico y éste se inicia y aumenta a partir del cero absoluto (-273 °C o 0 K).

101

TELEVISIÓN

Muchas veces se recurre al concepto factor de ruido, simbolizado por n f (del inglés noise fac tor). Este parámetro viene dado por la fórmula: 290 K + T

En esta igualdad el valor 290 son los grados kelvin que se toman como referencia para la toma de la medida. El valor 290, que normalmente se toma como referencia, corresponde a una temperatura ambiente de 17 °C, puesto que: 290 K - 273 °C = 17 °C

Figura de ruido En la práctica el factor de ruido se suele expresar en dB y, entonces, recibe el nombre de figu ra de ruido, representada en las fórmulas mediante las letras NF (Noise Figure). La relación entre factor de ruido y figura de ruido es: NF - 10 log nf Veamos un ejemplo: Supóngase que un amplificador, al calentarse durante su funciona miento, alcanza una temperatura de ruido de 300 K. En esta circunstancia el factor de ruido del amplificador es:

n ~

290 K + T

290 K + 300 K

290 K

290 K

y la figura de ruido: NF = 10 log n f= 10 log 2 = 3 dB En los preamplificadores la figura de ruido es un parámetro muy importante, que debe te nerse siempre presente comparándolo con la relación S/N que hay en la entrada del preamplificador. Si la relación S/N a la entrada del preamplificador es baja, es importante que el preamplificador posea una figura de ruido baja para que no empeore dicha relación. Por contra, si la rela ción S/N es alta, entonces no importa que el preamplificador añada más ruido por tener una figura de ruido mayor. En la práctica resulta muy difícil determinar la relación S/N de una señal captada por antena. Por este motivo, para determinar la figura de ruido que debe tener el preamplificador se suele despreciar el nivel de ruido que incorpora la señal. Un buen sistema para evitar desagradables sorpresas, incluso teniendo niveles altos de señal, es visualizar previamente, mediante un monitor, la imagen de televisión y comprobar que no existe efecto nieve, lo que indica que la relación S/N es buena y, entonces, se podrá utilizar un preamplificador con figura de ruido alta. Si no fuese así, y la imagen en el monitor presenta ra nieve (ruido), entonces debe utilizarse un preamplificador con una figura de ruido baja. Debemos tener en cuenta que nada tiene que ver el nivel de tensión de la señal con el ruido que dicha señal lleva incorporado, ya que puede suceder que una señal de bajo nivel posea una buena relación S/N y que otra, de alto nivel, incorpore mucho ruido. Un sistema para determinar la calidad de una imagen consiste en calcular la relación S/N a partir de la tensión proporcionada por la antena y la figura de ruido del preamplificador utilizado. En la tabla 6.2 relacionamos la figura de ruido NF con el ruido en dBpV, por lo que recurriendo a la tabla 6.1 se puede saber cuál será la calidad de la imagen.

102


NF (dB)

dBpV

NF (dB)

dBpV

5,5

7,8

1,0

3,1

6,0

8,3

1,5

3,6

6,5

8,8

2,0

4,1

7,0

9,3

2,5

4,6

7,5

9,8

3,0

5,1

8,0

10,3

3,5

5,8

8,5

10,8

4,0

6,3

9,0

11,3

4,5

6,8

9,5

11,8

5,0

7,3

10,0

12,3

Tabla 6.2 Relación entre la figura de ruido y el ruido en dBgV.

Así, supóngase que en una antena se obtiene una tensión de 110 pV. Esta señal, expresada en dBpV, tiene un valor: l/.„tona 20 lo g

1 pV

110 pV = 20 lo g -------------- = 20 log 110 = 40,8 dBpV 1 pV

A continuación se resta, a este resultado, los dBpV correspondientes al preamplificador que se utilice. Este dato se puede obtener de la tabla 6.2. Veamos qué sucede con tres preampllficadores A, B y C, con distinta figura de ruido (2, 4 y 6 dB). Según la tabla 6.2, los dBpV correspondientes a estas tres figuras de ruido son: Amplificador A, con 2 dB de NF = 4,1 dBpV Amplificador B, con 4 dB de NF = 6,3 dBpV Amplificador C, con 6 dB de NF = 8,3 dBpV La relación S/N que se obtiene en la salida de estos amplificadores será, por tanto, de: Relación S/N del amplificador A: 40.8 dBpV - 4,1 dBpV = 36,7 dB (Imagen buena según tabla 6.1) Relación S/N del amplificador B: 40.8 dBpV - 6,3 dBpV = 34,5 dB (imagen mediocre según tabla 6.1) Relación S/N del amplificador C: 40.8 dBpV - 8,3 dBpV = 32,5 dB (imagen mediocre según tabla 6.1) De estos cálculos resulta evidente que para una señal tan pobre debe utilizarse un preampllflcador cuya figura de ruido no supere los 2 dB.

103

Un método aproximado para calcular el factor de ruido que debe tener un preamplificador consiste en aplicar la fórmula: ^^preampiiiicador = dBMVantena - (Relación S/N deseada + 2,3) A partir de esta fórmula se puede determinar también qué nivel de señal, en dBpV. debe propor cionar la antena para lograr una buena imagen con un determinado preamplificador. La fórmula es: dB úVan!orai = ^^'preamplificador + Relación S/N deseada + 2,3 Así, si se desea obtener una imagen perfecta, con una relación S/N de 50 dB y un amplifi cador cuya figura de ruido sea de 3 dB, los dBpV que debe proporcionar la antena serán: 3 dB + 50 dB + 2,3 = 55,3 dBpV que corresponden a una tensión de 596 pV. Para finalizar con este importante tema debemos decir que antes de elegir un preamplifica dor se ha de tener muy presente la figura de ruido y su ganancia, y que en ocasiones se debe rá sacrificar esta última para obtener mejores imágenes. Efectivamente, supóngase que a una antena le llega una señal de un canal de UHF que indu ce en ella una tensión de tan sólo 100 pV, correspondientes a 40 dBpV. Como las normas esta blecen que el nivel mínimo de la señal, para que sea aceptable, ha de ser de 60 dBpV, en un principio debe colocarse un preamplificador que aumente el nivel de la señal desde 40 a 60 dBpV, es decir, un preamplificador con una ganancia de 20 dB. Supóngase también que encontramos en el mercado dos preamplificadores. Uno de ellos tiene una figura de ruido de 2 dB y una ganancia de 10 dB y el otro una figura de ruido de 8 dB con una ganancia de 20 dB. En un principio parece que el segundo amplificador es el adecuado, pero efectuando unos sencillos cálculos se comprueba que no es así. Efectivamente, según la tabla 6.2, el ruido en dBpV correspondientes a las dos figuras de ruido citadas son: Para 2 dB de/ VF =4 , 1 dBpV Para 8 dB de NF = 10,3 dBpV Con estos datos se puede determinar la relación S/N obtenida con uno y otro amplificador. Amplificador de 10 dB de ganancia y 2 dB de NF: Relación S/N - dBpVanlena - d B p V ^ = 40 dBpV - 4,1 dBpV = 35,9 dB (lo que proporciona una imagen buena aunque la señal a la salida sea sólo de 50 dBpV). Amplificador de 20 dB de ganancia y 8 dB de NF: Relación S/N = dBpVaniena - dBpVrucjo = 40 dBpV - 10,3 dBpV = 29,7 dB (lo que proporciona una imagen mediocre aunque la señal a la salida alcance los 60 dBpV).

FUENTE DE ALIMENTACIÓN Los amplificadores y preamplificadores son circuitos electrónicos que precisan de una fuente de alimentación para su funcionamiento. Estas fuentes de alimentación suministran una tensión continua que, normalmente, es de 12 o 24 V, y una corriente que debe ser adecuada al tipo y número de amplificadores utilizados. La fuente de alimentación se dispone, en el caso de amplificadores, junto a éstos (figura 6.3), y se conecta a la red eléctrica de 220 V mediante toma de enchufe adecuada.


En los preamplificadores colocados en el bus de los elementos de antena, o en el mástil, la fuente de alimentación les suministra la tensión de 12 o 24 V a través del propio cable coaxial de bajada. Por ello, la fuente de alimentación debe estar protegida de las inclemencias atmosfé ricas colocándola a cubierto en el interior de la vivienda.

CONEXIÓN DE LOS AMPLIFICADORES MONOCANALES En el caso de amplificadores monocanales, es decir, en instalaciones que utilizan un amplifica dor para cada canal, son dos las formas de conectarlos a la antena o antenas receptoras. La primera de ellas, prácticamente en desuso, se denomina técnica del repartidor/mezclador. Consiste en disponer un módulo amplificador para cada canal y una fuente de alimentación. Estos módulos disponen de una sola entrada y una sola salida, por lo que si se utiliza una ante na de banda ancha para captar varios canales, las entradas de todos los amplificadores que se conecten a dicha antena deben hacerlo mediante un repartidor. En la figura 6.9 se puede ver el esquema de conexiones de una instalación en la que la ante na de UHF se conecta a la entrada de un repartidor de 4 salidas, cada una de las cuales se conecta a su correspondiente amplificador monocanal. La antena de VHF, y la de FM, se conectan directamente a sus correspondientes módulos amplificadores. Las salidas de todos los módulos amplificadores se conectan a un mezclador, donde se mezclan todas las señales para que se transporten por un único cable coaxial hacia la toma de antena de la vivienda. Los repartidores y mezcladores se insertan en el circuito enchufándolos a los amplificadores mediante conectores CEI.

6.9 Interconexión de seis amplificadores monocanales mediante la técnica del repartidor/mezclador.

CARACTERÍSTICAS TÉCNICAS DE LOS REPARTIDORES Y MEZCLADORES PARA AMPLIFICADORES DE ANTENA En la figura 6.10 puede verse el diseño con el que se fabrican los reparti dores y mezcladores para amplificadores de antena. Las características técnicas más importantes que deben tenerse en cuenta en ellos son: - Atenuación. - Adaptación de las impedancias de entrada y salida. - Rechazo entre salidas.

6.10 Repartidores/mezcladores para instalaciones como la de la figura 6.9.

105

TELEVISIÓN

Atenuación Como cualquier elemento que se intercale en la línea, el repartidor produce una pérdida de señal (atenuación), que debe ser tenida en cuenta. Se mide en dB. Efectivamente, un repartidor de sólo dos salidas puede producir 4 dB de pérdidas, y si el número de salidas es de cuatro las pérdidas pueden alcanzar los 8 dB. Como dato orientativo podemos decir que las pérdidas en un repartidor son de unos 2 dB por cada salida, si bien siem pre debe consultarse con el fabricante del dispositivo.

Adaptación de impedancias La adaptación de impedancias (o R.O.E.) indica los niveles de reflexión de la señal como con secuencia de una mala adaptación de las impedancias entre el repartidor y el cable coaxial de entrada y salida.

Rechazo entre salidas El rechazo entre salidas es un parámetro de enorme importancia. Indica cómo afectan a las demás salidas las señales parásitas o desadaptaciones existentes en una de ellas. Se mide en dB y suele ser de unos 20 dB en los repartidores de cierta calidad.

TECNICA Z Actualmente los amplificadores monocanales más utilizados son los denominados de técnica Z, los cuales realizan la separación del canal que deben amplificar a su entrada mediante un filtro paso-banda adecuado, y lo vuelve a mezclar en la salida al resto de canales una vez amplificado. Este tipo de amplificadores se distingue de los anteriormente estudiados por poseer dos entradas (E) y dos salidas (S), que permiten la interconexión entre ellos (figura 6.11), con unos puentes de interconexión que facilita el propio fabricante. Estos puentes presentan unas pérdidas mínimas de señal (del orden de 0,3 dB en VHF y 0,5 dB en UHF). Fijémonos también en la ilustración de la figura 6.3, donde se aprecia perfectamente cómo quedan interconectados dos amplificadores consecutivos mediante estos puentes. En estos amplificadores tanto las dos entradas como las dos salidas deben estar cargadas con 75 Q, por lo que si una entrada, o una salida, no está conectada a una línea o a otro ampli ficador, se cargará con una resistencia adaptadora de 75 Í2 (véanse figuras 6.3 y 6.11). En el esquema de conexiones de la figura 6.11 la antena de UHF se ha conectado a la entra da superior del amplificador 1, que amplificará un determinado canal, saliendo la señal amplifi-

V

V V

UHF

75 n

VHF

FM

75 í l

75 Q

i

75 a

SALIDA

6.11

106

Esquema de la interconexión de ocho amplificadores monocanales en técnica Z.


cada por la salida inferior S hacia la entrada E de la fuente de alimentación. Todos los demás canales son rechazados y aparecen en la salida S superior del amplificador 1. El puente de interconexión que une la entrada E de la fuente de alimentación con la salida S del primer amplificador lleva, además de la las señales de RF de televisión, la tensión de ali mentación de 24 V, la cual también queda aplicada al resto de amplificadores a través de todos los puentes de interconexión que los unen. La antena de UHF, de banda ancha, también capta otros canales de televisión. Estas seña les aparecen en la salida S superior del primer amplificador y se aplican a la entrada E del segundo. Este segundo amplificador selecciona, mediante el filtro paso-banda que incorpora, otro de los canales que se desea amplificar, apareciendo ya amplificado en su salida inferior S. Observemos ahora que la salida Inferior S del segundo amplificador está conectada a la entrada E inferior del primer amplificador. Ello quiere decir que la señal amplificada del segundo amplificador se mezcla en el primero con la señal amplificada de éste, saliendo juntas hacia la entrada E de la fuente de alimentación. El proceso descrito de separaciones y mezclas de señales se repite exactamente Igual en los siguientes amplificadores (3, 4, 5 y 6). El sexto amplificador no tiene su salida superior conectada a la entrada superior del sép timo. Ello se debe a que el amplificador 7 se ha destinado a la amplificación de un canal de VHF, por lo que precisa de su propia antena, que va conectada a su entrada superior E. Como resultado de ello, en la salida superior del sexto amplificador se conecta una resis tencia adaptadora de 75 £2. También la salida superior del séptimo amplificador posee una resistencia adaptadora de 75 £2, puesto que la antena de VHF sólo amplifica un canal de esta banda y, por tanto, no se han dispuesto más amplificadores. Sin embargo, la salida inferior S del séptimo amplificador sí que se conecta a la entrada infe rior E del sexto para su mezcla con las demás frecuencias de UHF. El octavo amplificador está destinado a la amplificación de la banda II de VHF, es decir, a las emisiones de radio en FM. Este amplificador se encarga de la amplificación de toda la banda II, por lo que en cierto modo podríamos considerarlo como un amplificador de banda ancha. Como es normal en este tipo de instalaciones, tanto la salida superior del octavo amplifica dor como su entrada inferior tienen conectadas una resistencia adaptadora de 75 £2, puesto que a estos puntos no se conecta ningún otro amplificador. La salida Inferior del octavo amplificador se conecta a la entrada inferior del séptimo para Ir mezclándose, a partir de este punto, con el resto de señales. Dado que es posible que las señales de las distintas emisoras no lleguen con la misma inten sidad a las antenas, los amplificadores van dotados de un control de ganancia que permite, mediante su ajuste, igualar los niveles de las señales amplificadas. Algunos amplificadores monocanales están dotados de un circuito de CAG (Control Automático de Ganancia) que permite mantener constante el nivel de la señal a la salida del amplificador. Para finalizar este apartado diremos que en la técnica Z no se conectan los amplificadores de los diferentes canales de forma arbitraria, sino que debe seguirse un orden determinado que vamos a exponer a continuación. Cuando se utiliza una amplificación individualizada de canales mediante la técnica Z, deben tenerse muy presentes las siguientes consideraciones (véanse figuras 6.12, en la que sólo m os tramos las conexiones inferiores de los amplificadores para evitar confusiones): a) En las bandas de UHF hay que dejar dos canales intermedios sin utilizar entre dos utiliza dos. b) Los amplificadores se disponen de mayor a menor canal, extrayendo la salida por el canal más alto. En la figura 6.12 el amplificador correspondiente al canal más alto está situado junto a la fuente de alimentación y, a partir de él, los amplificadores amplifican canales de frecuencias cada vez más bajas.

107

TELEVISIÓN

1

2

3

4

5

6

SALIDA

6.12 Forma de disponer los amplificadores de UHFen técnica Z.

c) Cuando sólo se utilice una salida, ésta se hace por la fuente de alimentación (figura 6.12). d) Las entradas y salidas que no se utilicen deben adaptarse con cargas de 75 £2. Añadimos que existen dos configuraciones para el montaje de amplificadores según esta técnica:

• Con una salida. • Con dos salidas. Veamos a continuación las peculiaridades de una y otra configuración.

Amplificación de canales adyacentes en técnica Z (una salida) Si fuese necesario am plificar canales consecutivos (cosa no muy corriente), se conectarán los am plificadores com o se indica en la figura 6.13, que consiste en disponer los am plifi cadores en grupos. Cada uno de esos grupos se conecta de la misma form a que se ha explicado. El truco consiste en lo siguiente (figura 6.13): el primer amplificador del primer grupo amplifi ca el canal 39, el primer amplificador del segundo grupo el 40, y el primer amplificador del ter cer grupo el 41. Este orden se va repitiendo con los siguientes amplificadores. Fíjese que con este método, además de amplificar todos los canales de UHF (desde el 27 al 41), y los canales 4, 5 y 6 de VHF, se respeta: a) La separación de dos canales en dos amplificadores consecutivos de un mismo grupo. b) El orden de colocación de los amplificadores, en cada grupo, de mayor a menor, a partir de la fuente de alimentación. c) Que la salida de cada grupo se efectúe por la salida de la fuente de alimentación respectiva. El único inconveniente de estos montajes es que precisan de un mezclador de tantas entra das como grupos se formen, para que todas las señales pasen hacia un único cable coaxial de salida, lo cual supone una atenuación de las señales debida al mezclador, que debe compen sarse aumentando el nivel de salida en los amplificadores. La pérdida en el mezclador se cifra en unos 4 dB para los de dos entradas y de 7 dB para los de tres. A esta pérdida de señal debe añadirse una pérdida adicional consecuencia de la intermodulación que introduce cada amplificador en el canal adyacente, y que se cifra en 4 dB. Veamos un ejemplo de cálculo determinando qué niveles de señal se obtiene en un montaje como el de la figura 6.12 (con seis amplificadores para UHF), y en una de las ramas del monta je de la figura 6.13, que también tiene seis amplificadores (cinco de UHF y uno de VHF). Para ello supondremos que todos los amplificadores poseen la misma ganancia, con un nivel máxi mo de salida de 120 dBpV.

108


GRUPO 1

>

>

>

>

>

C27

C4

>

TLTT_rTJrt_JllTTLT C39

C36

C33

C30

75 £2 GRUPO 2

>

O

C40

C37

C34

C31

C28

C5

75 Si GRUPO 3

%

> C41

t>

> C38

C35

> C32

> C29

> C6

u x _ r T j _t_ n _ rr_ j 75 £2

Y SALIDA

6.13 Forma de conectar amplificadores monocanales en técnica Z para la amplificación de canales adyacentes y con una sola salida.

Pérdidas en el montaje de la figura 6.12: Pérdidas en los puentes de interconexión para el canal más desfavorable de UHF, conside rando que cada puente aporta una atenuación de 0,5 dB para la señales de UHF. 6 puentes x 0,5 dB/puente = 3 dB Nivel máximo de tensión a la salida del sistema: 120 d B p V - 3 dB = 117 dBpV

Pérdidas en el montaje de la figura 6.13: Pérdidas en los puentes de interconexión para el canal más desfavorable de UHF, conside rando que cada puente aporta una atenuación de 0,5 dB para las señales de UHF y de 0,8 dB para las de VHF: 5 puentes de UHF x 0,5 dB/puente = 2,5 dB Y para el canal de VHF (la señal pasa por todos los puentes): 6 puentes x 0,3 dB/puente = 1,8 dB

109

TELEVISIÓN

Pérdidas por la utilización de canales adyacentes: 4 dB. Pérdidas debidas al mezclador de tres entradas: 7 dB. Nivel máximo de tensión en la salida del sistema: Para UHF: 120 dBpV - 2,5 dB - 4 dB - 7 dB = 106,5 dBpV Para VHF: 120 dB|jV - 1,8 dB - 4 dB - 7 dB = 107,2 dBpV Con estos cálculos queda demostrado que el sistema de canales adyacentes presenta más pérdidas (en el ejemplo desarrollado unos 10 dB de pérdidas totales), lo cual debe ser tenido en consideración.

Amplificación de canales adyacentes en técnica Z (dos salidas) En ios esquemas de las figuras 6.14 y 615 se puede ver dos formas de conectar amplificado res monocanales en técnica Z para canales adyacentes, pero con dos salidas. En el montaje de la figura 6.14 se utilizan dos mezcladores, a los cuales se conectan las sali das de los tres grupos de amplificadores. Todo lo expuesto en los apartados anteriores es válido para este caso. La única diferencia que hemos introducido, intencionadamente, es que los amplificadores están aquí ordenados de menor a mayor, con el menor al lado de la fuente de alimentación. Esta disposición sólo es posi ble por tratarse de un sistema Z con dos salidas. Resulta interesante observar cómo se han dispuesto los amplificadores en el montaje de la figura 6.15. En este montaje, aunque se amplifican canales adyacentes (4 y 5 de VHF y 33, 34, 36 y 37 de UHF), el orden con el que se han dispuesto permite que existan dos canales inter medios entre dos adyacentes. El caso de los canales 36 y 37 es especial, pues están conecta dos directamente a una segunda salida.

0 C4

C23

0 C26

C29

>

>

C32

C35

LTTlJXJ~LZrLTTLJ

C24

C27

C30

C33

LJH _rLTLJLJLJ

M C6

L

T

>

>

>

C25

C28

C31

t J T

C36

l»l li>J

C34

C37

J t J t J I J

Y

Y

SALIDA

SALIDA

6.14 Forma de conectar amplificadores monocanales en técnica Z. para la amplificación de canales adyacentes y con dos salidas.

110


> C4

> C33

>

>

i>

C36

C37

C34

L T X T llJ SALIDA

PROLONGADOS! CONECTOR

SALIDA

C5

9.15 Otra forma de conectar amplificadores monocanales en técnica Z, para la amplificación de canales adyacentes y con dos salidas.

Para que este montaje sea posible, la salida adicional se realiza con un prolongador conector. Este elemento permite el paso de la corriente continua desde la fuente de alimentación hacia los amplificadores de los canales 37, 34 y 5 y, por otro lado, bloquea el paso de esta corriente hacia la línea de salida.

AMPLIFICADOR DE BANDA ANCHA Los amplificadores de banda ancha son capaces de amplificar una amplia gama de frecuencias, abarcando todas las bandas de VHF y UHF. En la actualidad se emplean amplificadores de banda ancha de múltiples entradas (normal mente cuatro), y cuyo circuito se puede ver en el esquema de la figura 6.16.

6.16 Esquema sinóptico de un amplificador de banda ancha con atenuadores independientes en cada entrada de antena.

Consiste, simplemente, en disponer tantas entradas com o antenas se conectan al ampli ficador. Cada una de estas entradas posee un circuito atenuador ajustable, mediante el cual se puede bajar el nivel de las señales más fuertes para igualarlas con el nivel de la señal más débil. Una vez igualadas todas las señales, se mezclan y amplifican en el mismo circuito. Como todas las señales tienen el mismo nivel a la entrada del mezclador, en la salida de éste siguen estando igualadas en nivel aunque, lógicamente, algo atenuadas. El amplificador que sigue hará que aumente el nivel de todas las señales por igual, y en la salida del amplificador se obten drán todas las bandas con el mismo nivel de salida. A pesar de esta notable ventaja, no todos los canales poseen el mismo nivel, puesto que cada atenuador actúa por banda y no por canal, y si ios canales de una banda determinada lle gan al atenuador correspondiente con niveles distintos, al ser atenuados todos en la misma pro porción saldrán todos ellos del atenuador con niveles también distintos. 111

TELEVISIÓN

En resumen, sólo una amplificación individualizada por canal, mediante amplificadores monocanales, con ajuste de la ganancia y circuito de CAG proporciona niveles de señal iguales para todos los canales. Las características técnicas de los amplificadores para banda ancha son las mismas que las de los amplificadores monocanales, si bien hacen referencia, naturalmente, a cada una de las bandas que amplifican.

FILTRO TRAMPA El filtro trampa, o filtro supresor de canal, se utiliza en los amplificadores de banda ancha para atenuar al máximo posible un canal que interfiere en otro de señal débil que se desea amplificar. En la figura 6.17 puede verse la curva característica de un filtro trampa. En este caso hemos supuesto que está sintonizado en el canal 29 de UHF. Obsérvese que todas las frecuencias de este canal, es decir, todas las frecuencias comprendidas entre 534 y 542 MHz, son atenuadas en más de 10 dB por el filtro.

6.17 Curva característica de la atenuación en función de la frecuencia de un filtro trampa.

Las restantes frecuencias del espectro, o sea las frecuencias de todos los demás canales, pasan perfectamente por el filtro, si bien son atenuadas 1 dB ya que han de pasar necesaria mente por el circuito del filtro (pérdidas de inserción). Estos filtros se disponen antes del amplificador o preamplificador de antena, o bien antes del amplificador monocanal afectado por la interferencia, de forma que el canal que se desea evitar sea eliminado antes de ser amplificado. En la figura 6.18 hemos dibujado la forma de conectar un filtro trampa en una instalación con amplificadores monocanales.

C39

6.18 Forma de disponer un filtro trampa para la supresión de un canal.

112


Según las necesidades de atenuación, en las Ins talaciones se disponen uno o más filtros en cascada. Si se dispone un único filtro, la atenuación puede ajus tarse entre 10 y 20 dB, mientras que si se disponen varios en cascada pueden obtenerse atenuaciones de 40 a 50 dB para el canal sintonizado. En la figura 6.19 se puede ver el esquema de una instalación con tres filtros trampa sintonizados a los canales 43, 45 y 47 de UHF, para obtener la atenua ción del nivel de señal de estos tres canales. Los filtros trampa son circuitos sintonlzables, es decir, que mediante el ajuste de un pequeño trimmer se modifica la frecuencia de sintonía y, por tanto, el canal eliminado. Esta particularidad permite, en circuitos filtro con varias células, dos posibilidades:

„ ■ ■, * w - .. 6.19 Para suprimir la entrada de señal de varios canales a un amplificador se pueden conectar los filtros trampa en serie.

1.a Que todos los filtros estén sintonizados a la misma frecuencia. En este caso aumenta con siderablemente la atenuación del canal sintoni zado. 2.a Que los filtros estén sintonizados a frecuencias distintas. En este caso se atenúan por igual los canales sintonizados por cada uno de los filtros. En la figura 6.20 se muestra la curva característica que se obtiene de un filtro trampa de tres células al ser sintonizado a tres frecuencias distintas. Observe que se han sintonizado las frecuencias de los cana les 43, 45 y 47 de UHF, correspondiente al esquema de la figura 6.19, por lo que estos tres canales no pasan hacia el amplificador.

FILTRO PASO-CANAL En la figura 6.21 hemos dibujado la curva característica de un filtro paso-canal. Se trata de un filtro que funciona al revés de los filtros trampa, es decir, deja pasar un solo canal y evita el paso de todos los demás. Es muy eficaz cuando se desea amplificar la señal de una sola emisora de televisión y se han de eliminar los residuos de otros canales que puedan ser captados por la misma antena.

MHz

6.20 Curva característica de la atenuación en función de la frecuencia del conjunto de tres filtros trampa conectados en serie y sintonizados a frecuencias de canales distintos.

6.21 Curva característica de la atenuación en función de la frecuencia de un filtro paso-canal,

113

En la figura 6.22 se muestra el esquema de conexión, que es idéntica a la de los filtros tram pa, es decir, las señales han de pasar por él antes de ser aplicadas al amplificador. En el caso de tener que instalar dos o más filtros paso-canal, uno para cada canal, debe tenerse presente que han de conectarse en paralelo (en vez de la conexión en serie de los filtros trampa) ya que si se conectasen en serie, el primero de los filtros por el que pasen las señales evitaría el paso de todos los canales menos de aquel para el que esté sintonizado y, por tanto, sólo esta señal pasaría al siguiente filtro, donde también sería eliminada al estar sintonizado este segundo filtro a otra frecuencia. En la figura 6.23 se ha dibujado el esquema de una instalación con tres filtros paso-canal, sintonizados a las frecuencias de los canales 29, 35 y 40. Veamos algunos detalles de esta ins talación. Se ha supuesto que a la antena llegan todas las frecuencias de las bandas IV y V de UHF, pero que sólo interesa que se amplifiquen los canales 29, 35 y 40. El primer circuito que debe disponerse es un separador de canales. Las salidas de este sepa rador de canales (que en este caso deben ser tres) se conectan a cada filtro paso-canal. Uno de los filtros deja pasar la señal del canal 29. evitando el paso de todas las demás, el segundo filtro hace lo mismo para el canal 35, y el tercero con el canal 40. A la salida de los filtros se obtienen así sólo los canales 29, 35 y 40, los cuales se aplican a un mezclador, donde se unen de nuevo para ser aplicadas a un amplificador de banda ancha, el cual sólo amplificará estos tres canales, puesto que a su entrada no llega señal alguna de otros canales. Dos características importantes que debemos tener presente al adquirir un filtro paso-canal es el rechazo que presenta al canal adyacente, que debe ser lo más alto posible. Un buen filtro de canal debe presentar un rechazo al canal adyacente mayor de 20 dB. La otra característica es ia pérdida de inserción, es decir, la atenuación provocada por el filtro en la instalación al inter calarse en ésta, y que ha de ser la menor posible (entre 1 y 4 dB).

C27 C29

C3I

T t>

6.22 Esquema sinóptico de la conexión de un filtro paso-canal. En este caso sólo deja pasar el canal 29 hacia el amplificador.

6.23 Esquema sinóptico de una instalación de tres filtros paso-canal conectados en paralelo que permiten el paso de tres canales hacia el amplificador.

CONVERSORES En ciertos casos puede necesitarse la conversión de la frecuencia de un canal captado por ante na en otro de frecuencia distinta. Asi, por ejemplo, si por algún motivo se reciben dos señales muy fuertes de canales adya centes, una puede interferir en la otra y las imágenes quedarían afectadas. Se verían, en cada uno de los canales, unas sombras correspondientes a la imagen del otro canal. Una eficaz solución a este problema consiste en utilizar un conversor de frecuencias.


Su funcionamiento consiste en efectuar un heterodinaje o mezcla de las frecuencias del canal a cambiar, con la frecuencia de un oscilador local. La mezcla de estas dos frecuencias da lugar a frecuencias suma y diferencia de las de entrada con la del oscilador local. Con ello se despla zan las frecuencias del canal sintonizado hacia valores de frecuencias de otros canales. La frecuencia del oscilador local debe ser muy estable y de valor igual a la diferencia entre la portadora de vídeo del canal de entrada y la portadora de vídeo del canal de salida. Normalmente se utilizan osciladores con sintetizador PLL a cuarzo. Así, por ejemplo, supongamos que se desea efectuar la conversión del canal 55 de UHF al canal 42. Como la frecuencia de la portadora de vídeo del canal 55 tiene un valor de 743,25 MHz, y la del canal 42 de 639,25 MHz, la frecuencia del oscilador local del conversor deberá ser de: f0 = fK - fA2 = 743,25 MHz - 639,25 MHz = 104 MHz SI el oscilador genera esta frecuencia, al mezclarla con las frecuencias del canal 55 dará lugar a las siguientes frecuencias y canales: Canal 55 (742 a 750 MHz) Resultado de la mezcla por diferencia: 742 MHz - 104 MHz = 638 MHz 750 MHz - 104 MHz = 646 MHz Esta gama de frecuencias, de 638 a 646 MHz, corresponde al canal 42 de UHF. Resultado de la mezcla por suma: 742 MHz + 104 MHz = 846 MHz 750 MHz - 104 MHz = 854 MHz Esta gama de frecuencias, de 846 a 854 MHz, corresponde al canal 68 de UHF. Mediante un filtro trampa se suprime el paso de las frecuencias de uno de estos dos cana les, por ejemplo el del 68, obteniendo asi sólo las frecuencias correspondientes al canal 42 que, lógicamente, llevan la misma información de audio y vídeo del canal original (el 55). En la figura 6.24 puede verse el esquema sinóptico de un conversor como el descrito, en el cual se aprecian las diversas etapas citadas. Fijémonos que antes de efectuar la conversión de uno de los dos canales se separan éstos mediante un separador, y una vez efectuada la con versión de uno de ellos vuelven a unirse en un circuito mezclador. Los conversores son aconsejables en instalaciones de antenas colectivas con un número ele vado de tomas, en las que la longitud del cable coaxial hasta la última toma es muy grande y hace aconsejable distribuir en canales de VHF, o cuando existen canalesde UHF muy separa dos que son difíciles de ecuallzar.

CARACTERÍSTICAS TÉCNICAS DE LOS CONVERSORES En los conversores se aprovecha su circuitería electrónica para llevar a cabo una amplificación de las señales. La ganancia no es muy alta, pero sí lo suficiente para compensar las pérdidas que produce su inserción en la instalación. Los factores que deben considerarse a la hora de instalar un conversor son los siguientes: • Tensión máxima de salida. Se expresa en dBpV. • Rechazo del canal adyacente. Debe ser el mayor posible y se expresa en dB. • Figura de ruido. Es un dato muy importante, ya que un ruido elevado afecta a la posterior amplificación de la señal en el amplificador. Se expresa en dB y debe ser la menor posible. • Canales de conversión.

115

TELEVISIÓN

6.24 Esquema sinóptico de las partes constituyentes de un conversory su forma de instalarlo.

La tensión de alimentación del conversor se obtiene del amplificador al que va conectado, a través de un conector tipo CEI que transporta la señal de televisión, por lo que bastará con enchufarlo a la entrada de antena del amplificador (figura 6.25).

Conversor C65/C12

6.25 Detalle de un conversor instalado en un amplificador, para la conversión de un canal de UHFen otro de VHF.

116

Línea de bajada de antena

Capítulo 7

INTRODUCCIÓN El elemento que une la antena con el receptor es la línea de bajada de antena. Esta línea debe tener unas características bien definidas y calculadas si no se quiere echar por tierra todo el tra bajo de la instalación. Muchas veces se achaca la culpa de una mala recepción de la señal a la antena cuando el defecto se encuentra en la línea, ya sea por utilizar un cable inadecuado, ya sea por estar en malas condiciones de conservación. En el presente capítulo se estudia con algún detalle la teoría de las líneas, los cables empleados en las líneas de bajada de antena y los elementos de conexión y distribución de dichas líneas.

RESISTENCIA ELÉCTRICA DE UNA LÍNEA DE TRANSMISIÓN Antes de Iniciar el estudio de las líneas conviene diferenciar entre líneas cortas y largas. Se denomina línea corta aquella cuya longitud física es menor que la longitud de onda de la corriente que circula por ella. Se denomina línea larga aquella cuya longitud física es mayor que la longitud de onda de la corriente que circula por ella. De las dos clases de líneas citadas son las líneas largas las que nos interesan, pues las lí neas de bajada de antena son, por lo general, más largas que la longitud de onda de las seña les que por ellas se transmiten. Efectivamente, una antena de TV preparada para recibir la banda IV de UHF, cuya longitud de onda más larga es de 0,63 m (correspondiente a la longitud de onda más grande de la banda de U H F ), es seguro que estará unida al receptor por una línea de bajada de antena de longitud superior a esos 0,63 m, por lo que se considera línea larga. No digamos si la antena recibe la banda V de UHF, cuya longitud de onda es aún más pequeña. Una vez centrados sobre la clase de líneas que nos interesan supongamos, en un principio, que todas las líneas son uniformes en toda su longitud en lo que respecta a material, dimen siones, aislamiento, etc. Analicemos las condiciones de corriente y tensión en una línea larga, para lo cual supondre mos que ésta tiene una longitud infinita. Con el fin de simplificar los cálculos imaginemos que al principio de la línea se ha conecta do una fuente de corriente continua (figura 7.1).

7.1 Circuito equivalente de una línea de transmisión perfecta, de longitud infinita, alimentada por uno de sus extremos por una fuente de alimentación de corriente continua.

117

Si la resistencia eléctrica de la línea fuese nula y el aislamiento entre conductores total, la corriente en la línea sería la misma en todos sus puntos y la tensión entre los conductores per manecería constante e igual a la tensión de la fuente de alimentación en todos los puntos de la línea. Este caso, como se sabe, no se presenta en una linea real, ya que los conductores pre sentan resistencia al paso de la corriente y el aislamiento entre ellos no es perfecto. Supongamos ahora una línea real de 1 km de longitud, formada por dos cables de 0,9 mm de diámetro. La resistencia eléctrica de cada uno de ios hilos conductores de la línea la esta bleceremos en 27 ü por cada kilómetro de longitud y su resistencia de aislamiento de 1,85 MS2. Puede representarse esta línea por un circuito equivalente formado por dos resistencias en serie de 27 Í2 y una derivación de 1,85 MÍ2 (figura 7.2). 27 U.

7.2 Circuito equivalente de una línea de transmisión real, de longitud finita con una oposición al paso de la comente de los conductores y cuyo aislamiento no es perfecto. Una línea real de longitud infinita puede compararse con infinitos elementos como el descri to, por lo que tanto la corriente como la tensión en ella disminuye de un modo continuo. La corriente disminuye a consecuencia de la resistencia de aislamiento y la tensión a conse cuencia de la resistencia eléctrica de los conductores. En la figura 7.3 se ha representado grá ficamente la dependencia de la corriente y tensión respecto a la longitud de la linea. La curva obtenida es una curva exponencial.

vr

7.3 Curva de dependencia de la corriente y tensión respecto a la longitud de la línea. La corriente /,, al principio de la línea, viene dada por la tensión de la fuente de alimentación l/, y la resistencia de entrada de la línea fí,. Para el cálculo de R t se recurre a un pequeño artificio consistente en quitar del principio de la línea un tramo de 1 km; el resto de la línea continúa teniendo la misma resistencia ya que es infinitamente larga, es decir, la resistencia de entrada continúa siendo fí, (figura 7.4). Se puede así representar el circuito equivalente de la figura 7.5 en la cual la resistencia de entrada vale: R R.

R.

RpR ,i R& + R. + R.

De esta expresión se deduce, después de algunos cálculos matemáticos, que la resistencia fl, vale, aproximadamente:

LÍNEA DE BAJADA DE ANTENA

27 í l

f ít

-----------oo

7.4 Para el cálculo de R, se recurre a quitar del principio de la línea un tramo de 1 km y el resto de la linea se considera con la misma resistencia, ya que es infinitamente larga.

Rs/2

R, 7.5 Circuito equivalente de la figura 7.4.

Así pues, en el caso que nos ocupa, la resistencia de entrada R, vale: R, - v

fíp = V 54

x 1.850.000 Q = 10 kí2

El valor considerado de R, es sólo válido para una línea de longitud infinita, y se designa como resistencia propia de línea, dependiendo únicamente del material, sección y aislamiento de los conductores. En el caso de una línea finita, a la que se le conecta una resistencia de carga R2 igual a la resistencia propia de la línea (R2 = R,), se obtiene la máxima energía transmitida de la línea a la carga, puesto que ambas resistencias son iguales. El mismo principio rige a la entrada de la línea; es decir, la máxima energía transmitida de la fuente de alimentación a la línea se obtiene cuando la resistencia interna de la primera R es igual a la resistencia propia de la línea. La máxima energía suministrada se logra, pues, cuando se cumplen las igualdades: R¡ = R, = R2

IMPEDANCIA DE UNA LÍNEA El ejemplo expuesto no sirve, en parte, para las líneas de bajada de antena, ya que la corriente que circula por ellas no es continua, sino alterna. En una línea por la que circula una c.a. se tiene, además de lasresistencias propias de los conductores y del aislamiento entre ellos, una capacidad entre conductores que depende del diámetro de éstos, de su separación y de la constante dieléctrica del aislante, y dos inductan cias, ya que el campo magnético variable creado por la corriente alterna que circula por los con ductores engendra en ellos una tensión inducida que se opone a la circulación de la comente por la línea. En la figura 7.6 se ha representado el circuito equivalente de una línea de 1 km de longitud, formado por las resistencias óhmicas de los conductores y del aislamiento entre ellos, una capa cidad, que hemos estimado en 33,5 nF, y dos inductancias de 350 pH cada una. En comente alterna, la línea posee, por tanto, una cierta impedancia Z, que viene dada por los valores resistivos (R) y reactivos (Xc y XL) de la línea.

119

TELEVISIÓN

3 5 0 uH

3------------1 7.6 Circuito equivalente de una línea de 1 km de longitud, formado por las resistencias óhmicas de los conductores y aislamiento, una capacidad parásita entre conductores y la inductancia debida a las corrientes inducidas generadas en los conductores.

----------- o

1------------

1,85 M f l

■N

I'

27 Q

: I 33,5 nF

350 uH

1 1 km

En la práctica, y para frecuencias elevadas, se desprecia el valor de las resistencias óhmicas, ya que el valor de éstas es muy reducido en líneas de bajada de antena, puesto que la longitud del cable suele estar comprendido entre unos 10 m y 50 m como mucho. La impedancia de la línea puede así limitarse sólo a la influencia de las reactancias capaciti va e inductiva, deduciéndose su valor a partir de la igualdad:

La impedancia no depende ya de la frecuencia, sino tan sólo de la inductividad y de la capa cidad de la línea, es decir, de su construcción. Esta impedancia Z provoca un desfase entre la corriente y la tensión de la línea. En la figura 7.7a hemos representado una línea de 5 km de longitud, en la figura 7.7b el dia grama vectorial de la corriente (/,) y de la tensión (l/,) en el principio de la línea y en la figura 7.7c la corriente /2, y la tensión V2 a una distancia de 5 km del comienzo de la línea. Aquí es preciso indicar que tanto el desfase N como la impedancia Z dependen de la fre cuencia. En el ejemplo expuesto se ha considerado una frecuencia de 800 Hz, caso que no corresponde a las líneas de bajada de antena, por las cuales circulan, como ya se sabe, corrien tes de frecuencias muchísimo más elevadas.

I, = 17,8 mA

l¡ = 12,8 mA

7.7 a) Línea de 5 km de longitud, alimentada por una corriente alterna de 800 Hz. b) Diagrama vectorial de la tensión y corriente en los puntos A - A ’.c) Diagrama vectorial de la tensión y corriente en los puntos B - B ’.

El hecho de no considerar la resistencia propia de la línea en el cálculo de la impedancia no implica que se desprecie su influencia en la atenuación de la línea. Efectivamente, a elevadas frecuencias los electrones circulan por la superficie del cable (efec to pelicular), disminuyendo la sección útil del cable y aumentando con ello su resistencia óhmica. Como consecuencia de esto, la atenuación de un cable por el que circula una corriente de RF es elevada. Así, y a título de ejemplo, diremos que la atenuación de un cable coaxial suele tener unos 11 dB en 100 m cuando por él circula una corriente de 100 MHz; de 23 dB en 100 m cuando la frecuencia es de 400 MHz; y si la frecuencia de la corriente es de 3 GHz la ate-

120


nuación sube nada menos que a unos 90 dB cada 100 m, lo cual supone que en un cable de 25 m de largo la atenuación, a 3 GHz, alcanza los 21,75 dB o, lo que es lo mismo, la tensión de salida es, tan sólo, un 8 % del valor de la tensión de entrada.

COEFICIENTE ANGULAR El giro de fase por km de línea se designa por coeficiente angular 8. En el caso expuesto como ejemplo (figura 7.7c) el coeficiente angular vale: 8 = ■■ 20 = 4°/km 5 km

VELOCIDAD DE PROPAGACION Midiendo el coeficiente angular se puede hallar la velocidad de propagación v de la línea. Así, si en un tramo de 1 km de longitud la fase gira un ángulo p = 4°/km, para girar 360° necesita un tramo: 360°

360°

p

4°/km

= 90 km

Considerando la energía transmitida a lo largo de la línea como una onda eléctrica, la longi tud de onda resulta ser X - 90 km. La velocidad de propagación es, pues: v - f = 90 km x 800 Hz = 72.000 km/s Como se aprecia, la velocidad de propagación por cable resulta notablemente inferior a la velocidad de propagación en el espacio libre (300.000 km/s). Esta reducción de velocidad es debida a la inductancia y capacidad de la línea. Es muy usual expresar la velocidad de propagación en % (o en tanto por uno) de la veloci dad de propagación de las señales radioeléctricas que, como sabe, es de 300.000 km/s, con lo cual resulta muy sencillo el cálculo de la longitud de onda de una señal en una línea de trans misión. Efectivamente, si se sabe que la velocidad de propagación de un cable coaxial es del 0,66, y se utiliza para la transmisión de una señal cuya frecuencia es de 100 MHz, la longitud de onda de esta señal valdrá, en el cable, 300.000 km/s „ „ X = ----------------------- 0,66 = 1,98 m 100 MHz lo cual quiere decir que cada 1,98 metros de la línea se repite el valor instantáneo de la ampli tud de onda de la señal que por ella circula, y que esta señal tiene una longitud de onda más corta que en el espacio libre (en este caso sería de 3 m). Para finalizar diremos que en las líneas de transmisión la velocidad de propagación oscila entre un 0,66 para las líneas coaxiales y un 0,98 para las líneas planas con hilos desnudos.

CAPACIDAD NOMINAL Los dos hilos que forman una línea de transmisión, tanto si es simétrico como asimétrico, for man las placas de un condensador cuyo dieléctrico es el aislante existente entre ellos. 121

Esta capacidad parásita es muy pequeña, del orden de 50 a 100 pF por cada metro de cable, pero debe tenerse presente en según qué aplicaciones.

TENSIÓN MÁXIMA DE SERVICIO Es el valor máximo de tensión que puede aplicarse entre los dos conductores del cable sin que el dieléctrico sufra daño alguno. Depende del material con el que está fabricado el dieléctrico y de su espesor. En la actualidad la tensión máxima que puede soportar un dieléctrico, debido a los buenos materiales aislantes existentes, oscila entre unos 750 y 11.000 V.

POTENCIA MÁXIMA La potencia máxima que puede ser transmitida por un cable depende de la temperatura a la que esté sometido y de la frecuencia de la señal que por él circula. Los fabricantes de cables indican en sus catálogos la potencia máxima en kW a una tempe ratura dada (normalmente 40 °C) y para diferentes frecuencias.

TEMPERATURA LÍMITE DE LA CUBIERTA La temperatura límite de la cubierta depende exclusivamente del material del que esté fabri cada. Como orientación, en la tabla 7.1 se indican las temperaturas límite de los diferentes tipos de cubierta utilizados en la fabricación de cables.

Designación militar

Tipo de cubierta

Límite de temperatura (OQ\

Tipo I

Cloruro de polivinilo negro

-4 0 a + 80

Tipo II

Cloruro de polivinilo gris

-2 5 a + 80

Tipo lia

Cloruro de polivinilo negro o gris

—40 a + 90

Tipo Illa

Polietileno negro

-5 5 a + 85

Tipo V

Fibras de vidrio trenzadas

-5 5 a + 250

Tipo VII

Teflón (politetrafluoruro de etileno)

-5 5 a + 250

Tipo IX

Teflón (fluorato etílico propílico)

-5 5 a + 200

Tabla 7.1 Temperaturas límite de ¡as cubiertas para cables.

ATENUACIÓN La disminución de la corriente y de la tensión a lo largo de la línea, consecuencia de su resis tencia óhmica, se expresa por el concepto atenuación o amortiguación de la línea, y se mide en dB. La atenuación se refiere a un trozo de línea de 1 o de 100 m y a una frecuencia determina da, ya que depende mucho de ella. Para calcular la atenuación de una línea se miden las tensiones de salida y entrada y se apli ca la fórmula:


V2

a = 20 log — r -

donde Vt es la tensión de entrada de la línea y V2 la tensión de salida. Las atenuaciones son negativas, puesto que el cociente t/2/l/, siempre será un número deci mal menor de 1. Así, por ejemplo si la tensión de salida V? es de 108 pV, y la de entrada 180 pV, aplicando la fórmula anterior tendremos: V, a = 20 log

V.

= 20 log

108 pV „ on 180 pV

= 20 log 0,6 = 20 x -0,22 - -4,44 dB

RELACIÓN DE ONDAS ESTACIONARIAS Hasta aquí se ha considerado sólo la línea en sí, sin embargo, al final de toda línea hay un recep tor que debe ser tenido en cuenta. Como se ha dicho en un apartado anterior, la resistencia de carga R2 debe ser igual a la resistencia propia de la línea, es decir, igual a su impedancia, con el fin de transmitir la máxi ma energía. Cuando la resistencia de carga Rz es igual a la impedancia Z de la línea, ésta actúa como una línea de longitud infinita. Si a la línea se conecta un receptor con una resistencia de valor distinto a la Impedancia pro pia de la línea, el receptor no recibe la máxima energía, sino algo menos. La energía que no recibe la carga regresa al principio de la línea en forma de onda reflejada. Los dos casos extremos se presentan cuando la línea está abierta (ft2 = °°) y cuando está cortocircuitada [R2 = 0). En ambos casos toda la energía suministrada por la antena se refleja de nuevo hacia ella. Las dos ondas, la que sale y la que regresa a la antena, se anulan en determinados puntos de la línea y se suman en otros. La repartición de corriente y tensión que así se obtiene presenta una periodicidad a lo largo de la línea, de una semilongitud de onda. Debido a que esta onda parece estar quieta, se la denomina onda estacionaria. En la figura 7.8 se ha representado la repartición o distribución de corriente y tensión de una onda estacionaria a lo largo de una línea, para cinco valores distintos de la resistencia de carga. Sobre las figuras que representan a la línea se ha dibujado el valor eficaz de la corriente (cur vas tramadas) y el de la tensión (curvas sin tramar) a lo largo de dicha línea. En la figura parcial 7.8a la salida de línea está en cortocircuito (R2 = 0). Como consecuencia no habrá tensión y la corriente alcanza su valor máximo. En la figura parcial 7.8b la resistencia de carga Rz es inferior al valor de la impedancia de la línea (R? < Z). La onda estacionarla que aparece es menos definida, apareciendo un cierto valor de tensión y de corriente en el receptor. Dividiendo el valor máximo de Vmáx por el valor mínimo \/m¡n se obtiene la llamada relación de ondas estacionarías o R.O.E:

mín

Cuanto mayor sea el valor de la R.O.E. tanto peor es la adaptación y tanto mejor definida queda la onda estacionaria. En la figura 7.8c se considera la resistencia de carga R2 igual a la impedancia de la línea (fí2 = Z). En este caso no aparece ninguna onda estacionaria, la potencia transmitida es máxi ma y la R.O.E. es 1, ya que l/máx = Vmln.

123

TELEVISIÓN

H aciendo f í 2 > Z (figura 7.8d) surgen de nuevo ondas estacionarias, volviendo al m ism o esta do de cosas que en el caso de la figura 7.8b, aunque la tensión y corrientes no son las mismas en uno y otro caso (compárense los inicios y finales de las ondas de las figuras 7.8b y 7.8d). Finalmente, si la línea está abierta, es decir, sin que se conecte a ella receptor alguno (figura 7.8e), se tiene R,? - <=°. La tensión en el extrem o de la linea alcanza un valor máximo, mientras

b)

7.8 Distribución de la corriente y la tensión de una onda estacionaria a lo largo de una línea, para cinco valores distintos de la resistencia de carga.

124

e)

LÍNEA

de b a ja d a de an ten a

que la corriente es nula. La energía transmitida es cero y la relación de onda estacionaria s es igual a infinito. Como las tensiones son directamente proporcionales a las ¡mpedancias, se puede escribir:

R.O.E. = —

donde Z My Z m son las ¡mpedancias de los dos elementos conectados, siendo Z M la impedancia de mayor valor y Zm la de menor valor. Cuando Z M = Z m la R.O.E. será igual a 1 y se consigue la máxima transmisión de energía.

PORCENTAJE DE PERDIDA EN LA LÍNEA La R.O.E. es un dato muy importante para conocer el % de pérdida de señal en una línea o el % del rendimiento. Para ello se procede como sigue: En primer lugar se calcula un coeficiente K, cuyo valor viene dado por el cociente: R .O .E .- 1 R.O.E. + 1 El porcentaje de pérdida de señal en la línea se determina con la fórmula: % pérdida = 10OK2 Y el tanto por ciento de rendimiento mediante la fórmula: % rendimiento = 100 - % pérdida es decir, restando al valor 100 el tanto por ciento de pérdida. Veamos un ejemplo de cálculo de todo lo expuesto. Para ello calcularemos la conexión de una antena cuya impedancia fijamos en 75 £2, a una línea de 50 £2, aunque como proceso de cálculo también puede aplicarse a la conexión de una línea a un receptor. De acuerdo con los datos de partida, la R.O.E. será:

.._5:_.Z5£_.1 ie Zm 50 £2 m

El coeficiente K vale, en este caso: K = — —!— = s + 1 1,5 + 1

2,5

— _0 2

Con el coeficiente K ya se puede calcular el porcentaje de pérdidas y el rendimiento del con junto antena-línea: % pérdida = 100K2 = 100 x 0,22 = 100 x 0,04 = 4 % % rendimiento = 100 - % pérdida = 100 - 4 = 96 % En este caso las pérdidas son bajas y, por tanto, el rendimiento elevado (del 96 %). Esto quie re decir que el96 % de la señal captada por la antena pasa a la línea. Si se hacen cálculos como ¡mpedancias de antena y línea con mayores diferencias, las pér

125

TELEVISIÓN

didas serán tanto mayores cuanto mayor sea la diferencia entre impedancias. Efectivamente, realizando los mismos cálculos con una antena de 300 12 y un cable de 75 12 las pérdidas alcanzan el 36 %, es decir, que sólo el 64 % de la señal captada por la antena es transmitida a la línea.

CABLE COAXIAL Hoy día todas las líneas de bajada de antena utilizan cables coaxiales, ya que presentan muchas ventajas con respecto a los antiguos cables simétricos. Antes de entrar en el estudio de los cables para bajadas de antenas es preciso indicar que las líneas de transmisión de energía de RF se dividen en dos tipos generales: líneas periódicas o de ondas progresivas y lineas resonantes o de ondas estacionarias. Para las antenas receptoras de televisión las líneas de transmisión son las aperiódicas o de ondas progresivas, pudiendo tener la longitud que convenga sin ninguna otra precaución. Las líneas resonantes se utilizan sólo como adaptadores de impedancias y han de tener una longi tud bien determinada. Los cables coaxiales utilizados en las líneas de bajada de antena son, además, asimétricos. Se dice que una línea es asimétrica cuando la forma constructiva de los dos conductores que forman la línea no es la misma. En la figura 7.9 se muestra una linea asimétrica (cable coaxial). Fíjese que se trata de un solo conductor central (al que se da el nombre de alma, positivo o vivo), y un segundo conductor, coaxial con respecto al central, que actúa además como pantalla. C onductor de cobre Dieléctrico de p o lietileno Conductor p a ntalla de cobre

7.9 Partes constituyentes de un cable coaxial (línea asimétrica).

El motivo por el cual los cables coaxiales son en la actualidad prácticamente los únicos que se utilizan como lineas de transmisión de la antena al receptor, se debe a que su impedancia es la misma que la de las antenas Yagi (50 a 75 12) y, al estar blindados, evitan que las corrientes de RF que circulan por el conductor central sean radiadas al exterior, o que se puedan captar señales radioeléctricas parásitas. La impedancia característica de estos cables se determina por la fórmula: 138 , D Z = — = — log —

donde e es la constante dieléctrica del aislante (e = 2,34 para el polietileno de alta densidad; e = 2,25 para el polietileno de baja densidad; e = 1,55 para el polietileno expandido y e = 1 para el aire), D es el diámetro interior del conductor pantalla (en mm) y ó es el diámetro del conductor central (también en mm). De los tres tipos fundamentales de cables coaxiales (con aislamiento de polietileno de alta densidad, con aislamiento de polietileno expandido y con aislamiento de aire), es el segundo el más utilizado en las bajadas de antena, ya que es el que presenta mayores ventajas si unimos las características técnicas y económicas de la instalación. La precaución a tomar con los cables aislados con polietileno expandido consiste en evitar recodos muy pronunciados en la instala ción, que podrían aplastar el aislamiento de espuma así como, por el mismo motivo, evitar apre tar excesivamente las abrazaderas de sujeción. 126


7.10 Tipos principales de cables coaxiales para líneas de bajada de antena. a) Coaxial de bajas pérdidas con dieléctrico de polietileno o polietileno expandido. b) Coaxial flexible con dieléctrico de polietileno.

PARTES C O N S TITU Y E N TE S DE UN CABLE COAXIAL La figura 7.10 muestra los dos tipos principales, de entre los numerosos cables existentes en el mercado, utilizados para las líneas de bajada de antena de radio y televisión en instalaciones individuales y colectivas. Se diferencian, sustancialmente, por la diversidad de diámetros de los conductores y por el tipo de dieléctrico empleado. La estructura de un cable coaxial consta de: • • • • •

Conductor interno. Conductor externo. Dieléctrico. Cubierta. Cintas protectoras.

El conductor interno (alma) es un hilo conductor macizo de cobre electrolítico de elevada pureza (superior al 99,9 %). El alma de cobre puede recibir un revestimiento superficial de estaño o plata, existiendo asi mismo ejecuciones especiales como, por ejemplo, el tipo RG 59, en el que el conductor interno es de acero con un revestimiento de cobre. El conductor externo está constituido por un trenzado de hilos de cobre que forman una malla perfectamente adaptada al dieléctrico. El cobre, del mismo tipo que el conductor interno, puede ser natural, estañado o plateado. La función de la malla es la de apantallamiento. La calidad del apantallamiento viene dada por su impedancia de transferencia, cuyo signifi cado se estudia más adelante en este mismo capítulo. En ocasiones también se emplean, como conductor externo, cintas de cobre o aluminio que envuelven en forma de hélice al aislante y permiten obtener un efecto de apantallamiento más eficaz. Los cables de este tipo son algo más costosos, en particular aquellos que además de la cinta tienen un recubrimiento suplementario formado por una malla de cobre. El tratamiento del cobre con plata u otros metales permite obtener una ligera mejora del com portamiento de la pantalla, ya que al aumentar la conductibilidad disminuyen las pérdidas; ade más de ello, la oxidación de la plata genera condiciones de conductibilidad superiores a las que presenta la plata sin oxidar. El tratamiento de estañado del conductor central y la pantalla es aconsejable en zonas con elevada contaminación atmosférica. El dieléctrico ideal sería el aire totalmente seco, ya que así se propagarían las señales radioeléctricas sin pérdida alguna, con una velocidad de transferencia igual a la máxima teórica (300.000 km/s). Como esto no es posible en la práctica ya que los conductores precisan de un soporte mecánico, se recurre a los dieléctricos sólidos. Actualmente se fabrican cables coaxiales cuyo rendimiento de dieléctrico se aproxima mucho al del aire, ya que el soporte mecánico que mantiene la coaxialidad del cable está cons tituido por una espiral en polietileno y por separadores radiales (figura 7.11).

127

TELEVISIÓN

E sp iral de hilo de p o lietileno

C u bierta de PV C

7.11 Cable coaxial con dieléctrico de aire, cuya coaxialidad se consigue por una espiral en polietileno y por separadores radiales.

El material aislante que más se adapta a la formación del dieléctrico es el polietileno (o etileno polimerizado, es decir, con una estructura formada por macromoléculas). El polietileno posee una constante dieléctrica (e) muy estable en el tiempo y sus pérdidas en RF son muy bajas. En la actualidad se utilizan dos tipos de polietileno para la fabricación del dieléctrico de los cables coaxiales: el com pacto de baja y media densidad (denominado PE) o la mezcla expandi da polietileno-aire (denominada PEE). El PEE se fabrica añadiendo sustancias químicas al polietileno; bajo la acción del calor estos aditivos se descomponen con generación de nitrógeno, que es un gas inerte, aprisionando en la masa del compuesto un gran número de burbujas de aire uniformemente dispersas y separadas entre sí. El aspecto del polietileno es esponjoso y presenta una mayor flexibilidad que el PE. El dieléctrico de polietileno expandido presenta un notable porcentaje de aire en su compo sición (alrededor del 50 %), tiene una constante dieléctrica inferior a la del polietileno tanto de alta como de baja densidad, y un ángulo de pérdida (tangente de 5) menor. Como resumen de todo lo expuesto podemos afirmar que a igualdad de impedancia, el cable en PEE presenta una atenuación total menor. Para la cubierta externa de protección se emplea, generalmente, el cloruro de polivinilo (PVC). Esta cubierta se dispone por extrusión alrededor del conductor externo. El PVC es un material termoplástico que, además de mantenerse flexible, presenta una buena resistencia a los agentes atmosféricos y a las solicitaciones mecánicas. Su función es doble: mantener adherido el conductor externo al dieléctrico, protegiéndolo mecánicamente, y actuar como cubierta impermeable contra las Infiltraciones de humedad. El color blanco de la cubierta de PVC es el preferido desde el punto de vista estético, en par ticular cuando ha de pasar por el interior de habitaciones. Existen, sin embargo, cables disponi bles con cubierta de color gris, negro o marrón. En ocasiones los cables coaxiales Incorporan una delgada cinta protectora de poliéster entre la cubierta y la pantalla de cobre que proporciona funciones anticontaminantes. En efecto, las sustancias plastificantes contenidas en el PVC para asegurar su elasticidad a bajas temperaturas, emigran al volatilizarse el polietileno, variando su constante dieléctrica e y, especialmente, aumentando el ángulo de pérdida (tangente 5). Esto se traduce en un empeora miento del rendimiento. La película citada se denomina por este motivo antimigración y sirve también para evitar la oxidación de la malla de cobre durante la fase de extrusión de la cubierta de PVC, lo que Influi ría en los valores de atenuación. En la tabla 7.2 se relacionan las constantes dieléctricas y los factores de pérdida a 1 MHz de los materiales aislantes citados en estas líneas. Tabla 7.2 Constante dieléctrica y factor de pérdidas de los materiales aislantes utilizados en la fabricación de cables coaxiales.

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Constante dieléctrica

Factor de pérdida a a 1 MHz (tg 8

Polietileno expandido (PEE)

1,55

0,000.2

Polietileno de baja densidad (PE)

2,25

0,000.3

Polietileno de alta densidad (PE)

2,34

0,000.4

Materia,

.

LÍNEA

de b a ja d a de an ten a

C AR ACTERÍSTIC AS TÉ C N IC A S DE LOS CABLES COAXIALES Las principales características técnicas de un cable coaxial son: • • • • • •

Impedancia característica (Zc). Atenuación {A). Pérdidas p or reflexión (SRL). Impedancia de transferencia (ZT). Capacidad (C). Velocidad de propagación (v).

A continuación se expone el significado de cada uno de estos parámetros.

Impedancia característica (Zo) En la figura 7.12 se pueden ver las características técnicas de un cable coaxial en función de su impedancia característica Zc. De la lectura de estas curvas características se deduce el motivo por el cual se ha elegido la impedancia de 75 £2 como valor estándar internacional. Efectivamente, la menor atenuación se obtiene con unos 77 £2, la mayor rigidez dieléctrica, es decir, su resistencia a la perforación del dieléctrico cuando se le aplican tensiones elevadas, se obtiene con 60 £2 y, finalmente, a 30 £2 se obtienen las mejores condiciones para el trans porte de la potencia. El Comité Electrotécnico Internacional (CEI)) establece que el valor normalizado debe ser de 75 £2 ± 3 £2, es decir, el cable debe presentar una impedancia característica comprendida entre 72 y 78 £2, aunque para los transmisores se utiliza el valor de 50 £2, que representa un prome dio entre las características ofrecidas por el cable de 30 y el de 60 £2.

200

150

100

50

30

60

77

Zc { íi)

7.12 Curvas características de un cable coaxial en función de su impedancia característica. 129

Atenuación (A) La atenuación de un cable coaxial se expresa en dB y representa la suma de las pérdidas de la señal de RF que se producen en los conductores (alma y pantalla) sumadas a las del dieléctrico. La norma CEI 12.15 establece que la atenuación, en un cable nuevo, no debe superar los 12 dB por 100 m, cuando la señal que circula por él es de 200 MHz. Después de una prueba de envejecimiento y de humedad, la variación máxima de atenua ción que debe presentar el cable no debe superar el 15 % de su valor inicial, lo que equivale a 13,8 dB por 100 m.

Pérdidas acumulativas por reflexión (SRL) La SRL (del inglés Structural Return Loss) es la medida que determina la calidad del cable coaxial. Efectivamente, dado que durante el proceso de extrusión del dieléctrico se efectúa, al mismo tiempo, la tracción del conductor central, puede ejercerse una cierta compresión que determine en algunos puntos del cable una variación de su capacidad y, por consiguiente, de su impe dancia característica. Este inconveniente se manifiesta a distancias constantes y en función de la frecuencia. El CEI fija el valor mínimo de este parámetro en 17,5 dB (equivalente a una ROE de 1,3), can tidad que debe ser superada en todo el margen de frecuencias de funcionamiento. Se consideran cables de buena calidad aquellos que tienen una SRL comprendida entre 26 y 28 dB, con eventuales máximos en el espectro de frecuencias de funcionamiento que no deben descender por debajo de los 17,5 dB.

Impedancia de transferencia (ZT) La impedancia de transferencia indica la capacidad de la malla (pantalla externa) para aislar el conductor interno de los campos electromagnéticos externos, así como la de minimizar la radia ción hacia el exterior de las señales RF que circulan por el conductor central. La unidad de medida de este parámetro es el mQ/m, midiéndose con aparatos especiales a la frecuencia de 30 MHz. Valores típicos de la impedancia de transferencia son los comprendidos entre 100 m£2/m (calidad buena) y 250 mQ/m (calidad aceptable), puesto que cuanto menor sea este valor tanto mejor es el apantallado del cable. Si la línea de bajada de antena está sometida a campos electromagnéticos intensos, enton ces es aconsejable utilizar cables coaxiales con un doble apantallamiento, lo que permite redu cir la impedancia de transferencia hasta valores inferiores a los 20 mQ/m.

La capacidad (C) La capacidad de un cable coaxial se expresa en pF/m, y representa el valor de capacidad exis tente entre el conductor central y la pantalla. Para un cable coaxial de 75 Q se tienen dos valores bien concretos: para los cables con die léctrico de PE la capacidad varía entre 65 y 67 pF/m; para los de dieléctrico de PEE la capaci dad varía entre 54 y 56 pF/m. La fórmula de cálculo de este parámetro es: c _

24,16e log D/d

donde C es la capacidad del cable, en pF/m; 24,16 es una constante; es la constante dieléc trica del material que se utiliza como dieléctrico (véase tabla 7.2); D es el diámetro interior del conductor pantalla, en mm; y d es el diámetro del conductor central, también en mm.

Velocidad de propagación (v) La velocidad de propagación v se expresa en tanto por ciento, y representa la relación entre la velocidad de las señales radioeléctricas en el vacío (300.000 km/s) y la que poseen en el cable. Depende del tipo de dieléctrico y se puede calcular con la fórmula:

l ín e a d e b a j a d a d e a n t e n a

V = —

r—

100

ve donde v es la velocidad de propagación y e es, como ya sabemos, la constante dieléctrica del cable. En los cables de polietileno com pacto (PE) la velocidad de propagación es igual al: v = — — 100 = — v’ e

—

x 100 * 67 %

v; 1 , 5 5

del valor de propagación en el vacío, lo que representa una velocidad de, aproximadamente, 200.000 km/s. En los cables coaxiales con dieléctrico de polietileno expandido (PEE) la velocidad de propa gación es igual al: v = — - — 100 = — 7— — v;e v 1,55

- x 100 - 80 %

lo que supone una velocidad de propagación de 240.000 km/s. Estos cálculos confirman la eficacia de la presencia de aire (microceldas) en el dieléctrico para obtener menores pérdidas en el cable.

CÁLCULO DE LA ATENUACIO N DE UN CABLE COAXIAL A UNA D E TE R M IN A D A FRECUENC IA Si se conoce la atenuación de un cable a una frecuencia dada (/), es posible, por extrapolación, calcular la atenuación a otra frecuencia ( f ), teniendo presente que ésta varía en primera aproxi mación según la raíz cuadrada de:

i Así, por ejemplo, supongamos que se sabe que la atenuación A de un cable coaxial a 200 MHz es 16,1 dB por 100 m y se desea saber qué atenuación presentará este cable a 100 y a 400 MHz. En el primer caso se tiene:

A

^100

-A

f 200

,= 16,1 dB/100

100

m X

= 11,38 dB/100 m

200

Y, en el segundo:

A

^1 0 0

- A'MOO

100

= 16,1 dB/100 m x

= 22,8 dB/100 m

200

ELECCIÓ N DEL CABLE DE BAJADA DE ANTENA Los cables de polietileno (PE) son mecánicamente más robustos, por lo que son más utilizados en instalaciones secundarias (líneas derivadas), especialmente cuando es necesaria mucha fle xibilidad y alta resistencia a la tracción por tener que recorrer trayectos dificultosos. El cable coaxial con aislante de polietileno expandido (PEE) presenta una menor atenuación

131

TELEVISIÓN

Tipo de Cable RG5 RG6 RG8 RG9 RG10 RG11 RG12 RG13 RG14 RG17 RG18 RG19 RG20 RG21 RG34 RG35 RG55 RG58 RG59 RG74 RG122 RG142 RG174 RG177 RG178 RG179 RG180 RG187 RG188 RG195 RG196 RG212 RG213 RG214 RG215 RG216 RG217 RG218 RG219 RG220 RG221 RG222 RG223 RG302 RG303 RG316

' ' ' ¿P ; " , Diámetro (mm) 8,3 8,5 10,3 10,7 12,0 10,3 12,0 10,7 13,9 22,1 24,0 28,5 30,4 8,5 15,9 24,0 5,3 5,0 6,2 15,7 4,1 4,9 2,6 22,7 1,9 2,5 3,7 2,8 2,8 3,9 2,0 8,5 10,3 10,8 10,3 10,8 13,8 22,1 24,0 28,5 30,4 8,5 5,4 5,3 4,3 2,6

Atenuación en dB/100 m

(P)

Factor de Velocidad

50 75 52 51 52 75 75 74 52 52 52 52 52 53 75 75 53 50 75 52 50 50 50 50 50 75 95 75 50 95 50 50 60 50 50 75 50 50 50 50 50 50 50 75 50 50

0,66 0,66 0,66 0,66 0,66 0,66 0,66 0,66 0,66 0,66 0,66 0,66 0,66 0,66 0,66 0,66 0,66 0,66 0,66 0,66 0,66 0,69 0,66 0,66 0,69 0,69 0,69 0,69 0,69 0,69 0,69 0,66 0,66 0,66 0,66 0,66 0,66 0,66 0,66 0,66 0,66 0,66 0,66 0,69 0,69 0,69

Impedancia

-

MHz

50 MHz

100 MHz

200 MHz

400 MHz

1 GHz

3 GHz

2,72 2,72 1,80 2,17 1,80 2,17 2,17 2,17 1,35 0,79 0,79 0,56 0,56 14,40 1,05 0,79 3,94 4,59 3,61 1,35 5,58 3,61 12,80 0,79 18,40 17,40 10,80 17,40 19,70 10,80 18,40 2,72 1,80 2,17 1,80 2,17 1,35 0,79 0,79 0,56 0,56 14,40 3,94 1,50 3,61 19,70

6,23 6,23 4,27 4,92 4,27 5,25 5,25 5,25 3,28 20,30 2,03 1,48 1,48 30,50 2,79 1,90 10,50 10,80 7,87 3,28 14,80 8,86 21,70 2,03 34,50 27,90 15,10 27,90 31,50 15,10 34,50 6,23 4,27 4,92 4,27 5,25 3,28 2,03 2,03 1,48 1,48 30,50 10,50 4,00 8,86 31,50

8,86 8,86 6,23 7,55 6,23 7,55 7,55 7,75 4,59 3,12 3,12 2,30 2,30 42,70 4,59 2,79 15,80 16,10 11,20 4,59 23,00 12,80 29,20 3,12 45,90 32,80 18,70 32,80 37,40 18,70 45,20 8,86 6,23 7,55 8,23 7,55 4,59 3,12 3,12 2,30 2,30 42,70 15,80 10,80 12,80 37,40

13,50 13,50 8,86 10,80 8,86 10,80 10,80 10,80 6,56 4,92 4,92 3,70 3,70 59,10 6,89 4,17 23,00 24,30 16,10 6,56 36,10 18,50 39,40 4,92 63,30 41,00 24,90 41,10 46,60 24,90 62,30 13,50 8,86 10,80 8,86 10,80 6,56 4,92 4,92 3,70 3,70 59,10 23,00 15,40 18,50 46,60

19,4 19,4 13,5 16,4 13,5 15,8 15,8 15,8 10,2 7,87 7,87 6,07 6,07 85,30 10,80 6,40 32,80 39,40 23,00 10,70 54,10 26,30 57,40 7,87 91,90 52,50 35,40 52,50 54,80 35,40 91,90 19,40 13,50 16,40 13,50 15,80 10,17 7,87 7,87 6,07 6,07 85,30 32,80 22,60 26,30 54,80

32,15 32,15 26,30 28,90 26,30 25,60 25,60 25,60 18,00 14,40 14,40 11,80 11,80 141,00 19,00 11,50 54,10 78,70 39,40 18,00 95,10 44,30 98,40 14,40 151,00 78,70 55,80 78,70 102,00 55,80 151,00 32,15 26,30 28,90 26,30 25,60 18,00 14,40 14,40 11,80 11,80 41,00 54,10 41,90 44,30 102.00

75,5 75,5 52,5 59,1 52,5 54,1 54,1 54,1 40,7 31,2 31,2 25,3 25,3 279,0 52,5 28,2 100,0 177,0 86,9 40,7 187,0 88,6 210,0 31,2 279,0 144,0 115,0 144,0 197,0 115,0 279,0 75,5 52,5 59,1 52,5 54,1 40,7 31,2 31,2 25,3 25,3 279,0 100,0 85,3 88,6 197,0

. .■

Tabla 7.2 Características técnicas de los cables coaxiales.

de las señales, lo que puede ser útil en instalaciones de televisión de circuito cerrado por RF en UHF, con distribuciones muy complejas y con elevado número de tomas muy alejadas entre sí.

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Como norma general se utiliza, por tanto, el cable coaxial PE en las líneas de bajada de ante na y, también, en las de distribución por satélite. Finalmente, y por el interés que para el profesional tiene el conocer las características técnicas de estos cables, en la tabla 7.2 se dan las características técnicas de los principales cables coaxiales.

CO NECTO RES Cuando la conexión de un cable coaxial a un aparato no es fija, es decir, cuando se desea una unión entre cable coaxial y aparato que permita su fácil desconexión siempre que se desee, se utilizan conectores con un diseño especial dadas las características de las señales con las que se trabaja (muy baja tensión y frecuencias muy elevadas). El conectar es un punto crítico para el cable coaxial, ya que es preciso realizar la conexión sin variar las características de adaptación a los circuitos que conecta. Actualmente, la normativa del CEI exige que todos los conectores deben tener la caracterís tica de impedancia normalizada. Los utilizados para la conexión a dispositivos de amplificación y a receptores de televisión, son de 75 El d e l tipo macho, con un diámetro de la parte metálica externa de 9,5 mm, y los destinados a recoger la señal de la toma de utilización deben ser del tipo hembra, con diámetro interno de 9,5 mm (figura 7.13).

b)

7.13 Dimensiones normalizadas de los conectores para cables coaxiales según las normas CEI. a) Conector macho. b) Conector hembra.

Los conectores de la figura 7.13 sólo deben utilizarse en interiores. Cuando sea necesario prolongar un cable instalado en el exterior de un edificio, es indispensable efectuar la intercone xión dentro de una caja estanca. El espárrago central del conector macho (figura 7.13a) consiste en un cilindro macizo de 2,35 mm de diámetro, mientras que en la hembra (figura. 7.13b) es un tubo metálico cuyo diámetro interior es de 2,4 mm (tan sólo 0,05 mm más que el macho). En lo que respecta a los cilindros metálicos de la pantalla, el macho tiene un diámetro exte rior de 9,5 mm, exactamente igual que el diámetro interior del conector hembra. Estas medidas permiten la introducción del espárrago macho en la hembra ejerciendo una cierta presión, y mantienen un buen contacto eléctrico y mecánico entre los dos conectores. Se trata pues de conectores de cierre por presión.

REPARTIDORES Los repartidores, también llamados divisores de línea y cajas de distribución, se utilizan en las antenas colectivas para repartir la señal de una línea entre dos o más líneas secundarias, las cuales reciben la misma tensión. Se trata de unos cofres o cajas, metálicas o de plástico con tapa del mismo material, en cuyo interior se dispone una placa de circuito impreso donde se obtiene el reparto de la señal. En la figura 7.14 mostramos un dibujo de un repartidor con la tapa quitada para ver su interior.

133

TELEVISIÓN

Para la conexión de los cables coaxiales al repartidor se utiliza normalmente un borne de conexión con tornillo para una entrada y n bornes de conexión con tornillos para n salidas, tal como se aprecia en la figura 7.14, aunque también se fabrican repartidores con conexión de los cables coaxiales mediante conectares CEI roscados (figura 7.15), que pueden conectarse direc tamente a la salida de una central amplificadora. Las salidas que no se utilicen de un repartidor deben cargarse con una resistencia adaptadora de 75 £2, especialmente diseñada para conectar a la salida del adaptador (figura 7.16). Existen dos tipos de repartidores: los inductivos y los resistivos. Los inductivos consisten en una placa de material aislante con una serie de tiras de cobre de forma especial, o un núcleo toroidal con bobinados conectados a las líneas (figura 7.17). Su fun ción es eliminar cualquier señal interferente (ruido) procedente de un receptor de televisión que llegue al repartidor, evitando así su paso a las otras líneas. Los resistivos están formados por resistencias eléctricas adecuadamente conectadas para el reparto equilibrado de las señales (figura 7.18). Los de tipo resistivo son más económicos, pero no es aconsejable su empleo ya que no ofre cen un rechazo suficiente entre salidas.

7.15 Repartidor con chasis metálico y conectares CEI roscados.

7.16 Cartucho adaptador de 75 El.

134


ENTRADA

7.17 Repartidor inductivo.

ENTRADA

7.18 Repartidor resistivo.

CARACTERÍSTICAS TÉCNICAS DE LOS REPARTIDORES La calidad de un repartidor viene determinada por una serie de características técnicas que siempre deben ser consideradas a la hora de elegir entre uno u otro modelo. Las características técnicas a considerar son: • • • •

Margen de utilización. Pérdidas p o r inserción. Rechazo entre salidas. Adaptación de entradas y salidas (R.O.E.).

En los apartados siguientes se estudia el significado de cada uno de estos parámetros.

Margen de utilización Se trata, simplemente, del margen de frecuencias dentro del cual el repartidor conserva las características técnicas que especifica el fabricante (pérdidas de inserción, adaptación de entra das y salidas, etc.). Esto es así puesto que la frecuencia de la señal que circula por el repartidor afecta al com portamiento de éste. Así pues, si se utiliza un repartidor para señales de televisión terrestre, las características técnicas de éste han de ser válidas para la gama de frecuencias comprendidas entre 40 y 860 MHz, mientras que si se trata de señales de televisión vía satélite el repartidor deberá tener un margen de frecuencias comprendido entre 0,8 a 1,8 GHz.

Pérdidas por inserción Todo repartidor provoca una atenuación de la señal a su paso por él. Esta atenuación se deno mina de paso o pérdidas p o r inserción, y se indica en dB. Las pérdidas por inserción de un repartidor deben ser consideradas, pues alcanzan valores nada despreciables. Cuanto mayor sea el número de salidas de un repartidor mayores serán las pérdidas por inserción. Como orientación diremos que un repartidor de dos salidas presenta unas pérdidas de inserción que pueden alcanzar los 4 dB, si son tres salidas las pérdidas son de unos 7 dB y si son cuatro se puede alcanzar los 8 dB.

Rechazo entre salidas Otro dato muy importante que debe considerarse en un repartidor es el rechazo entre salidas. Se trata de la medida de cómo afectan a las demás salidas las señales parásitas o desadapta ciones existentes en una de ellas. El rechazo entre salidas se mide en dB. Un repartidor es tanto mejor cuanto mayor sea este valor. Como orientación diremos que valores de rechazo entre salidas por encima de 20 dB corres ponden a repartidores de calidad. Efectivamente, supóngase que un receptor de televisión envía a una línea una señal de interfe rencia de, por ejemplo, 40 dBpV. Si el repartidor utilizado presenta un rechazo entre salidas de, por ejemplo, 30 dB, esto significa que la señal interferente pasa a la otra línea con una amplitud de:

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TELEVISIÓN

40 dB|jV - 30 dB = 10dBpV Expresado en pV: unos 100 pV en una línea (correspondientes a 40 dBpV) pasan a otra línea con un valor de tan sólo 3,16 pV (correspondientes a 10 dBpV).

Adaptación de entrada y salidas (R.O.E.) Otro parámetro importante es la R.O.E., o adaptación de impedancias entre entrada y sali das. Efectivamente, como cualquier elemento de una instalación de antena, es importante que las impedancias de entrada y las de salida del repartidor sean iguales para evitar pérdidas de ener gía al pasar las señales por él. De cualquier forma, este parámetro es muy vigilado por los fabricantes de repartidores y, por tal motivo, en muchos casos, ni tan siquiera se indica en los catálogos, pues se sobreentiende que las impedancias están normalizadas en los 75 Q.

Derivadores Las cajas de derivación, o derivadores, se utilizan para efectuar las derivaciones desde una línea principal hacia las tomas de usuario. Estas cajas son em potrables y están constituidas por un soporte metálico sobre el que va m ontado el circuito eléctrico y una caja de cierre resistente a los golpes. Van provistas de mecanismos de desacoplo que varían según la planta del edificio en que va situada la caja. Aunque lo más normal es que se fabriquen para interiores (pues suelen instalarse en el recinto de la escalera comunitaria) también se fabrican estancos para su instalación a la intemperie, como, por ejemplo, cuando la línea de antena desciende por un patio de luces abierto. En la figura 7.19 se puede ver un derivador con la tapa quitada para mostrar su interior. Como se observa, exteriormente son muy similares a los repartidores antes estudiados. Sin embargo, su circuitería interna es totalmente distinta, ya que se trata de un elemento de paso de la línea en el cual es posible efectuar una o más conexiones derivadas.

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7.19 Derivador. Existen tres tipos de derivadores: • Resistivos (figura 7.20). • Híbridos (figura 7.21). • Inductivos (figura 7.22). Aunque los resistivos se siguen fabricando para instalaciones que no superen las diez plan tas, y su precio es bajo, apenas si se utilizan en la actualidad. Los derivadores híbridos tienen el inconveniente de presentar en las tomas de usuario pos teriores señales excesivas o insuficientes. Los derivadores inductivos son los más utilizados en la actualidad y con los que se obtienen mejores resultados, particularmente en lo que se refiere al rechazo entre salidas y a que el nivel de señal se mantiene constante en todas las plantas.

13 6

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7.20 Derivadores resistivos.

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SALIDA DE LÍNEA

SALIDA DE LÍNEA

ENTRADA

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7.21 Derivadores híbridos.

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SALIDA DE LÍNEA

7.22

SALIDA DE LÍNEA

SALIDA DE LÍNEA

Derivadores inductivos.

CAR ACTERÍSTIC AS TÉ C N IC A S DE LOS DERIVADORES Las características técnicas más importantes de una caja de derivación son: • Atenuación en derivación. • Atenuación en paso. • Rechazo entre salidas. A continuación se especifica el significado de cada una de dichas características.

Atenuación en derivación La atenuación en derivación se mide en dB. Expresa cuánto queda atenuada la señal de salida hacia la tom a de usuario con respecto a la señal presente en la entrada del derivador. El valor de esta atenuación aumenta con el número de direcciones del derivador y con la fre137

TELEVISIÓN

cuencia de la señal, pudiendo alcanzar valores notables (de hasta 30 dB), que deben ser teni dos en cuenta en el cálculo de las instalaciones. Con el fin de compensar en cada derivador las pérdidas debidas a la diferencia de longitud de la línea principal, según la planta del edificio en la que se instalen, los derivadores se fabrican con distintas atenuaciones. Los derivadores diseñados para ser instalados en la plantas altas (cerca del equipo de cabe za) ofrecen mayor atenuación de derivación que los de las plantas inferiores, siendo el de menor atenuación el que se utiliza en la planta 1 (la más baja). Es mayor la atenuación de derivación en los derivadores con cuatro direcciones que en los de dos.

Atenuación en paso La atenuación en paso (o de prolongación) es la atenuación en dB que afectará a la señal al pasar de la entrada a la salida de la línea principal, es decir, al salir del derivador hacia el deri vador siguiente de la misma línea. Esta atenuación debe ser pequeña, entre 0,5 y 3,5 dB según el modelo. Al igual que la atenuación de derivación, la atenuación en paso varía con la frecuencia, por lo que los fabricantes suelen indicarlas en sus catálogos referidas a las diversas bandas de tele visión.

Rechazo entre salidas El rechazo entre salidas expresa, en dB, cómo afectan a las demás salidas las señales parási tas o desadaptaciones existentes en una de ellas. Un derivador es tanto mejor cuanto mayor sea el valor del rechazo entre salidas, siendo valo res aconsejables los superiores a 25 dB.

CAJA DE TOMA DE ANTENA Las cajas de toma de antena o tomas de usuario son el último elemento de la instalación, es decir, donde se conectan los receptores de radio y televisión. Van, por tanto, provistas de tomas separadas de TV y radio en FM. Es preceptivo que estas cajas se instalen a 200 mm por enci ma del nivel del suelo (figura 7.23). Los conectores son CEI, uno macho y el otro hembra. En el conector hembra se conecta el receptor de radio, mientras que en el macho se conecta el televisor. Son empotrables, fabricadas en material plástico y con un soporte metálico sobre el que va montado el circuito eléctrico. La tapa de cierre debe ser resistente a los golpes. 40

7.23 Vistas de sección y alzado de una caja de toma de antena, con sus dimensiones normalizadas.

138

-I


Existen dos tipos de cajas de toma de antena: • Las cajas de toma de paso. • Las cajas de toma final. Las cajas de toma de paso se instalan en la línea de distribución de forma que ésta pasa por las cajas de toma de paso a lo largo de su recorrido. Las cajas de toma finales Incorporan una resistencia de carga de 75 £2. Desde el punto de vista constructivo, las tomas de usuario, lo mismo que los derívadores, pueden ser resistivas (figura 7.24), híbridas (figura 7.25) e inductivas (figura 7.26). ENTRADA

ENTRADA

ENTRADA

SALIDA

SALIDA

SALIDA

7.24 Caja de toma de antena resistiva. 7.25 Caja de toma de antena híbrida. 7.26 Caja de toma de antena inductiva. Las tomas resistivas deben evitarse ya que no garantizan un rechazo entre salidas superior a -3 0 dB, por lo que las señales espúreas que pueden generarse en un televisor pasan al cable coaxial provocando interferencias en otros receptores conectados a la misma línea. Las tomas híbridas alcanzan valores de rechazo entre salidas superiores a los 25 dB, lo cual aún es un valor insuficiente si la instalación posee muchas tomas y son muchos los canales que se reciben en UHF. Otro inconveniente de estas tomas es su atenuación de derivación, que podemos estable cer en un valor fijo de 14 dB. Como consecuencia de ello, en las instalaciones con varias tomas se tiene en cada una de ellas diferente nivel de señal. Las tomas Inductivas son las más adecuadas en las modernas Instalaciones de antena colectiva, ya que presentan un rechazo entre salidas que puede alcanzar los 35 dB de atenua ción, más que suficiente para que las señales que puedan generarse en los televisores no pasen a la línea. Una toma final con atenuación de 0 dB no lleva ¡nductancias ni resistencias (figura 7.27). En estas cajas el alma del cable coaxial queda conectado directamente al espárrago central del conector. Esta toma no debe utilizarse sin tomar precauciones, porque las señales generadas en el receptor conectado a ella alcanzan sin obstáculo alguno la línea, interfiriendo a receptores conectados a otras tomas.

Entrada

7.27 Toma final con atenuación de 0 dB. 139

TELEVISIÓN

No obstante, si una toma de 0 dB de atenuación se conecta a un derivador, sin importar las atenuaciones de derivación y de paso de éste, todas las interferencias generadas en el recep tor conectado a la toma son eliminadas por el derivador, que presenta un rechazo entre salidas muy elevado. De esto se deduce que en instalaciones con tomas finales de 0 dB no es posible añadir una segunda toma que también posea 0 dB de atenuación, pues los receptores de televisión se interferirían entre sí. Si se desea añadir una segunda toma en una derivación, debe utilizarse una toma de paso Inductiva con atenuaciones de derivación y de paso de 4,2 dB.

CARACTERÍSTICAS TÉCNICAS DE LAS TOMAS DE TOMA DE ANTENA Las características técnicas principales de las tomas de usuario son las siguientes: • Atenuación en derivación. • Atenuación en paso. • Rechazo entre salidas.

Atenuación en derivación La atenuación en derivación indica en cuántos dB queda atenuada, en la toma, la señal de tele visión que llega por el cable coaxial. Se fabrican tomas de usuario con atenuaciones de derivación comprendidas entre 0 y unos 30 dB. El utilizar una u otra depende mucho de la planta donde se Instalen. Así, en las plantas inferiores se deben colocar tomas de usuario con baja atenuación, y con alta en las plantas superiores.

Atenuación en paso La atenuación en paso hace referencia, como cabe suponer, a las tomas del tipo de paso, las cuales deben ofrecer la menor atenuación posible al paso de la señal para que ésta pueda lle gar a las siguientes tomas con la máxima amplitud posible. Valores de atenuación en paso son de 0,4 dB como mínimo y 0,8 dB como máximo, aun que se fabrican tomas con atenuación en paso de unos 4 dB que se utiliza como toma previa a tomas finales con atenuación nula.

Rechazo entre salidas El rechazo entre salidas Indica, en las tomas separadoras de radio y TV, la atenuación que sufre en cada una de las tomas de la caja la señal correspondiente a la otra toma, es decir, la ate nuación que en la toma de TV sufre la señal de FM y la atenuación que en la toma de FM sufre la señal de TV.

140

Sintonizador

INTRODUCCIÓN La primera etapa de un televisor es el sintonizador. En él se llevan a cabo diversos procesos para que de la señal de televisión captada por la antena, sea cual sea su banda y canal se obtenga una frecuencia fija, llamada frecuencia intermedia, que posteriormente es amplificada y decodificada en otros circuitos. El principio de funcionamiento de los sintonizadores se realiza mediante el denominado superheterodinaje, que consiste en mezclar la señal de RF del canal sintonizado con una osci lación, también de RF, generada en un oscilador local, de forma que se obtenga una señal de frecuencia intermedia de valor fijo. Es decir, se sigue el mismo principio de tratamiento de la señal que en los receptores de radio superheterodinos, con las diferencias propias que impone el trabajar con señales de VHF y UHF. Antes de entrar en el estudio (al final de este capítulo) de los modernos circuitos sintoniza dores integrados, se estudia el principio de funcionamiento de un sintonizador transistorizado. De hecho, en los circuitos sintonizadores Integrados la circuitería es también transistorizada, aunque integrando todo el circuito en un único chip, por lo que estudiar el funcionamiento del sintonizador transistorizado nos permite comprender luego, sin ninguna dificultad, los sintoni zadores integrados. Hace bastantes años lo usual era utilizar sintonizadores en los que se empleaban conden sadores variables para los circuitos oscilantes y resonantes. En la actualidad esta función la lle van a término diodos de capacidad variable (varicaps), por lo que será a esta clase de sintoni zadores a lo que limitaremos, exclusivamente, nuestra exposición.

PARTES CONSTITUYENTES DE UN SINTONIZADOR Los sintonizadores están constituidos por tres etapas fundamentales: • Amplificador de radiofrecuencia. • Oscilador local. • Mezclador. De estas tres etapas la primera no siempre figura en un sintonizador de televisión; ahora bien, cuando se trata de un receptor de buena calidad y sensibilidad es obligado un primer paso amplificador de RF que eleve el nivel de la señal de antena a un nivel adecuado para una correc ta recepción. En televisión la misión de esta primera etapa amplificadora de RF no se limita a amplificar la señal recibida de la antena, como sucede en los receptores de radio, sino que, además, cum ple diversas funciones, tales como amplificar al máximo la señal disponible con relación al ruido, adaptar la impedancia de antena a la del circuito e impedir el paso de la frecuencia generada en el oscilador local a la antena receptora, pues si esto sucediera, ésta podría radiar una señal que perturbaría a otros receptores próximos. 141

Además de todo lo expuesto, el amplificador de RF no debe limitar el ancho de banda de la señal recibida. El segundo circuito es el oscilador local, el cual genera una frecuencia de valor determinado para cada canal, de forma que la diferencia entre ambas señales proporcione una Fl (frecuencia intermedia) de valor fijo. Para obtener esta Fl se aplican las dos señales (la sintonizada y la del oscilador local), a una etapa mezcladora, en la cual se mezclan, apareciendo en la salida de esta etapa la Fl. De acuerdo con todo lo expuesto, en la figura 8.1 se ha dibujado el esquema de bloques de un sintonizador de televisión con las diferentes etapas que lo constituyen así como las conexio nes entre ellas. Para finalizar diremos que en algunos receptores, la oscilación local y la mezcla se producen en un mismo transistor, en cuyo caso estas dos etapas pueden ser consideradas como una sola, recibiendo entonces el nombre de etapa conversora.

DELA ANTENA

AL -► AMPLIFICADOR DEFI

AMPLIFICADOR DE RF

OSCILADOR LOCAL

8.1 Esquema de bloques de un sintonizador de televisión.

CUALIDADES QUE DEBEN EXIGÍRSELE A UN SINTONIZADOR DE TELEVISIÓN Aunque la amplificación y la conversión son las funciones básicas de todo sintonizador de tele visión, no basta con que realice estas funciones; a los selectores y sintonizadores debemos exi girles una serie de cualidades que permitan una buena recepción. Téngase en cuenta que en cierto modo es el circuito más delicado del televisor, por lo que si no está diseñado con cierto cuidado de nada servirá que el resto del receptor sea de primera calidad. Así, es imprescindible que el sintonizador conserve los componentes esenciales de la señal sintonizada, tanto si se recibe en blanco y negro como en color. La curva de paso de banda debe ser aguda para rechazar las señales indeseables e interferencias. La relación señal/ruido debe ser alta. Debe, además presentar una buena supresión de la frecuencia imagen. La frecuencia del oscilador local ha de ser estable y el sistema de cambio de canal debe ser preciso para que tenga un buen margen de duración. La ganancia, ancho de banda, selectividad y sensibilidad son, en líneas generales, los pará metros más importantes de los sintonizadores. Efectivamente, las señales que llegan a la antena son, en muchas ocasiones, débiles, por lo que el sintonizador debe tener una elevada ganancia para que el nivel de la señal alcance un valor que permita una buena recepción de la imagen y del sonido. Cuanto más alta sea la ganan cia del sintonizador más sensible será éste y mejor recibirá las señales de emisoras lejanas o poco potentes. La ganancia es, pues, un parámetro importante. Sin embargo, debe ser uniforme para todos los canales, lo cual no siempre es posible lograr ya que, como cualquier circuito electrónico, el comportamiento del amplificador de RF varía al trabajar con frecuencias distintas. En lo que respecta a la relación señal/ruido cabe decir que si dicha relación es elevada la ima gen será limpia y sin movimiento. Una baja relación señal/ruido trae como consecuencia imáge nes inestables y temblorosas, así como una gran cantidad de puntos blancos que en el argot profesional se conoce con el nombre de nieve.

SINTONIZADOR

Después de estas consideraciones previas, a continuación estudiaremos los sintonizadores descomponiendo el circuito en partes, desde el circuito de entrada hasta el de salida de la señal de Fl, para después analizar las características de algunos sintonizadores comerciales.

CIRCUITO DE ENTRADA Al igual que todo circuito electrónico, el amplificador de RF de un sintonizador de televisión pre senta una impedancia de entrada, la cual no coincide con la de la línea de bajada de antena. Como se sabe, la máxima transferencia de energía entre dos circuitos eléctricos se obtiene cuando la impedancia de salida del generador (en nuestro caso la línea de bajada de antena) es igual a la impedancia de entrada del receptor (en nuestro caso el amplificador de RF del sinto nizador). Resulta, por este motivo, totalmente imprescindible que ambas impedancias sean iguales, con lo cual se obtiene la máxima transferencia de energía y, como consecuencia, el máximo rendimiento del amplificador. Como se verá más adelante, al estudiar los amplificadores de RF, éstos están dotados de un circuito resonante a su entrada. Por lo tanto, debe disponerse un circuito de entrada que adap te la impedancia de 75 ü. de la línea de antena a la impedancia del circuito resonante de entra da del amplificador. En la figura 8.2 se ha dibujado el esquema de uno de los posibles circuitos de entrada del sintonizador. Obsérvese en este esquema que la entrada se efectúa mediante un conector CEI de 75 Q, al que se conecta la línea de antena, y que la señal pasa por una serie de filtros paso banda que dejan pasar hacia el amplificador de RF sólo las frecuencias de las bandas de fre cuencia de televisión, eliminando cualquier otra frecuencia que pueda afectar al funcionamiento del circuito. Además de la adaptación de impedancias y de la función de eliminación de señales parási tas, los filtros de la figura 8.2 aíslan la corriente de la red de la antena. Efectivamente, en la mayo ría de los televisores uno de los polos de la red de alimentación está unido al chasis (masa) del receptor, por lo que dado que la pantalla del cable coaxial también se conecta a masa, se tiene que uno de los polos de la red quedaría unido a dicho cable y, al mismo tiempo, a la antena, con el consiguiente peligro para aquél que toque uno de estos elementos. Para evitar esto se colo can condensadores de aislamiento entre la línea de bajada de antena y la entrada del sintoniza dor, los cuales bloquean la corriente alterna de la red y dejan pasar sin dificultad las señales de RF procedentes de la antena. EN TR AD A^ 75 a <2

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-

AL AMPLIFICADOR DE RF

8.2 Filtros paso banda de la señal de RFhacia el amplificador de RFdel sintonizador.

143

AMPLIFICADOR DE RF El ancho de banda de una emisión de televisión es muy elevado, del orden de 6 a 8 MHz según norma (7 MHz en la norma CCIR). Debido a esto el ancho de banda de la etapa amplificadora de RF de un receptor de televisión debe proporcionar una ganancia lo más lineal posible en todo el ancho de banda, por lo que dichos amplificadores no son muy selectivos. De lo expuesto se deduce que no es la selectividad la característica predominante en los ampli ficadores de RF de los sintonizadores de televisión, sino que esta característica se sacrifica en beneficio del ancho de banda. Si no fuera así, la imagen obtenida seria de una pésima calidad. Como se sabe, la ganancia de un amplificador de RF es tanto mayor cuanto más elevada sea la calidad del circuito resonante, mientras que disminuye cuando disminuye la calidad de éste. Sin embargo, una baja calidad del circuito resonante hace aumentar el ancho de banda del circuito, tal y como se puede comprobar en la figura 8.3. Efectivamente, en la figura 8.3 la frecuencia f0 es la de resonancia de tres circuitos oscilantes cuyas calidades respectivas son Q., Q2 y Q3. Los anchos de banda de estos tres circuitos están limitados por las frecuencias de corte superior (f.) e inferior (f3) que corresponden a una ganan cia igual a 3 dB por debajo del valor máximo o, dicho de otra forma, al 70,7 % de la ganancia máxima a la frecuencia de resonancia.

8.3 Cuanto mayor sea la calidad del circuito resonante del sintonizador mayor será la ganancia del amplificador de RFpero menor será el ancho de banda del mismo. Como se puede apreciar, cuanto más aguda es la curva de respuesta más cerca están entre sí las frecuencias de corte fj y por lo que menor es el ancho de banda del circuito. Queda pues con firmado que en un circuito al aumentar su ancho de banda disminuye su selectividad y su ganancia. Las curvas de respuesta de frecuencia de un amplificador de RF de un sintonizador de tele visión no son idénticas para todos los canales, tolerándose ciertas desviaciones. Se puede hacer una verificación de los límites de tolerancia para cada canal. A medida que se cambia de canal cambia la respuesta del circuito, pero este cambio no debe superar los límites indicados para cada sintonizador. El acoplamiento de las etapas y los tipos de bobinas de acoplamiento del transformador uti lizado afectan a la curva de respuesta. Si los circuitos están sobreacoplados la respuesta será

SINTONIZADOR

ancha, mientras que si están subacoplados la respuesta será aguda y estrecha. La figura 8.4 ilustra las curvas de respuesta con varios defectos; así, en la figura 8.4a puede verse la curva de respuesta como consecuencia de un subacoplamiento, y que trae como con secuencia una mala definición de la imagen, ya que el ancho de banda es pequeño; la curva de respuesta de la figura 8.4b es demasiado ancha, por lo que se pueden producir interferencias entre canales adyacentes; la curva de la figura 8.4c tiene una fuerte depresión central; la de la figura 8.4d presenta una menor amplificación de la frecuencias de video con respecto a las del audio y, finalmente, la de la figura 8.4e presenta una menor amplificación de las señales de audio con respecto a las de vídeo. Portadora imagen Portadora sonido

a)

b)

c)

d)

e)

8.4 Curvas de respuesta de frecuencia de amplificadores de RFpara televisión con defectos.

Una vez hechas estas consideraciones previas sobre los circuitos resonantes de los amplifi cadores de RF, vamos a ver algunos circuitos típicos transistorizados utilizados en los sintoniza dores de televisión como amplificadores de RF. En la figura 8.5 se puede ver el esquema de un amplificador de RF transistorizado tipo «cascode», o en cascada. Este tipo de amplificador presenta la ventaja de proporcionar una mayor ganancia y una excelente relación señal/ruido. Consta de dos transistores conectados en serie o en cascada. El primer transistor (T1) actúa como adaptador de la impedancia de entrada (la de la línea de antena) a la entrada del transis tor amplificador en base común T2. Obsérvese que la entrada de señal se aplica al emisor del segundo transistor con base a masa. El transistor T2 proporciona la mayor parte de la ganancia del conjunto, mientras que el T1 establece la relación señal/ruido de la señal sintonizada, La amplificación total es igual al producto de las ganancias de cada paso, por lo que es, sin duda, elevada. La señal de antena se aplica a la base del primer transistor y se recoge en el colector del segundo.

14 5

TELEVISIÓN

Como se puede suponer la alimentación de los dos transistores en serie requiere una mayor tensión de alimentación. Veamos ahora cómo funciona el circuito: la señal aplicada a la entrada, procedente de la línea de bajada de antena, se induce en el circuito resonante de entrada, el cual transmite la señal a la base del primer transistor. En este transistor la señal prácticamente no se amplifica, ya que como ya hemos dicho, este transistor actúa como elemento adaptador de impedancias. La señal obtenida en el colector de T1 es la misma que la de emisor de T2, ya que ambos electro dos están unidos directamente. La base del segundo transistor está unida a masa, a efectos de la señal de RF, a través del condensador C, por lo que este condensador ha de poseer una capacidad lo suficientemente elevada para que la reactancia que ofrezca a las señales de RF sea pequeña. Por tanto, el segundo transistor es un amplificador alimentado por el emisor y con base a masa. La señal de salida se obtiene a través del correspondiente circuito sintonizado de colector. El ajuste de frecuencia se realiza variando la ¡nductancia por medio de núcleos de ferrita. Cuando se trata de amplificar señales de UHF, la tendencia es emplear circuitos de cavidad de un cuarto de onda, ajustables capacitivamente.

CONVERSOR DE FRECUENCIAS Se ha dicho que los receptores de televisión funcionan bajo el principio del superheterodinaje, es decir, obteniendo una Fl de valor constante, consecuencia de mezclar la frecuencia de la señal sintonizada con la generada en un oscilador local. Después de la amplificación de la RF de la señal sintonizada se procede a la conversión de esta señal en la de Fl, sea cual sea el canal que se esté sintonizando. Para que tenga lugar la conversión es necesario que la frecuencia del oscilador local tenga mayor amplitud que la señal a convertir; o sea, la procedente de la etapa amplificadora de RF. Si esta condición se cumple, la señal convertida o señal de frecuencia intermedia conservará íntegramente la envolvente de modulación propia de la señal sintonizada. Los circuitos del conversor se diseñan con gran exactitud, con el fin de obtener el máximo rendi miento en la conversión y reducir al mínimo indispensable la radiación producida en el oscilador local. El batido de las dos frecuencias da lugar a otras dos: una igual a la suma de las dos fre cuencias y otra igual a la diferencia entre ambas. De estas dos frecuencias es la de menor valor, es decir, la frecuencia diferencia, la que se elige como Fl en el receptor. Un punto muy importante a tener en cuenta en el diseño de la etapa conversora es que la frecuencia del oscilador local sea estable. Efectivamente, cualquier variación de la frecuencia del oscilador local repercute en el valor de la Fl, lo cual no es válido para un correcto funcionamiento del aparato. En lo que respecta a la frecuencia adición de la mezcla, ésta puede ser causa de perturba ciones de radiofrecuencia en receptores próximos, ya que se trata de una frecuencia de valor muy elevado que, como tal, puede radiarse. Para evitar esto se apantalla tanto el amplificador de RF como el conversor. Una vez hechas estas consideraciones previas, estudiaremos con mayor detalle el principio de funcionamiento de la etapa conversora, la cual consta de dos partes: • El oscilador. • El mezclador.

Oscilador local La mayor parte de los receptores de televisión utilizan alguna forma de circuito oscilador Colpitts modificado para generar la señal de RF que debe mezclarse con la señal sintonizada. En los receptores de televisión la señal del oscilador local está en una frecuencia más alta que la de la portadora sintonizada.

146

SINTONIZADOR

En la figura 8.6 se puede ver el esquema de un circuito oscilador Colpitts en montaje base común. Su funcionamiento depende de las señales de colector y emisor, las cuales están en fase en el montaje base común. El condensador C, conectado entre colector y emisor del transistor, mantiene la oscilación. Este montaje en base común proporciona, además, realimentación positiva para frecuencias ele vadas, por lo que se dispone de un buen nivel de oscilación cuando la frecuencia aumenta debi do a que la realimentación interna compensa la disminución en ganancia del transistor.

8.6 Oscilador Colpitts en montaje base común. En la figura 8.7 se ha dibujado el esquema de un oscilador con emisor común, el cual pre cisa de un transformador o de cualquier otro dispositivo que invierta la fase de la realimenta ción, ya que las señales en el colector y en la base están en oposición de fase. La realimen tación interna, por estar en oposición de fase con la externa, actúa como freno en el caso de frecuencias elevadas, por lo que este circuito tiene el inconveniente de presentar dificultades de oscilación. o

c

8.7 Oscilador en montaje emisor común.

De lo expuesto se deduce por qué el montaje en base común es el preferido en el diseño de osciladores para sintonizadores de televisión. El funcionamiento de estos osciladores es como sigue. Para comenzar conviene recordar que, como en el caso de cualquier circuito oscilante, la fre cuencia de oscilación coincide con el valor de frecuencia para el que la reactancia capacitiva se iguala con la reactancia inductiva del circuito oscilante, o sea, cuando:

147

donde se deduce que: 1 fo =

2n V LC

siendo, en todos los casos, el valor de L y C no solamente el debido a los propios elementos del circuito oscilante, sino al conjunto de los componentes del circuito que tienen relación o influencia con el circuito resonante. Llegados a este punto conviene hacer una consideración importante: se ha dicho que el osci lador local debe producir una frecuencia de valor tal que, restándole la frecuencia de la porta dora sintonizada, proporcione en la salida del mezclador una frecuencia siempre fija, (frecuencia intermedia). Pues bien, dado que los receptores deben estar preparados para sintonizar emiso ras de televisión que emiten en frecuencias distintas, resulta lógico que el oscilador local sea capaz de generar frecuencias distintas según la banda y canal sintonizado. Esto quiere decir que es el oscilador local el encargado de sintonizar el canal de televisión, tal como luego veremos. En los sintonizadores de los receptores de televisión la variación de frecuencia del oscilador local se realiza por variación continua de una capacidad que, en los receptores modernos viene dada por la capacidad de un diodo de capacidad variable. Los osciladores están sometidos a variaciones de frecuencia debidas a la variación de tem peratura (en particular, al iniciar su funcionamiento, la frecuencia generada desciende de valor). Para evitar en parte este problema los condensadores que lleva el circuito son del tipo cerámi co, cuya capacidad disminuye con el aumento de temperatura (coeficiente de temperatura negativo) y, de esta forma, aumenta la frecuencia de oscilación compensando en parte la dis minución de su valor. Un sistema que, además de mejorar la estabilidad en RF prescinde de un control de sintonía fina, consiste en un control automático de frecuencia (CAF), el cual establece en un control de la frecuencia del oscilador local mediante una señal procedente del circuito discriminador de audio. Así, si por cualquier causa varía el valor de la frecuencia del oscilador local, esta frecuencia afecta a la Fl y, como consecuencia, varía el volumen sonoro del receptor. Esta variación de la señal en el discriminador influye en la componente continua de su tensión de respuesta, la cual se aplica al transistor oscilador del conversor, variando así la reactancia del circuito oscilante y corrigiéndose automáticamente la frecuencia generada en el oscilador local.

M ezclador En el mezclador se realiza la mezcla de la frecuencia del oscilador local con la de la portadora sintonizada. Esta mezcla se lleva a cabo en un transistor, el cual debe proporcionar una amplifi cación de conversión satisfactoria, sin realimentaciones ni respuestas parásitas. Para lograr todo esto, la impedancia de la base y emisor debe ser baja en la Fl, y como la potencia del oscilador local es relativamente baja, estas ¡mpedancias externas también deben ser pequeñas para la fre cuencia generada por éste. Estas condiciones de trabajo sugieren el empleo de circuitos oscilantes paralelos, debido a su baja impedancia en condiciones fuera de resonancia, pero deben tomarse precauciones especiales para evitar que se produzcan resonancias inadecuadas. Para realizar la mezcla de dos frecuencias en un transistor existen cuatro formas distintas, que se han esquematizado al máximo en la figura 8.8. En la figura 8.8 se puede observar que, en todos los casos, la Fl se obtiene en el circuito de colector, diferenciándose uno de otro montaje en la forma de aplicar las señales a mezclar. Así, la figura 8.8a corresponde a un montaje en emisor común en el que las frecuencias del oscilador local y de la portadora sintonizada procedente del amplificador de RF, se aplican a la base del transistor. La figura 8.8b es un montaje en base común en el que las dos frecuencias a mezclar se apli can al emisor del transistor.

SINTONIZADOR

En el esquema de la figura 8.8c la señal de RF se aplica a la base y la del oscilador local al emisor, mientras que en la figura 8.8d la señal de RF se aplica al emisor y la del oscilador local a la base. En estos dos últimos casos ninguno de los electrodos del transistor puede conectar se a masa a la frecuencia de la señal, por lo que resulta un montaje híbrido que no es ni base ni emisor común. Señal de RF

Señal de RF

Oscilador local

Señal Oscilador local

a)

Señal de RF Salida Fl Señal Oscilador local

c)

d)

8.8 Montajes básicos de un transistor trabajando como mezclador. De los cuatro montajes citados el preferido es el de base común, ya que es el que pro porciona mayor estabilidad de trabajo en la recepción de los canales más bajos, mientras que la resistencia y capacidad de entrada varían menos en función de la frecuencia de tra bajo. De acuerdo con las consideraciones expuestas, en la figura 8.9 se ha dibujado un esquema típico de mezclador transistorizado en montaje base común. En este circuito las señales de RF y de oscilador local se aplican al emisor del transistor, mientras que la señal de Fl se obtiene en el colector. Del

Fl

Señal de RF

8.9 Mezclador con transistor en montaje base común.

149

TELEVISIÓN

El transistor utilizado en este montaje debe ofrecer una elevada ganancia para la Fl, baja capacidad base-emisor y baja capacidad de salida para evitar al máximo la realimentación. En la figura 8.10 se ha dibujado, a título de ejemplo, un circuito mezclador cuyo transistor está montado en emisor común, y el cual posee un circuito especial de neutralización. En este caso tanto la señal de RF como la procedente del oscilador local se aplican a la base del tran sistor, tal como ya se ha dicho antes.

8.10 Mezclador con transistor en montaje emisor común. El acoplamiento entre el oscilador local y el mezclador no puede realizarse directamente, sino que han de tomarse algunas precauciones que se expondrán a continuación. Para comenzar diremos que el acoplamiento puede ser de alta o de baja impedancia, inducti vo o capacitivo. El emplear uno u otro sistema de acoplamiento depende, en primer lugar, del punto de inyección de las dos señales en el mezclador. Si las dos señales se aplican al mismo punto, el recorrido desde el amplificador al mezclador debe ser de baja impedancia con el fin de reducir la emisión del oscilador local debida a la realimentacíón desde el oscilador al amplificador. Si, por el contrario, las señales se aplican a electrodos distintos del transistor mezclador, las Impedancias de acoplamiento no son muy importantes, ya que en este caso la realimentación es mucho más reducida. En la figura 8.11 se tiene el esquema de principio de un acoplamiento inductivo entre la etapa osciladora y la mezcladora. En ella el transistor TI corresponde al oscilador, apareciendo la señal en el circuito resonante paralelo conectado al colector de dicho transistor. Dicha señal se indu ce en el devanado L2, el cual forma parte del circuito resonante conectado a la base del tran sistor mezclador T2.

T2

8.11 Acoplamiento inductivo entre oscilador y mezclador.

150

El circuito de la figura 8.11 tiene el inconveniente de requerir un fuerte acoplamiento entre el oscilador y el filtro paso banda, especialmente cuando se trabaja con frecuencias eleva das. El esquema de la figura 8.12 corresponde a un acoplamiento mediante bobina y condensa dor. La señal en colector del transistor de la etapa osciladora T 1 aparece en el circuito resonan te paralelo conectado a dicho electrodo y se aplica, a través del condensador C ,, a la base del transistor mezclador T2. También se aplica a la base de T2 a través del condensador C2, la señal procedente de la etapa amplificadora de RF. La bobina L, en serie con el colector de T1, es una bobina de choque que deja pasar hacia dicho electrodo la corriente continua de polarización y se opone al paso de la señal de RF generada en el oscilador. Este tipo de acoplamiento reduce la carga del oscilador sobre el mezclador y canaliza la potencia inyectada para la mejor ganan cia del transistor mezclador en las bandas de VHF.

T2

8.12 Acoplamiento mediante bobina y condensador entre oscilador y mezclador.

Del amplificador de R F

Para finalizar, en la figura 8.13 se ha dibujado el esquema de un acoplamiento por derivación de capacidad. Esta forma de acoplar la etapa osciladora con la mezcladora hace posible emplear una capacidad menor para proporcionar un camino de baja impedancia a la frecuencia interme dia.

Del amplificador de RF

8.13 Acoplamiento por derivación de capacidad entre oscilador y mezclador.

SINTONIZACIÓN MEDIANTE DIODOS DE CAPACIDAD VARIABLE El sintonizador con diodo de capacidad variable es un sintonizador de estado sólido que utiliza el efecto capacitivo del diodo de capacidad variable, o varicap. para la sintonización de los cana les de televisión. Este sistema presenta la ventaja de prescindir de elementos mecánicos para la sintonización de las bandas y canales. Otra ventaja de los sintonizadores con diodos varicaps es la de poder disponerse en cual quier parte del receptor y estar gobernados por mandos a distancia por infrarrojos.

TELEVISIÓN

Antes de exponer el principio de funcionamiento de estos sintonizadores conviene recordar el de los diodos de capacidad variable. Un varlcap es un diodo semiconductor cuya región die léctrica varía con el valor de la tensión inversa aplicada a su unión (figura 8.14).

#

# * 1n # nÉl :f| n •# # w %

Región

m

■9

m

---------------a)

3V

y

30V

b>

8.14 Principio de funcionamiento de un diodo de capacidad variable, a) Cuando la tensión inversa a él aplicada es pequeña, la región sin portadores de carga es estrecha, b) Cuando la tensión inversa es alta la región sin portadores de carga es ancha. Efectivamente, la disposición en los cristales sem iconductores P y N de un diodo de capacidad variable equivale a las placas de un condensador cuyo dieléctrico es la zona sin portadores de carga que separa al cristal P del N cuando el diodo está polarizado en senti do inverso. La polarización inversa tiene un efecto decisivo en esta propiedad capacitiva. Así, si la ten sión inversa aplicada es baja (3 V en el caso de la figura 8.14a), la región sin portadores de carga (dieléctrica) es estrecha y su capacitancia es, por tanto, alta. Al aumentar la tensión inversa aplicada a la unión a 30 V (figura 8.14b), es decir, unas 10 veces más, los portadores de carga del diodo se sienten atraídos con más fuerza por el potencial de la fuente de alimentación, puesto que ésta está aplicada al diodo en sentido inverso, con lo cual se ensancha la región dieléctrica de la unión y, como consecuencia, disminuye la capacidad. Entre los dos valores extremos de tensión inversa se puede obtener toda una serie de valo res de capacidad, los cuales dependen de los valores de esta tensión inversa. El valor de la capacidad que se obtiene de un diodo varicap es pequeño. Una polarización inversa de bajo valor puede producir una capacidad de 60 pF, mientras que 30 o 40 V pueden producir 5 o 6 pF. Un rango de capacidad de 5:1 es el adecuado para sintonizar una de las dos bandas de VHF, pero no ambas, y mucho menos todas las bandas de VHF y UHF. Por este moti vo se sintonizan por separado las bandas de los canales de televisión, mediante diodos con mutadores de banda. En la figura 8.15 se puede ver el esquema de principio de una conmutación de bandas, que hemos establecido por motivos de claridad expositiva en sólo las bandas I y III de VHF Más adelante se expone un sintonizador comercial con conmutación de bandas mediante esta clase de diodos. En el esquema de la figura 8.15 se tiene un conmutador mecánico dispuesto en la posición de la banda III, es decir, en la de frecuencias más altas de VHF. En esta circunstancia el diodo D se polariza en sentido directo, con lo cual la bobina L. queda conectada a masa, en lo que respecta a la señal de RF, a través del condensador C3. En esta disposición la única inductancia existente en el circuito es L ,. Cuando el conmutador se sitúa en la posición Bl (banda I de VHF, de frecuencias más bajas), la tensión positiva queda aplicada al cátodo del diodo D, con lo cual éste queda polarizado en sentido inverso y, por lo tanto, no conduce. Ahora la bobina L2 y el condensador C2 entran a for mar parte del circuito. Las bobinas L, y L2 quedan así conectadas en serie, y este aumento de inductancia permite que el diodo de capacidad variable sintonice la banda i de VHF.

15 2

SINTONIZADOR

Tensión de sintonía

RF

8.15 Funcionamiento del diodo de conmutación de banda en un sintonizador con diodo de capacidad variable.

SINTONIZADOR VHF-UHF Actualmente todos los receptores de televisión se diseñan con sintonizadores integrados en los cuales se lleva a cabo la amplificación de las señales de RF (tanto de las bandas de VHF como de UHF), la generación de la señal del oscilador local y la mezcla de las señales para obtener la Fl, cuyo valor es constante para todos los canales de televisión, tanto de VHF como de UHF. Son muchos los sintonizadores integrados que se pueden adquirir en el mercado, por lo que describirlos todos resulta imposible. Además, el principio de funcionamiento de todos ellos es el descrito en páginas anteriores, es decir, en el heterodinaje de la señal del canal sin tonizado con la de un oscilador local. Por este motivo nos limitamos en este apartado a descri bir el sintonizador TDA5336 de P h il ip s , que se presenta en minicápsulas de plástico SOT-340-1 de 24 terminales (figura 8.16). 5.4 5.2

7.9 7.6

M EEFi 0.65

0,38 0,25

Li 12

8.16 Cápsula S0T-340-1, de 24 pins, del sintonizador para televisión TDA5736 de Philips.

153

En la figura 8.17 se ha dibujado el diagrama de bloques del Cl TDA5736, el cual trata por separado las bandas de VHF y UHF, con sus correspondientes preamplificador, mezclador y oscilador local para cada una de estas bandas de frecuencia.

CIRCUITO OSCII ANTE DEL SINTONIZADOR BANDA A

ENTRADA FILTRO Fl

ENTRADA BANDA A

CIRCUITO OSCILANTE DEL SINTONIZADOR BANDA B

CIRCUITO OSCILANTE DEL SINTONIZADOR BANDA C

ENTRADAS BANDA C

quD

ENTRADAS BANDA B

SALIDAS DE f i

'-----------------ENTRADA SALIDAS CONMUTADOR AMPLIFICADOR DESANDA DEL OSCILADOR LOCAL

8.17 Diagrama de bloques del integrado TDA5736 (sintonizador VHF, biperbanda y UHFpara televisión).

Las tres bandas de frecuencias se han dividido de la siguiente forma, respetando los están dares europeos: Banda A: 48,25 a 168,25 MHz. Banda B: 175,25 a 447,25 MHz. Banda C: 455,25 a 855,25 MHz. Disponiendo circuitos de sintonía apropiados, el integrado también puede funcionar para sin tonizar todos los canales del sistema NTSC de Estados Unidos y Japón. El integrado TDA5736 dispone de un amplificador de Fl común para todas las señales, pues to que una vez obtenidas éstas en los mezcladores poseen las mismas frecuencias. Otras partes de interés de este integrado son el conmutador de bandas y el circuito estabili zador de c.c., que mantiene estables las tensiones de alimentación de los circuitos del integra do, de forma que no quede afectado el valor de la Fl por este motivo. El TDA5737 se alimenta con una tensión continua nominal (l/p) de 5 V, la cual se aplica a su terminal 9. que es la entrada del estabilizador de c.c., con una tolerancia de ± 0,5 V. Los mezcladores son del tipo balanceado, con entrada por emisor común para la banda A (de VHF) y base común para las bandas B y C (de UHF).

SINTONIZADOR

El fabricante denomina las entradas como bandas A, B y C porque los amplificadores de RF de estas entradas amplifican un ancho de banda distinto a los propios de las bandas de VHF y UHF. Efectivamente, el amplificador de la banda A (correspondiente a VHF) cubre un ancho de banda comprendido entre 48,25 y 168,25 MHz, mientras que la banda I de televisión (banda de VHF) abarca desde 47 a 68 MFIz, por lo que la supera en ancho de banda. El amplificador de la banda B posee un ancho de banda comprendido entre 175,25 y 447,25 MHz, cubriendo sobra damente la banda III de VHF. Finalmente, la banda C cubre desde 455,25 a 855,25 MHz, per mitiendo sintonizar todos los canales de las bandas IV y V de UHF. Estos amplios anchos de banda permiten que el sintonizador pueda utilizarse también en las bandas de frecuencia asig nadas a la CATV. Según datos facilitados por el fabricante, el factor de ruido típico para la banda A, trabajan do a 50 MHz, es de 7,5 dB, alcanzando un máximo de 10 dB cuando se trabaja en la frecuen cia máxima de 470 MHz. Para la banda B el factor de ruido está comprendido entre 8 y 10 dB para todo el ancho de banda. Para la banda C el factor de ruido está comprendido entre 9 y 11 dB para todo el ancho de banda. Para el correcto funcionamiento de este sintonizador, el nivel de la señal en la entrada del amplificador de RF de la banda A (terminal 6 de la figura 8.17) debe ser de 116 dBpV, y de 115 dBpV para las entradas de las bandas B y C. El amplificador de la banda A proporciona una ganancia de 23 dB, y los de las bandas B y C de 34 dB. Para conmutar el funcionamiento del integrado de una a otra banda se aplica al terminal 12 una tensión positiva, de cuyo valor depende la banda a sintonizar según se indica a continua ción: Banda A: Entre 0 y el 18 % de la tensión de alimentación. Banda B: Entre el 26 y el 47 % de la tensión de alimentación. Banda C: Entre el 55 y el 100 % de la tensión de alimentación. Para finalizar, en la figura 8.18 se ha dibujado el esquema completo de conexiones de este sintonizador. Respecto a ella cabe hacer las siguientes observaciones de interés: Los amplificadores A, B y C amplifican todas las frecuencias de las bandas de VHF y UHF, es decir, no dispone de circuito resonante de sintonía que permita seleccionar un canal. La selección del canal se realiza modificando, mediante un diodo de capacidad variable, la frecuencia de resonancia de cada uno de los osciladores locales, de forma que al variar dicha frecuencia de resonancia, y mezclarse ésta con todas las frecuencias de las bandas de VHF o de UHF, se obtenga en el mezclador, por diferencia, la Fl correspondiente al canal de televisión que se desea sintonizar. El diodo de capacidad variable que permite la sintonización de los canales de la banda A es el D1 (BB132). En el esquema de la figura 8.18 se puede ver que al cátodo de este diodo se le aplica una tensión continua positiva V, que polariza en sentido inverso al diodo. Variando el valor de esta tensión se modifica, por tanto, la frecuencia de resonancia del circuito oscilante formado por el diodo D 1, el condensador C1 y la inductancia L1 , con lo cual cambia la Fl de salida del mez clador de VHF. El mismo resultado se obtiene para las bandas B y C, con los diodos D3 y D4, del tipo BB134 y BB133 respectivamente, a cuyos cátodos se aplica también la tensión continua positiva Vt, modi ficándose para estas dos bandas, la frecuencia de resonancia del circuito oscilante del oscilador. Dado que los circuitos de las tres bandas no deben funcionar simultáneamente, el TDA5736 dispone de un conmutador de bandas que se acciona aplicando una tensión positiva al termi nal 12 para que entren en funcionamiento las etapas correspondientes a la banda que se desea sintonizar, según se fia explicado en un párrafo anterior.

155

TELEVISIÓN

8.18 Esquema completo de un sintonizador VHF-UHFdiseñado con el integrado TDA5736. El mismo conmutador de bandas sirve para conmutar los correspondientes circuitos pream plificadores de RF. La alimentación del integrado, por el terminal 9, se realiza a 5 V, haciendo pasar la corriente de alimentación por un filtro paso bajo formado por la bobina L 10 y los condensadores C26, C25 y C35, que filtran dicha corriente y evitan, al mismo tiempo, la circulación de señales de Fl hacia la alimentación. Entre los terminales 13 y 14 del integrado se obtiene la Fl del canal sintonizado, tanto si es de VHF como de UHF. Entre los terminales 13 y 14 se dispone un circuito resonante a la Fl, formado por la bobina L7 y los condensadores asociados a ella, de forma que se evite el paso hacia el amplificador de Fl de cualquier señal que no corresponda al ancho de banda de la Fl.

156

SINTONIZADOR

Dado el interés que este circuito puede tener para el lector, a continuación se relacionan los valores de todos los componentes del mismo, según datos facilitados por P h il ip s . Resistencias: R1 = 47 kíü R6 = 27 kQ RIO = 100 Q

R2 = 22 k íí R7 = 10 k£2 R11 = 27k£i

R3 = 22 k íl R8 = 50 £2 R 1 2 = 15 k£2

F?5 = 27 k£2 R9 - 4,7 Q

C2 = 5,6 pF C6 = 2 pF C10 = 1 pF C 1 4 = 1 nF C18 = 68 pF C22 = 1 nF C26 = 1 nF C30 = 1 nF C34 = 2,2 pF (40 V)

C3 = 100 pF C7 = 2 pF C11 = 3 ,3 pF C75 = 1 nF C19 = 68 pF C23 = 1 nF C 2 7 = 1 nF C31 = 1 nF C35 = 4,7 nF

C4 = 82 pF C8 = 2 pF C12 = 3,3 pF C16 = 39 pF C20 = 1 nF C24 = 1 nF C28 = 1 nF C32 = 1 nF

Condensadores: C1 = 82 pF C5 = 1 pF C9 = 2 pF C13 = 4,7 pF C17 = 39 pF C21 = 1 nF C25 = 2,2 nF C29 = 1 nF C33 = 1 nF Bobinas: L7 L3 L5 L9

= = = =

7,5 vueltas (3 mm de diámetro) 1,5 vueltas (2,5 mm de diámetro) 5,5 vueltas (2,5 mm de diámetro) 12,5 vueltas (5 mm de diámetro)

L2 = 2,5 vueltas (3,5 mm de diámetro) L4 = 2,5 vueltas (3 mm de diámetro) L6 = 5,5 vueltas (2,5 mm de diámetro) L10 = 2,2 piH (bobina de choque).

Transformadores: L8 = 2 vueltas

L7 = 2 x 5 vueltas Diodos: D1 = BB1321

D2 = BB134

D3 = BB133

157

Sintonía digital

INTRODUCCIÓN El Digital Channel Selection (selección de canales digital), al que denominaremos DICS, es el más moderno y avanzado sistema para la selección de canales. El sistema de sintonía digital ha sido posible gracias al desarrollo de los circuitos LSI (Large Scale Integration) y los circuitos monolíticos de las más altas frecuencias. Son numerosas las ventajas que ofrece el sistema DICS; entre ellas destacamos: • Sintonía exacta y estable para todas las frecuencias, mediante selección digital del núme ro de canal. • Almacenamiento del número de canal. Estos canales pueden sintonizarse o programarse con o sin presencia de transmisión. Total inmunidad a interferencias eléctricas. Además de lo expuesto, referente a un sistema básico de sintonía digital, el sistema puede ampliarse con otros circuitos integrados que proporcionan: • Presentación en pantalla de la estación o canal preseleccionado (figura 9.1). • Selección directa de canal. • Avance de la sintonía en sentido creciente o decreciente, a través de todos los canales o bien sólo a través de las estaciones preseleccionadas. • Búsqueda de sintonía en sentido creciente o decreciente. • Microcambios de sintonía para la localización de transmisiones en frecuencias no locali zadas como, por ejemplo, los programas CATV. • Posibilidad de control remoto por infrarrojos o por ultrasonidos de más de 30 órdenes y control local con más de 21 órdenes.

9.1 Visualizado/! del número de programa en pantalla de un televisor por el sistema de selección de canales digital.

159

TELEVISIÓN

SINTONIZADOR UHF I VHF

) CAF

11 los

V

comro/8$ 111111/og,cos

------r¡

PRE. ESCALA : 256

1 1

-- - -- l MODULO VISUALIZACION

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CONTROL FRECUENCIA

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CONTROL

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MEMORIA

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- - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - -'

BUS DE INSTRUCCIONES

t

ECOOIFICADO

1 1

1 1

1

ANALIZADOR BOTONERA LOCAL

AMPLIFICADOR

l

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1

1

TRA NSMISOR IR 1

GRUP02

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9.2 dede bloques dede unun sistema dede selección dede canales digital. 9.2 Diagrama Diagrama bloques sistema selección canales digital.

160 160

_ _J

SINTONÍA DIGITAL

• Control de las funciones de volumen, brillo, contraste y saturación de color. • Inmunidad a interferencias ultrasónicas. • Silenciador.

COMPOSICIÓN DE UN SISTEMA DE SELECCIÓN DE CANALES DIGITAL En la figura 9.2 se ha dibujado el diagrama de bloques de un sistema DICS, el cual está forma do por un total de nueve circuitos. Estos nueve circuitos pueden reunirse en cuatro grupos, tal como se ha hecho en la misma figura 9.2. Cada uno de estos grupos cumple una función: Grupo 1 (Sintonía) Este grupo está formado por: • Un controlador de la frecuencia. • Un control y memoria de programas. Grupo 2 (Órdenes) Este grupo comprende: • • • •

Un Un Un Un

emisor de control remoto por infrarrojos o por ultrasonidos. receptor y amplificador de las señales de control remoto. decodificador. analizador de la botonera del receptor.

Grupo 3 (Control de funciones analógicas) Este grupo está formado por una memoria analógica o digital. Grupo 4 (visualización en pantalla del número de canal y/o programa). Este grupo consta de un módulo de visualizaclón. A continuación se estudia el principio de funcionamiento de este sistema de sintonía y memorización de canales, siendo la exposición válida para circuitos similares, los cuales se dise ñan en la actualidad totalmente integrados aunque con algunas diferencias entre ellos.

SISTEMA DE SINTONÍA En la figura 9.3 se ha dibujado el diagrama de bloques del controlador de frecuencia, que forma parte del grupo 1, es decir, del sistema de sintonía digital. Como se aprecia en la figura 9.3, el sistema consta de un lazo cerrado, es decir, la señal pro cedente del sintonizador del receptor se aplica a un preescalímetro que divide la frecuencia por 256 y, de éste, a una de las entradas de una puerta AND. Por otro lado, un oscilador de cristal de 4 MHz, aplica esta frecuencia a un divisor de frecuencia. Ambas señales, la procedente del preescalímetro y la procedente del divisor de frecuencia, se aplican a un contador de frecuencia gobernado por una puerta AND, previa división de la fre cuencia por 8. La salida del contador de frecuencia se aplica luego a un circuito de decisión lógica, el cual aplica impulsos de corriente de mayor o menor duración a un circuito integrador de corriente. El circuito integrador de corriente proporciona una tensión para el CAF (control automático de frecuencia), el cual gobierna al sintonizador para que mantenga, con toda exactitud, la fre cuencia del canal sintonizado. El corazón del sistema es la memoria ROM (memoria de sólo lectura). Esta memoria está per manentemente programada en el código binario correspondiente a las frecuencias del oscilador

161

TELEVISIÓN

local (frecuencia de la portadora del canal sintonizado más frecuencia intermedia de 38,9 MHz, en la Norma CCIR). El número de canal solicitado ordena al registro de dirección de la memoria ROM que car gue, desde la salida de ésta, el contador de frecuencia con el código binario correspondiente a la frecuencia del oscilador local. El contenido del contador de frecuencia es contado hacia abajo por los Impulsos proceden tes del circuito de preescalímetro, durante el período de tiempo que permite la puerta AND.

2.048 US

I I I 8

f ms m áx¡

9.3 Diagrama de bloques del principio de funcionamiento de un sistema de sintonía digital.

16 2

SINTONÍA DIGITAL

Efectivamente, los impulsos del circuito de preescalímetro sólo pueden pasar hacia el conta dor de frecuencia si la otra entrada de la puerta AND está en nivel alto, lo cual sólo se produce durante el tiempo Tc de presencia de impulsos procedentes del divisor de frecuencia del oscila dor de 4 MHz. Para asegurar que el número de impulsos contados sea igual al número de megaciclos de la frecuencia del oscilador local, el resultado de la división entre el sintonizador y el contador debe ser igual a la duración del período de contaje, es decir, 2.048 ps, tal como se indica en la parte inferior de la figura 9.3. El oscilador de cristal de 4 MHz determina y mantiene constante el periodo de contaje de 2.048 ps. La diferencia entre la frecuencia seleccionada y la de sintonía genera un impulso (véase figu ra 9.3), cuya duración es proporcional al error de sintonía. Estos impulsos, una vez integrados, son utilizados para modificar el valor de la tensión de sintonía (CAF), la cual, como se sabe, se aplica al oscilador local del sintonizador. De esta forma el oscilador local genera una frecuencia por debajo de 1 MHz de la frecuencia seleccionada, con lo que entra en acción el CAF para completar la operación de sintonización.

CONTROL Y MEMORIZACIÓN DE PROGRAMAS En la figura 9.4 se ha dibujado el esquema de bloques de los circuitos para control y memori zación de los programas seleccionados. El funcionamiento del circuito es como sigue: las órdenes de sintonía, procedentes del con trol lógico, se introducen en el receptor l-BUS a través del bus de datos de instrucción (l-BUS). Al receptor l-BUS se le aplica, por tanto, el conjunto de controles local y remoto, tal como se aprecia en la figura 9.4. En este orden de cosas, hay dos modos posibles de sintonía: el modo programa y el modo canal.

Modo programa En este circuito el usuario puede elegir, en modo estación, hasta un total de 16 programas, aun que en otros circuitos el número de programas es mayor. En este modo se pueden localizar los números de un determinado programa y sus números de canal asociados almacenados en la memoria RAM, la cual está protegida contra interrupciones en el suministro de energía eléctrica mediante una batería tampón. Si se selecciona el modo programa, en la pantalla del televisor aparece el número del canal y el del programa a él asociado. El modo programa permite: a) el acceso directo a todos los programas cuyo número de canal se fiaya almacenado en la memoria RAM. b) el cambio secuencial de la sintonía a través de todos los canales, tanto en sentido ascen dente como descendente, mediante el circuito contador de canal.

Modo canal Si se selecciona el modo canal, en la pantalla del televisor aparece el número del canal selec cionado. Se pueden realizar las siguientes funciones: a) Acceso directo a todos los canales almacenados en la memoria ROM. b) Cambio secuencial de sintonía a través de todos los canales en ambas direcciones, mediante el contador de canal, saltando automáticamente los canales no utilizados. c) Búsqueda continua de sintonía a través de todos los canales en ambos sentidos, con parada automática al localizarse la portadora de una emisora de televisión.

163

TELEVISIÓN

164

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OSCILADOR

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SINTONIA POR MICRO SALTOS

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9.4 9.4 Diagrama Diagrama de de bloques bloques de de los los circuitos circuitos de de control control y memorización memorización de de programas.

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MODULO DE PRESENTACION

SINTONÍA DIGITAL

El sistema de sintonía digital incorpora, además, la posibilidad de sintonía por microsaltos, lo cual facilita la sintonización de emisoras de televisión en frecuencias no localizadas, tales como programas CATV. Esta posibilidad de sintonía por microsaltos puede llevarse a cabo tanto en el modo programa como en el modo canal. Al seleccionarse un canal, el sistema DICS sintoniza el oscilador local del sintonizador del televisor a la frecuencia de la portadora de Imagen del canal elegido. Una vez se ha realizado esta operación, si en dicho canal no se transmite ningún programa de televisión, se inicia de forma automática el sistema de sintonía por microsaltos, desintonizándose el oscilador local en cinco saltos, alejando la frecuencia del oscilador local de la frecuencia central del canal selec cionado. Estos saltos se efectúan de forma que tres de ellos se realicen por encima de la frecuencia del canal seleccionado y dos por debajo de ella. Estas pruebas para la detección de transmi siones de televisión se repiten para cada cambio. El sistema cambia automáticamente del modo VHF (cuya separación entre canales es de 7 MHz) al de UHF (cuya separación entre canales es de 8 MHz), de acuerdo con los requisitos del canal seleccionado o modo de sintonía. Otra de las pruebas que realiza de forma automática el sistema de sintonía digital, es la de determinar si una señal de televisión que llegue al receptor, posee el suficiente nivel para ser pre sentada en pantalla. Efectivamente, el sistema DICS mide el nivel de la señal recibida por muestreo del nivel del CAG procedente de las etapas de Fl del receptor. Si el nivel de CAG no es suficiente, las secuen cias de pruebas se detienen y la sintonía secuencial pasa al próximo canal, o bien al siguiente microsalto. En el caso de que el CAG sí posea un nivel suficiente, entonces el sistema DICS conecta automáticamente el CAF del sintonizador y espera 61 ms para permitir que el CAF actúe con toda su capacidad. Una segunda prueba analiza los impulsos de sincronismo vertical de la señal de televisión recibida. Si esta segunda prueba es satisfactoria, entonces aparece el número de canal en la pantalla y la sintonía secuencial se detiene.

BUS DE DATOS DE PROGRAMA Y CANAL En la figura 9.4 se puede apreciar que los datos de canal y programa se aplican a un circuito de salida puerteada, desde donde se llevan al módulo de presentación. La información se lleva mediante un bus de datos (D-BUS) que consta de las tres líneas siguientes (figura 9.4): • Una línea de Impulsos de reloj (CLCK). la cual lleva los impulsos de 62,5 kHz procedentes del oscilador de 4 MHz controlado por el cristal. • Una línea de impulsos de permiso de código (PCEN), que lleva información de un impulso «ventana» cuya duración es de 28 impulsos de reloj. • Una línea de impulsos de datos codificados (PCDA), que lleva la Información del núme ro de canal del programa en forma de una palabra binaria de 13 bits. Cada bit de Infor mación tiene una duración de dos impulsos de reloj y cada palabra va precedida por un cero. Con el fin de evitar errores de funcionamiento en el sistema, se realizan las tres pruebas siguientes: • Presencia del número correcto de bits de información. • Presencia del cero de iniciación de palabra. • Ausencia de ruido en las líneas de datos.

165

TELEVISIÓN

longitud de la palabra 11010

5 O c:

8 s0 1

I 5 o. COco co ^ s ■O g

Qi -O 0} *t3 g ■§ g 1 Q ¡? lo 43 05 ^

166

SINTONÍA DIGITAL

CONTROL LOCAL Y CONTROL REMOTO Veamos ahora el control local y el control remoto utilizado en el sistema DICS, que como se ha Indicado en el diagrama de bloques de la figura 9.2 corresponden al grupo 2. Consta de cuatro circuitos: tres corresponden al control remoto y uno al control local. En total es posible ejecutar un total de 38 órdenes o funciones de control del receptor. En la figura 9.5 se ha dibujado el diagrama de bloques del sistema de control (tanto remoto como local), así como los diagramas de tiempos de los Impulsos. Para el control local se utiliza un circuito analizador, el cual precisa de una matriz de contac tos capaz de suministrar un total de 21 órdenes al sistema de sintonía (figura 9.6). Estas órdenes, numeradas en la matriz de la figura 9.6, son las siguientes: 012458910 11 12 13 14 15 32 33 34 35 36 37 38 39 -

Funciones analógicas de valor medio Silenciador/conexión Desconexión Llamada visualización Sintonía creciente/conexión Aumento de volumen sonoro Disminución de volumen sonoro Incremento de brillo Disminución de brillo Incremento de saturación de color Disminución de saturación de color Incremento de contraste Disminución de contraste Visualización ON/OFF Almacenamiento Ajuste CEM (entrada modo canal) Sintonía decreciente/conexión Avance programa en sentido creciente/conexión Avance programa en sentido decreciente/conexión Avance de canal en sentido creciente/conexión Avance de canal en sentido decreciente/conexión

SP6T 20

9.6

SP5T 19

SP4T

SP3T

18

17

SP2T 16

SP1T

14

R2T

fí3T

H4T 8

Matriz de contactos del control local en el receptor de televisión. 167

TELEVISIÓN

Si se necesita incorporar una función para que el último canal sintonizado vuelva a aparecer cuando se conecte el receptor, se añadirá una memoria como la que se muestra en la figura 9.7, la cual se conecta entre la línea de permiso l-BUS (DLEN) y la matriz de contactos local, con lo que se automatiza la orden de llamada de la visualizaclón (orden 4). Esta memoria se diseña fácilmente con un par de puertas lógicas ÑOR, como las integradas en CMOS 4001, y un transistor BC548 que pone en comunicación los terminales de la matriz R1T y SP2T cuando pasa a conducir.

DLEN (1 BUS)

9.7

Circuito para memorizar el

último programa sintonizado cuando se conecta el receptor de televisión.

r e set

Obsérvese en la figura 9.7 que esta memoria se conecta entre los terminales DLEN y los ter minales SP2T y RIT de la matriz. El diagrama de bloques del control remoto se muestra igualmente en la figura 9.5, y su matriz de contactos en la figura 9.8. Obsérvese que la matriz de contactos de la figura 9.8 es capaz de dar 30 órdenes distintas: 014568910 11 12 13 -

Funciones analógicas de valor medio Silenciador/conexión Llamada visualización Sintonía creciente/conexión Reserva 1 Aumento de volumen sonoro Disminución de volumen sonoro Incremento de brillo Disminución de brillo Incremento de saturación de color Disminución de saturación de color

DRV7 7

'

v \v v v

DfíVB 6

v v v V

ÜRVS 5

v V V v

DRV4 4

\y V \v v

DRV3 3

ORV2 2

D R Vt 1

DfíVO 23

v V 'Y \y \y V. v V V V

9.8 Matriz de contactos del control remoto, situado en el mando a distancia.

16 8

SENO 19

3y7nos0usan

SEN1 22

SE M2 Ü

SEN3 21

SINTONÍA DIGITAL

14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 -

Incremento de contraste/reserva 2 Disminución de contraste/reserva 3 Programa 16/dígito canal O/conexión Programa l/dígito canal l/conexión Programa 2/dígito canal 2/conex¡ón Programa 3/dígito canal 3/conexión Programa 4/dígito canal 4/conexrón Programa 5/dígito canal 5/conexión Programa 6/dígito canal 6/conexión Programa 7/dígito canal 7/conexión Programa 8/dígito canal 8/conexión Programa 9/dígito canal 9/conexión Programa 10/conexión Programa 11 /conexión Programa 12/conexión Programa 13/conexión Programa 14/conexión Programa 15/conexión

Al pulsar uno de los contactos de la matriz de la figura 9.8, se construye una palabra de 5 bits en la que los niveles lógicos están representados por diferentes intervalos de tiempo. Esta señal de impulsos codificados modula la salida a través de un multivibrador de 38,5 kHz, es decir, se obtiene un ultrasonido modulado que es captado por el receptor ultrasónico de la figu ra 9.5. Es posible y no resulta difícil transformar el circuito para que trabaje con infrarrojos en lugar de ultrasonidos. En el receptor, un micrófono capta las señales ultrasónicas, las cuales son amplificadas y aplicadas a un decodificador (figura 9.5), donde se decodifican las órdenes recibidas y se reali zan algunas medidas de tiempo en el tren de impulsos. El decodificador no suministra señal de salida si, por lo menos, no recibe dos palabras idén ticas consecutivas. Conectando en la salida USDI del decodificador un LED, el usuario obtendrá una señal visual de que la orden dada es correcta.

BUS DE DATOS DE LAS ÓRDENES En el esquema de la figura 9.5 se ve que las órdenes, tanto las locales como las decodificadas del control remoto, se unen en un bus de datos (l-BUS) de tres líneas, que se aplican a la memo ria analógica y al sistema de sintonía. Las líneas de este bus de datos son; • Una línea de reloj (CLCK) que lleva los im pulsos de reloj de 62,5 kHz, derivados del oscilador de 4 MHz controlado por el cristal del circuito de control de frecuencia (figura 9.4). • Una línea de permiso (DLEN), que lleva la información de un impulso «ventana» con una duración de 14 períodos de reloj. • Una línea de datos (DATA) que da información de las órdenes en forma de palabras de 6 bits. Cada bit tiene una duración de dos períodos de reloj y cada palabra va precedida por un cero. Con el fin de evitar errores en el funcionamiento del sistema, el circuito efectúa las cuatro pruebas siguientes: • •

Comprueba que esté presente el número adecuado de bits. Comprueba que esté presente el cero inicial.

169

TELEVISIÓN

PUESTA A CERO

PVOL

SILT

9.9 Esquema de bloques de la memoria analógica. Comprueba la presencia de la línea de permiso (DLEN), para que se adapte la información del decodificador del analizador. Comprueba la ausencia de ruido en el bus de datos.

MEMORIA En este circuito la memoria es analógica y pertenece al grupo 3 de la figura 9.2. Consta de un circuito cuyo diagrama de bloques se ha dibujado en la figura 9.9. El circuito puede almacenar los dígitos equivalentes de cuatro funciones analógicas, con lo cual se controla el brillo, contraste, saturación de color y volumen de sonido. Cada uno de estos controles se regula en 64 niveles bidireccionales, con una relación de 8 niveles por segundo. Al alcanzarse los niveles máximo o mínimo de cada control, se produce la parada automática de los mismos. En cada una de las salidas del convertidor digital a analógico se dispone una red ¡ntegradora, formada por una resistencia en serie y un condensador en derivación. En el condensador aparece, por tanto, una tensión cuyo valor depende de los bits de control y que es la utilizada para controlar el volumen, brillo, color y contraste del televisor (figura 9.9). Además de las órdenes de aumento o disminución de cada uno de los cuatro controles (órdenes 8 a 15 citadas anteriormente), el circuito recibe, a través del bus de datos (l-BUS), las siguientes órdenes: • Conexión (órdenes 1, 5, 16 a 31 y 35 a 39). Esta orden fija la salida ON/OF en nivel ALTO. • Desconexión (orden 2). Esta orden hace que la salida ON/OF pase al nivel BAJO y niega la orden del silenciador (muting). • Silenciador (orden I). Mediante esta orden el nivel de volumen sonoro se anula. Si la orden se repite, la posición del control de volumen vuelve a su nivel original. • Funciones analógicas de valor medio (orden 0). Mediante esta orden se ajustan los con troles analógicos a los siguientes niveles medios:

170

SINTONÍA DIGITAL

Brillo: 39 % (nivel 25) Contraste: 59 % (nivel 38) Saturación de color: 47 % (nivel 30) Volumen: a elegir entre dos niveles prefijados. La función analógica de valor medio del volumen anula la orden del silenciador de sonido. Además de lo expuesto, es posible obtener las siguientes funciones: • Control de potencia. Un nivel BAJO, aplicado a la entrada POFF del control analógico (figu ra 9.9), no produce ningún efecto. Mientras se aplique un nivel ALTO a la entrada POFF, se mantiene la posición de las salidas analógicas. • Sintonía silenciosa. Aplicando un nivel ALTO a la entrada SILT (figura 9.9), la salida del con trol de volumen se reduce al nivel cero, con lo que la búsqueda de canal se realiza de forma silenciosa. • Preajuste del volumen. Permite elegir entre dos niveles prefijados de volumen cuando se da la orden de «funciones analógicas de valor medio» ya citadas. Si se aplica un nivel BAJO a la entrada PVOL (figura 9.9), el nivel de preajuste sonoro pasa a ser el 50 % (nivel 32).

MÓDULO DE VISUALIZACIÓN Para finalizar con el estudio de las diferentes partes de un sistema DICS describimos a conti nuación el grupo 4, cuya función dentro del conjunto del sistema es la de generar datos para realizar el borrado parcial de la parte alta derecha o izquierda de la pantalla del receptor y visua lizar en su lugar los números de estación y/o canal seleccionado (figura 9.1). Los números se presentan transcurridos 2,5 s después de haber sintonizado el programa y/o canal, y su conformación está formada, en este caso, por una matriz de 5 x 7 puntos (figura 9.10).

Número programa

Número canal

9.10 Número de programa y canal mediante una matriz de 5 x 7 puntos.

En la figura 9.11 se ha dibujado el diagrama de bloques de las partes constituyentes del módulo de visualización. La información relativa a la visualización se deriva del D-BUS (véase figura 9.4) y se aplica al registro de números de programa/canal. El bit del modo de visualización (DMB), que precede a las tres palabras de 4 bits de progra ma/canal, procedente de la línea DCDA, establece si se visualiza sólo el número de canal (DMB = 0) o si se visualiza el número de programa y el de canal simultáneamente (DMB = I). Dado que debe existir una sincronización de los números de programa y/o canalcon el barri do de televisión, es preciso aplicar los impulsos de sincronismo de línea y de cuadro (HPOS y VPOS) del receptor de televisión al circuito de control de la figura 9.11. Estos impulsos deben cumplir los siguientes requisitos: Duración de los impulsos horizontales: 1 a 20 ps Duración entre impulsos horizontales: 55 a 72 ps Duración de los impulsos verticales: 32 ps a 0,2 ms Duración entre impulsos verticales: 18,4 a 20,4 ms El circuito de control posee, además, las entradas ADI y BDI (figura 9.11).

171

TELEVISIÓN

MULTIVIBRADOR ARRANCAR/ PARAR

2.2MHz

arrancar/parar

reloj del visualizado/' DICL

control forma | ADI visualización j BDI impulsos del receptor de TV.

impulsos verticales

r

(HPOS) -

- ventana (ERAN) ROM DE CARACTERES

- cifras (CHAR)

(VPOS) -

j PCEN D-BUS | PCDA C LC K -

:= r

REGISTRO NUMEROS PROGRAMA/CANAL

REGISTRO SALIDA NUMERO PROGRAMA

1111 - CEPEN 1 CEPEN2

control del formato do visualización

PRGC PRGB PRGA

9.11 Partes constituyentes del módulo de visualización.

Estas dos entradas determinan el modo de visualización, según se les apliquen niveles bajos o altos, conforme se indica en la siguiente tabla:

Niveles

Modo de visualización

Modo DICS

0

Intermitente, con una periodicidad de presencia y ausencia de 0,32 s.

Sin ejecutar el almacenamiento del número de programa.

0

1

Permanente.

Modo programado.

1

0

Aparición después de 2,5 s de la selección de programa.

Funcionamiento normal.

1

1

Sólo ventana.

Ajuste modo canal pero sin elegir el canal.

ADI

BDI

0

Tabla 9.1 Modo de visualización según los niveles de las señales ADI y BDI, aplicados al circuito de control del módulo de visualización.

La visualización puede llevarse a cabo en el lado derecho o Izquierdo de la pantalla, según el tiempo transcurrido entre el flanco de subida de los impulsos horizontales y el inicio de los impul sos de ventana FRAM. Si dicho tiempo es de 16,2 ps, la visualización se realiza en el lado izquierdo, mientras que si es de 45,9 ps, la visualización se realiza en el lado derecho. Estos tiempos corresponden, respectivamente, a 36 y 102 veces el tiempo de los impulsos de 0,45 ps procedentes de un multivibrador de 2,2 MHz (figura 9.11). La duración del impulso FRAM determina el ancho de la visualización. Si se desea una visua lización de dos cifras, la duración del impulso de borrado FRAM es de 6,75 ps, correspondien te a 15 veces el tiempo de los impulsos de 2,2 MHz ya citados. Si la visualización es de cuatro cifras, entonces los impulsos de borrado FRAM poseen una duración de 14,85 ps correspon diente a 33 veces la duración de los impulsos de 2,2 MHz (0,45 ps).

172

SINTONÍA DIGITAL

Mediante las entradas GDISP y PRON (figura 9.11), se controla el formato de visualización (longitud del impulso FRAM). A estas dos entradas se aplican niveles altos o bajos según se Indi ca en la tabla 9.2. Niveles

Formato D-BUS

Formato de visualización

GDISP

PRON

0

0

13 bits. I-BUS

Número de programa en el lado izquierdo de la pantalla.

0

1

6 bits. D-BUS

Otro visualizador de cuatro dígitos, por ejemplo, reloj.

1

0

16 bits. I-BUS

Número de programa en el lado derecho de la pantalla.

1

1

6 bits. D-BUS

Número de programa y/o canal en el lado derecho de la pantalla.

Tabla 9.2 Modo de control del formato de visualización, según los niveles de las señales GDISP y PRON, aplicados al circuito de registro de números de programas y canales. La forma de aparición de la visualización en la pantalla se realiza del siguiente modo: • Inicio del borrado de la imagen para la visualización en la línea 46, con borrado en la parte derecha (o Izquierda) de 6 líneas en ia longitud adecuada, es decir, hasta la línea 51. • Inicio de la visualización de dígitos en la línea 52. • Finalización de la visualización de los dígitos en la línea 72. • Finalización del borrado de imagen en la línea 78. El total de líneas ocupadas por la visualización es, pues, de 33 (diferencia entre la líneas 78 y la 45), siendo ésta la altura que ocupa en la parte superior izquierda o derecha de la pantalla. El funcionamiento del visualizador procedente del D-BUS, al aplicarle a la entrada del regis tro de programas y canales el código de información del número de programa y/o canal, es como sigue: 1

2.°

3.°

4.° 5.°

Los seis primeros impulsos FRAM borran las seis primeras líneas de desviación a partir de la parte superior de la ventana de visualización, es decir, a partir de la línea de imagen número 46 inclusive. A partir del séptimo impulso FRAM, el contenido del registro de números de progra mas/canales direcciona la memoria ROM de caracteres, la cual alimenta la primera línea de información a visualizar a la entrada de vídeo del receptor a través de la línea CF1AR. Se repite durante dos líneas más lo expuesto en el apartado 2 °, con lo cual se estable ce la parte superior de los números a visualizar con un total de tres líneas: es decir, que cada uno de los puntos blancos de la figura 9.10 está constituido por tres líneas. Se repite el proceso, de tres en tres líneas, según la forma de la cifra a visualizar. Los seis últimos impulsos FRAM borran las líneas 73 a 78, correspondientes a la parte inferior de la ventana.

Es de destacar que en la exposición que hemos hecho, y con el fin de facilitar la compren sión del sistema de visualización, hemos numerado las líneas correlativas, es decir, que aunque dicha numeración es correlativa en la práctica, debido al sistema de entrelazado la visualización se lleva a cabo primero con las líneas impares y después con las pares. Así pues, consideran do sólo el primer cuadro, de 312,5 líneas horizontales, numeradas correlativamente del 1 al 312,5, la construcción de la visualización se realiza como se indica en la tabla 9.3.

173

TELEVISIÓN

Línea del cuadro 1 -4 5

-

Impulsos de salida

Información

N.° de impulso FRAM

FRAM

línea bits de visualización.

-

46-51

1-6

Imagen de televisión.

52-54

7-9

Parte superior de la ventana.

FRAM + CHAR

55-57

1 0 - 12

1.a línea bits de visualización.

FRAM + CHAR

58-60

13-15


FRAM + CHAR

16-18


FRAM + CHAR

64-66

19-21


FRAM + CHAR

67-69

22-24


FRAM + CHAR

70-72

25-27


FRAM + CHAR

73-78

28-33

Parte inferior de la ventana.

61 - 6 3

79-312,5

FRAM -

Imagen de televisión.

-

Tabla 9.3 Construcción de la visualización de los números de programa y/o canal en la pantalla del televisor, en el sistema de entrelazado de líneas.

Para finalizar diremos que el circuito de la figura 9.11 dispone de un registro de salida del número de programa. Este registro contiene, en forma binaria, el número de programa preseleccionado. Si se decodifica la salida de este registro, puede utilizarse para la conmutación de aparatos externos, tales como aparatos de vídeo, mediante la preselección de uno de los núme ros de los 16 programas. En la tabla 9.4 se indica el código binarlo asociado al número de cada programa.

N.° de programa en visualización

Tabla 9.4 Código binario asociado con el número de programa, en el circuito de registro de salida del número de programa.

174

01 02 03 04 05 06 07 08 09 10 11 12 13 14 15 16

Salidas del circuito de registro de número de programa CPEN1

CPEN2

PRGC

PRGB

PRGA

0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1

1 1 1 1 1 1 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0

0 0 0 1 1 1 1 0 0 0 0 1 1 1 1 0

0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0

1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0

Amplificador de Fl

INTRODUCCIÓN En el capítulo 8 se estudia cómo la señal de RF, que comprende las portadoras de vídeo y de audio, se convierte en una señal de Fl por medio de una mezcla aditiva de frecuencias (heterodinaje) en el circuito mezclador del sintonizador. La conversión de frecuencia que se ha efectuado en los sintonizadores tiene su origen en la necesidad de aprovechar mejor la señal captada por la antena, ya que al transformarla en una señal de frecuencia menor y siempre del mismo valor resulta más fácil de amplificar. Con el fin de evitar interferencias y realimentaciones entre circuitos del propio receptor de televisión, el valor de la Fl en televisión es bastante elevado en comparación con la Fl de los radiorreceptores, e incluso suficiente para que quepa con holgura en la banda pasante de las dos portadoras moduladas, es decir, la de vídeo y audio. Así pues, la señal de Fl obtenida en el sintonizador conserva las dos portadoras de vídeo y audio que posee la señal de RF emitida por la emisora, con la única diferencia de haberse pro ducido un cambio o desplazamiento de la frecuencia hacia valores más bajos y constantes, sea cual sea la banda y canal sintonizado. La señal de Fl posee, sin embargo, una amplitud insuficiente, por lo que es necesario some terla a un proceso de amplificación. Este proceso de amplificación se lleva a cabo en el ampli ficador de frecuencia intermedia, el cual consta de dos o tres etapas amplificadoras selectivas. Existen dos formas de tratar la señal de FL La primera (figura 10.1), consiste en separar, desde la salida del sintonizador, las frecuencias intermedias de audio y vídeo, amplificándolas por caminos separados. La segunda, utilizada en la casi totalidad de receptores, consiste en aplicar ambas señales a un mismo amplificador, para separarlas posteriormente, tal y como se puede apreciar en el esquema de bloques de la figura 10.2. Este segundo procedimiento reci be el nombre de sistema intercarrier. Antes de entrar en el estudio de los circuitos amplificadores de Fl es preciso hacer algunas consideraciones sobre el ancho de banda en Fl, cuestión que tratamos en el apartado que sigue a continuación.

AL DETECTOR DE AUDIO

AL DETECTOR D E VÍDEO

10.1 Diagrama de bloques de las etapas de sintonía y Fl de un televisory amplificación de las Fl de vídeo y audio por caminos separados.

175

TELEVISIÓN

AM PLIFICADOR DE Fl DE AUDIO

i 1 AMPLIFICADO R DERF

.i

i l

AM PLIFICADOR DEFI D E AUDIO Y VÍDEO

--

► AL DETECTOR D E AUDIO

DETECTOR DE VIDEO

OSCILADOR LOCAL SINTONIZADOR

10.2 Diagrama de bloques de las etapas de sintonía y de Fl de un televisor por el sistema intercarrier.

Ancho de banda en las etapas de Fl de un televisor Ante todo debemos recordar que existen diferentes Normas, según los países, y que en cada una de ellas difiere la distribución de las portadoras de vídeo y audio. Así, en España, las emisiones de televisión se rigen según el sistema B y G de la norma CCIR. El sistema B posee un ancho de banda de 7 MHz y se utiliza en las emisiones en VHF (ya desa parecidas). En el sistema B de la norma CCIR la distribución de frecuencias de vídeo y audio queda como se representa en la figura 10.3, es decir, la portadora de vídeo queda separada 1,25 MHz por encima de la frecuencia más baja del ancho de banda del canal, la de audio se sitúa 5,5 MHz por encima de la portadora de vídeo y, finalmente, la separación entre canales se establece en 0,25 MHz. El sistema G posee un ancho de banda por canal de 8 MHz, aunque también es «efectivo» el de 7 MHz. Se utiliza en las emisiones en UHF. En este sistema la distribución de frecuencias es la misma pero la separación entre la portadora de vídeo y la frecuencia más baja del canal siguiente pasa a ser de 1,25 MHz (figura 10.4), en vez de los 0,25 MHz del sistema B. Esta distribución de frecuencias conduce a un diagrama de emisión que, trazando amplitu des convencionales, da lugar a la curva de respuesta del emisor, la cual tiene forma de trapecio (zona tramada de las figuras 10.3 y 10.4). En las citadas figuras se observa que la portadora de vídeo no está en el centro de la banda, lo cual significa que la banda lateral inferior está anulada en parte, o muy atenuada. Es decir, que se transmite por una sola banda, en amplitud y fase a la vez (Banda Lateral Única, BLU). Esto es válido para la norma CCIR, ya que otros países utilizan otras normas de emisión y, entonces, aunque la curva de respuesta del emisor sigue siendo trapezoidal, no son igua les los valores de las frecuencias intermedias empleadas. Así, por ejemplo, en Estados

Portadora

Portadora

10.3 Distribución de las portadoras de vídeoy audio en el sistema B (para VHF) de la norma CCIR.

176

Portadora imagen

Portadora audio

10.4 Distribución de las portadoras de vídeo y audio en el sistema G(para UHF) de la norma CCIR.

AMPLIFICADOR DE Fl

Unidos la separación entre las portadoras de audio y vídeo es de 4,5 MHz (5,5 MHz en la norma CCIR). Así pues, el ancho de banda de los amplificadores de Fl, según la norma CCIR europea, es de 7 MHz y, según la estadounidense, de 6 MHz, lo cual debe tenerse presente en el diseño de los amplificadores de Fl. La forma de trapecio de la curva de respuesta del emisor es correcta desde el punto de vista teórico; en la práctica la forma de la curva de respuesta queda ligeramente modificada y adop ta la forma que se ha dibujado en la figura 10.5, donde se han anotado las frecuencias corres pondientes a un amplificador de Fl. 38 MHz

33,4 MHz

10.5 Curva del ancho de banda normalizado en Europa, señalando las frecuencias de las portadoras de vídeoy audio.

FRECUENCIAS INTERMEDIAS DE AUDIO, VÍDEO Y CROMA En los receptores monocromáticos de televisión existen dos portadoras de Fl: la de audio y la de vídeo. En el receptor de televisión en color existe una tercera Fl, correspondiente a la sub portadora de color. Limitando, por el momento, nuestro estudio a los receptores monocromáticos, diremos que los valores de las portadoras de las frecuencias intermedias son: Fl de vídeo: 38,9 MHz Fl de audio: 33,4 MHz Estos valores corresponden a la norma CCIR europea, ya que en el caso de las normas ame ricanas los valores de las portadoras de las frecuencias intermedias son: Fl de vídeo: 45,75 MHz Fl de audio: 41,25 MHz Para obtener estas frecuencias intermedias se procede, como ya se ha dicho en el capítulo dedicado a los sintonizadores, a mezclar la frecuencia del oscilador local con la de la señal sin tonizada, de forma que la diferencia entre ambas sea igual a los valores citados. Dicho de otra forma, la frecuencia de oscilación del oscilador local debe ser 38,9 MHz superior a la de la por tadora de vídeo del canal sintonizado (o 45,75 MHz superior a la portadora de vídeo del canal sintonizado en el caso de normas norteamericanas). La portadora de audio produce, asimismo, una Fl cuyo valor es igual a la diferencia entre las frecuencias del oscilador local y la frecuencia de la portadora de audio.

17 7

Veamos, con dos ejemplos, todo lo que acabamos de exponer aplicado a las normas euro peas y norteamericanas respectivamente. Para ello supóngase que se sintoniza el canal 33 de UHF, según norma CCIR, al cual le corresponde unas frecuencias portadoras de vídeo y audio de 567,25 y 572,75 MHz, respectivamente. En este supuesto, la frecuencia generada en el oscilador local del sintonizador es de 606,15 MHz, con la que se obtienen las frecuencias intermedias de vídeo: 606,15 MHz - 567,25 MHz = 38,9 MHz y de audio: 606,15 MHz - 572,75 MHz = 33,4 MHz Supóngase ahora que en un receptor norteamericano se sintoniza el canal 33 de UHF. En este caso, y según las normas americanas, la portadora de vídeo para dicho canal es de 585,25 MHz y la de audio de 589,75 MHz. De acuerdo con estos datos y norma, el oscilador local pro ducirá una frecuencia de 631 MHz, con la que se obtiene una Fl de vídeo de: 631 - 585,25 MHz - 45,75 MHz y para audio de: 631 MHz - 589,75 MHz = 41,25 MHz Las figuras 10.6 y 10.7 ilustran la relación de las dos portadoras de Fl para los dos ejemplos expuestos. Tanto en uno como en otro sistema la portadora de la Fl de audio posee un valor infe rior a la de vídeo. Fl DE AUDIO (33.4 MHz;

Fl DE VIDEO (38,9 MHz;

10.6 Localización de las frecuencias intermedias de audio y vídeo según la norma CCIR

Fl DE AUDIO (41,25 MHz;

Fl DE VÍDEO (45,75 MHz) 4. 5 MHz

10.7 Localización de las frecuencias intermedias de audio y vídeo según la norma norteamericana.

3g

40

41

42

43

44

45

46

CARACTERÍSTICAS GENERALES DE LOS AMPLIFICADORES DE Fl En los televisores actuales los amplificadores de Fl son comunes a las señales de vídeo y audio y se les exige que posean un amplio ancho de banda de frecuencias de paso, del orden de varios megaciclos (figura 10.5). Para conseguir estas condiciones de funcionamiento es necesario recurrir al empleo de cir cuitos de resonancia plana, es decir, de resonancia poco aguda. Como consecuencia de ello la

AMPLIFICADOR DE Fl

ganancia de amplificación de cada paso es relativamente pequeña en comparación con la que podría conseguirse utilizando un paso de banda más estrecho. Esto obliga al empleo de tres o cuatro pasos amplificadores de Fl. Además de lo expuesto hay que tener presente que, para conseguir que la banda pasante de frecuencias sea ancha, es necesario recurrir a algunos artificios de acoplamiento en las bobi nas de resonancia y utilizar filtros adecuados a la entrada del amplificador de Fl, y en los pasos intermedios, actuando dichos filtros como trampas para conseguir que la curva de respuesta se acerque, en su forma, lo más posible a la ideal teórica, es decir, a la forma de trapecio. En lo que respecta a las interferencias, en los amplificadores de Fl destacan las siguientes: • • • •

Respuesta de vídeo. Señales en la Fl. Separación de canales p o r la Fl. Interferencias de otros receptores de televisión.

La respuesta de vídeo es una interferencia que ocurre cuando se mezcla una señal no de seada con la del oscilador local, produciendo una nueva frecuencia igual a la Fl. Por ejemplo, si un receptor está sintonizado en el canal 4 de VHF, cuya portadora de vídeo es, según la norma CCIR, de 62,25 MHz, la frecuencia del oscilador local es igual a la frecuencia de la portadora de video más 38,9 MHz, es decir, 101,15 MHz. Una señal de vídeo interferente puede darse en una frecuencia igual a la suma de la fre cuencia del oscilador local con la Fl. Para el canal 4 de VHF sería: Frecuencia de vídeo = 101,15 MHz + 38,9 MHz = 140,04 MHz El paso de banda de vídeo se extiende hasta 34,4 MHz, de tal forma que puede darse una señal interferente en cualquier parte en la gama de frecuencias que va desde 140,05 MHz hasta la suma de la frecuencia del oscilador local más 34,4 MHz. Esta suma es igual a: Frecuencia de vídeo = 101,15 MHz + 34,4 MHz = 135,55 MHz La utilización de una Fl de elevado valor coloca la gama de frecuencias de vídeo a tal dis tancia de la frecuencia deseada que los circuitos de RF del sintonizador pueden bloquearla efi cazmente. En lo que se refiere a las interferencias por señales en la Fl cabe decir que resulta muy difícil eliminarlas. Por tanto, si una emisora emite, por ejemplo, en el canal 1 de VHF (46,75 MHz a 41,25 MHz) puede producir interferencia. Por este motivo el canal 1 de VHF no se utiliza. La interferencia por separación de canales por la Fl ocurre cuando cualquiera de las dos fuentes de energía de RF, como las de dos emisoras de radio cercanas, emiten con frecuencias cuyos valores están separados por el valor de Fl. En este caso el batido de las señales en el mezclador produce una frecuencia diferente igual a la Fl, lo que es causa de interferencia. Se pueden producir interferencias entre receptores de televisión que funcionen uno cerca del otro, ya que la señal del oscilador local de uno de ellos puede producir interferencia cuando se mezcla con la señal del oscilador local del otro receptor si la diferencia entre las frecuencias de ambos osciladores está en un rango de 33,4 a 38,9 MHz. Este mismo efecto puede darse si no están bien blindados los amplificadores de Fl, ya que uno puede captar la Fl del otro.

SISTEMAS DE AMPLIFICACIÓN DE LA Fl Existen dos sistemas de amplificación de la Fl en televisión: • El sistema de banda pasante de sintonía única. • El sistema de sintonía escalonada o stagger tuned.

179

TELEVISIÓN

La sintonía de banda pasante consiste en amplificar la frecuencia de valor medio de la banda pasante establecida para la Fl. Es decir, todas las etapas del amplificador de Fl están sintoniza das a la misma frecuencia. Cada una de estas etapas dispone de una trampa de absorción para corregir los lomos de la curva de paso resultante. El sistema de banda pasante tiene la ventaja de requerir un menor número de frecuencias de referencia para el ajuste de las etapas, pero por contra tiene el inconveniente de necesitar una serie de filtros y trampas que deben estar muy bien ajustados para que la curva de banda pasan te quede bien limitada y de forma de onda correcta. En el sistema de sintonía escalonada o stagger tuned, se parte del ancho de banda estable cido, que supondremos en este caso, de 4,5 MFIz. En dicho ancho de banda se parte de los tres puntos de referencia, correspondientes a las frecuencias de 36,5 MHz, con ancho de banda teórico de 4,5 MHz; 38,4 MHz, con ancho de banda de 2,25 MHz; y de 34,6 MHz, también con un ancho de banda de 2,25 MHz. A partir de estos puntos de referencia, se ajusta la frecuencia de resonancia de la primera etapa amplificadora en 34,6 MHz, la segunda en 38,4 MHz, y la tercera en 36,5 MHz.

FORMA DE OBTENER LA CURVA DE RESPUESTA EN LAS ETAPAS AMPLIFICADORAS DE Fl Tal y com o se deduce de la lectura del apartado anterior, no resulta fácil obtener un ancho de banda adecuado a las exigencias de televisión, por lo que se recurre a una serie de ajus tes en cada etapa que hacen posible obtener una curva de respuesta com o la de la figura 10.5. Esta curva de respuesta se obtiene a partir de varios circuitos resonantes ajustados a fre cuencias distintas. Para ello, debemos recordar cómo se efectúa la amplificación mediante cir cuitos resonantes. Todo circuito resonante LC paralelo presenta una impedancia cuyo valor es tanto más ele vado cuanto mayor sea el factor de calidad Q, es decir, cuanto mayor sea la relación entre la reactancia inductiva (X,) y la resistencia óhmica (F?) de la bobina: XL

2 nfL

Lo expuesto también es válido para el caso del condensador, bastando sustituir el valor de X, por el de Xc.

R

2 nfRC

De estas dos igualdades se deduce que el factor de calidad Q es directamente proporcio nal a la reactancia X e inversamente proporcional a la resistencia R del circuito. Así, cuanto menor sea la resistencia de la bobina, para un mismo valor de X ,, mayor será su factor de calidad Q. En cambio, se dice que un circuito está muy amortiguado cuando su factor de calidad Q es pequeño, lo cual sucede cuando el valor de R, para un mismo valor de XL, es elevado. En el caso de los circuitos resonantes utilizados en las etapas amplificadoras de Fl, el ancho de banda pasante necesario en el circuito resonante se consigue a expensas del factor de cali dad, tal y como se comprueba a continuación. Efectivamente, si se dispone una resistencia en paralelo con un circuito resonante LC, el fac tor de calidad se define como el de un circuito en paralelo compuesto por L, R y C y , por lo tanto, se puede establecer la igualdad:

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AMPLIFICADOR DE Fl

Q

R

= 2 k fRC

2 nfC Así, si se consideran varios circuitos resonantes cuyos valores de reactancia inductiva y capacitiva sean iguales y constantes y con valores diferentes de la resistencia R en paralelo, y se trazan las curvas representativas de las impedancias en función de las frecuencias, es decir, sus curvas de resonancia, se comprueba que a la frecuencia de resonancia f0 las curvas serán tanto más aplanadas cuanto mayor sea el valor de la resistencia (figura 10 .8). La curva 1 de la figura 10.8 representa la curva de resonancia de un circuito resonante LC , sin ninguna resistencia en paralelo. En este caso, el valor Q es muy elevado y, por consiguiente, de mucha ganancia.

10.8 Al aumentar el valor de la resistencia en derivación con el circuito resonante LC la curva de resonancia se aplana.

En esta curva cabe hacer las siguientes consideraciones: a la frecuencia de resonancia f0 la impedancia alcanza su valor máximo, es decir, el 100 % de impedancia del circuito (nivel de referencia de 0 dB); a las frecuencias /) y f2 (frecuencias de corte superior e inferior respecti vamente) la impedancia del circuito disminuye en 3 dB, es decir, alcanza e! 70,7 % de su valor máximo. Se denomina ancho de banda del circuito (A de la figura 10.8) a la diferencia entre las fre cuencias de corte superior e inferior, es decir: A = f2 - f , y se define como la correspondiente a una amplitud de -3 dB de la amplificación máxima, o sea, que - 3 dB representa una relación del 70,7 % del valor máximo. Efectivamente, realizan do cálculos se tiene que:

20 log

70,7 100

20 log 0,707 = -3 d B

Volviendo a la figura 10.8, se pueden observar en ella otras dos curvas de resonancia, mar cadas con 2 y 3 en la figura. Estas curvas de resonancia corresponden al mismo circuito resonante, pero añadiéndole en paralelo una resistencia óhmica que, en el caso de la curva 3, tiene un valor superior al de la

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TELEVISIÓN

resistencia de la curva 2. Obsérvese que cuanto mayor sea el valor de la resistencia menor es la amplitud de la curva de resonancia, es decir, más aplanada. El ancho de banda A de la curva 1 de la figura 10.8 es insuficiente para un amplificador de Fl ya que, como se ha dicho, éstos han de tener un ancho de banda de varios megaciclos, lo cual no es posible obtener con un circuito resonante LC paralelo sin resistencia óhmica adicional. Para aumentar el ancho de banda pueden disponerse dos pasos amplificadores (A y 6 de la figura 10.9) en cascada, en los que el circuito resonante del amplificador B está sintonizado a una frecuencia ligeramente superior. Con ello se obtiene una curva de respuesta combinada (línea continua de la figura 10.9), que es igual a la suma de las dos curvas de resonancia par ciales A y B. Dicha curva resultante presenta ahora un mayor ancho de banda, es decir, es mayor el número de frecuencias que se amplifican.

10.9 Curva de resonancia resultante (en trazo continuo) de dos circuitos resonantes A y B en cascada, sintonizados a frecuencias ligeramente diferentes uno del otro.

La solución de la figura 10.9 tiene el inconveniente de que, a veces, no se obtiene una per fecta simetría en la forma de la banda de paso. Efectivamente, observando las curvas de esta figura se aprecia que entre las frecuencias fQ y f2 se produce un declive muy pronunciado. Esto puede remediarse mediante un tercer circuito resonante (C de la figura 10.10) con trampa de absorción sintonizada a una frecuencia comprendida entre la frecuencia de corte inferior f%y la frecuencia de resonancia fQ, y cuyo efecto es, como puede apreciarse, negativo. La respuesta es, por consiguiente, sustractiva, restando amplificación al amplificador A (figu ra 10 . 10 ).

z

10.10 Curva de resonancia resultante de tres circuitos resonantes A, By C en cascada y sintonizados a frecuencias ligeramente distintas.

18 2

AMPLIFICADOR DE Fl

Si las amplitudes y frecuencias escogidas no son las adecuadas, la curva resultante presen ta dos picos máximos, es decir, la parte central presenta un bache, en el cual la amplificación no alcanza el valor máximo del 100 % (figura 10 . 10 ).

FILTROS Las etapas amplificadoras de Fl están dotadas de filtros constituidos por la asociación en serie o en paralelo de reactancias inductivas y capacitivas. La finalidad de los filtros es asegurar el paso de corriente dentro de una determinada banda de frecuencias, atenuando al máximo las corrientes de las otras frecuencias adyacentes a la banda pasante (bandas atenuadas). En otras ocasiones los filtros impiden el paso de unas fre cuencias determinadas, o dejan pasar una estrechísima banda de frecuencias. En estos casos los filtros reciben el nombre de trampas. Seguramente se preguntará por qué es preciso colocar circuitos trampa en las etapas de Fl. Pues bien, si se permitiera que las señales no deseadas pasaran a través del amplificador de Fl, se distorsionaría la imagen y, en algunos casos, incluso evitarían que se reprodujera la imagen. Afortunadamente, la mayoría de las señales indeseables no llegan más allá del amplificador de RF del sintonizador, debido a que su curva de respuesta no las deja pasar. Sin embargo, algunas señales indeseables tienen un valor de frecuencia tan cercano al de la señal útil que pueden pasar a través del amplificador de Fl. Así pues, es conveniente disponer las trampas adecuadas para eliminar las señales indeseadas en este punto, ya que en circuitos posteriores del receptor resulta imposible. Las trampas utilizadas en las etapas de Fl de los receptores de televisión pueden clasificar se en: • • • • •

Trampa Trampa Trampa Trampa Trampa

en paralelo. en señe. de absorción. degenerativa. en puente T.

A continuación se estudian cada uno de estos circuitos.

Trampa en paralelo El circuito trampa en paralelo se conecta, como su nombre Indica, en paralelo con la carga del circuito, tal y como se ilustra en la figura 10 .1 1 . Consta de una inductancia L en serie con un condensador C, formando un circuito resonante cuya frecuencia de resonancia es aquella que se desea eliminar. Efectivamente, el circuito de la figura 10.11 presenta una reactancia capacitiva alta para todas las frecuencias por debajo de la frecuencia de resonancia del circuito, y una reactancia

10.11 Circuito trampa en paralelo.

183

TELEVISIÓN

inductiva elevada para todas las frecuencias por encima de la frecuencia de resonancia. En ambos casos, es decir, para frecuencias por encima y por debajo de la de resonancia, la tram pa actúa como un circuito abierto y, por lo tanto, las señales pasan hacia la carga. A la fre cuencia de resonancia la trampa actúa como un cortocircuito para la carga, derivando la señal a masa y, por lo tanto, ésta no aparece en la carga. El resultado de un circuito trampa en paralelo en la característica del paso de banda se ilus tra en la figura 10 . 1 2 . En a de dicha figura se ha dibujado la curva característica de paso de banda de un ampli ficador sin circuito trampa, y en b la misma curva al conectar la trampa. Como se puede apre ciar, la curva del paso de banda de la figura 10 . 12 b tiene una depresión en el centro (fre cuencia de resonancia del circuito trampa paralelo), ya que dichas frecuencias no pueden ser amplificadas, puesto que no llegan al amplificador por la actuación ya expuesta del circuito trampa paralelo.

Frecuencia de resonancia de la trampa

10.12 Curva de paso de banda, a) Sin circuito trampa en paralelo, b) Con circuito trampa en paralelo.

Trampa en serie El circuito trampa en serie está formado por un circuito resonante LC paralelo, conectado en serie con la carga (figura 10.13). La carga representa la impedancia de entrada de una etapa amplificadora de Fl, estando el circuito trampa dispuesto entre dos etapas de Fl. La trampa y la carga forman, de este modo, un divisor de tensión. Cuando la frecuencia aplicada a la entrada (procedente de la etapa amplificadora de Fl anterior), tiene un valor por encima de la frecuencia de resonancia del circuito trampa, la reac tancia capacitiva del condensador es mínima, dejando pasar las señales de estas frecuencias hacia la etapa siguiente. De igual forma, cuando la frecuencia aplicada a la entrada está por debajo de la frecuencia de resonancia de la trampa, entonces es la reactancia inductiva de la bobina la que alcanza su valor mínimo, dejándola pasar hacia la etapa siguiente. Tanto en uno com o en otro caso las señales pasan a través de la trampa hacia la etapa amplificadora siguiente. Sólo en el caso de la frecuencia de resonancia, tanto la inductancia como el condensador se oponen por igual al paso de la señal. Así pues, a la frecuencia de resonancia aparece una tensión máxima en la trampa, mien tras que para las frecuencias por encima y por debajo de la de resonancia la tensión máxima aparece en la carga, siendo tanto mayor la tensión en la carga cuanto más alto o más bajo sea el valor de la frecuencia de la señal aplicada con respecto a la frecuencia de resonancia del circuito trampa.

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AMPLIFICADOR DE Fl

10.13 Circuito trampa en serie.

La curva del paso de banda para una trampa en serie se parece mucho a la del circuito tram pa en paralelo, es decir, con una gran depresión a la frecuencia de resonancia.

Trampa de absorción Este tipo de circuito trampa (figura 10.14) es muy utilizado en televisión. Consta de un condensador (C) en paralelo con una inductancia (L), la cual se acopla induc tivamente a la inductancia de carga. La inductancia de carga ofrece una reactancia tanto mayor cuanto mayor sea la frecuencia de la señal aplicada a la entrada, excepto a la frecuencia a la que está sintonizado el circuito trampa. Efectivamente, la trampa genera una corriente elevada a su frecuencia de resonancia y absorbe la energía de la inductancia de carga, ocasionando con ello una gran disminución en el nivel de la señal a la frecuencia de resonancia.

10.14 Circuito trampa de absorción.

Trampa degenerativa La trampa degenerativa se conecta, generalmente, al emisor de un transistor amplificador de Fl. Un par de ejemplos de ella se muestran en las figuras 10.15 y 10.16. Se trata en realidad de una trampa en serie (figura 14), o de una trampa de absorción (figu ra 15), conectada en el circuito del emisor del transistor amplificador de Fl. El circuito trampa en serie de la figura 10.15 está formado por L y C r Para todas las fre cuencias que no sean las de resonancia, la impedancia del circuito LC, es baja y la resistencia R actúa como la impedancia total en el circuito del emisor. A la frecuencia de resonancia del circuito LC. la impedancia aumenta considerablemente, ocasionando con ello una realimentación degenerativa que reduce la ganancia del transistor amplificador, reduciendo así, considerablemente, el nivel de señal a la frecuencia de resonancia. La trampa degenerativa de la figura 10.16 está formada por una trampa de absorción en el circuito del emisor del transistor amplificador de Fl, la cual no tiene efecto en el circuito excep to a la frecuencia de resonancia. Para toda frecuencia que no sea la de resonancia, la reactan cia de L, es baja y el amplificador funciona normalmente con R, suministrando la polarización del emisor. C, actúa como condensador de desacoplo de la resistencia del emisor.

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TELEVISIÓN

\C f

10.15 Trampa en serie en el circuito de emisor de un transistor.

10.16. Trampa de absorción en

\C ,

el circuito de emisor de un transistor. A la frecuencia de resonancia de Lz y C2, la impedancia aumenta considerablemente, ocasio nando una realimentación degenerativa que reduce la ganancia del amplificador, reduciéndose, de este modo, el nivel de la señal obtenida en el colector.

Trampa en puente T La trampa en puente T es más efectiva que cualquiera de las otras trampas básicas expuestas en los apartados anteriores. En la figura 10.17 se puede ver el esquema de esta trampa, la cual se ha dibujado dentro de un recuadro de trazos. Consta de una inductancia L 1 y dos condensadores C, y C2, que forman el circuito resonan te a la frecuencia que se pretende eliminar. La resistencia fí. se selecciona para proporcionar el máximo rechazo a la frecuencia seleccio nada. Escogiendo adecuadamente los valores de los componentes, se obtiene una relación de ten sión de 60:1, es decir, que la señal no deseada puede reducir su amplitud hasta 1/60 parte del nivel de señal de las demás frecuencias presentes en el paso de banda, lo que supone una ate nuación de las señales no deseadas de hasta unos 36 dB.

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AMPLIFICADOR DE Fl

10.17 Circuito trampa en puente!

D IS P O S IC IÓ N DE LOS C IR C U IT O S TRAM PA EN LOS A M P L IF IC A D O R E S DE Fl La figura 10.18 muestra el esquema de un amplificador de Fl de sintonía escalonada, com puesto por tres etapas amplificadoras transistorizadas. Sus características y forma de curva de respuesta deben ser estudiadas con exactitud para que den la forma de la figura 10.5, con el fin de asegurar no sólo el paso de las más altas frecuencias de vídeo, sino también un retra so de fase proporcional a la frecuencia, de lo cual resulta una reproducción correcta de las imágenes. Antes de estudiar este circuito debemos analizar la forma y detalles de la curva de la figura 10.4, o sea, la que debe dar como respuesta al amplificador. En primer lugar se observa que la frecuencia portadora de vídeo, de 38,9 MHz, está distan ciada 5,5 MHz de la portadora de audio, de 33,4 MHz. La amplitud de la banda pasante se mantiene prácticamente constante y desciende brusca mente a 34,5 MHz y a 38 MHz. Por tanto, en el extremo de las frecuencias más altas de la banda pasante la curva posee una pendiente bastante pronunciada, lo suficiente para que la portado ra de video, de 38,9 MHz, tenga sólo el 50 % de la amplitud máxima de la señal (-6 dB de ate nuación). Dicha pendiente debe estar ajustada con una tolerancia de frecuencia de ±0,75 MHz sobre los 38,9 MHz de vídeo. En el otro lado de la curva la amplitud baja bruscamente, después de la parte plana, lo cual es necesario para evitar que la portadora de audio lleve demasiado nivel de señal en los pasos amplificadores de Fl y produzca una modulación cruzada con la de vídeo. Una vez hechas estas consideraciones, podemos analizar el circuito de la figura 10.18. En él la señal de Fl, procedente del sintonizador, se aplica, mediante cable apantallado, al amplificador de Fl a través de una serie de circuitos trampa que atenúan los niveles de las señales indeseadas, dejando pasar sólo aquellas correspondientes al paso de banda de la figura 10.5. La primera trampa atenúa la portadora de audio del canal adyacente inferior (41,4 MHz en UHF), con lo cual se evita que dicha señal sea amplificada. Esta tram pa está form ada por el condensador C22, de 18 pF, y una bobina ajustable con núcleo de ferrita L6, que está constituida por 12 espiras de hilo esmaltado de 0,3 mm de diámetro. Estos com ponentes forman así una tram pa en paralelo que deja pasar todas las frecuencias excepto la porta dora de 41,4 MHz. La segunda trampa es, igualmente, una trampa en paralelo, formada por el condensador C23, de 27 pF, en serie con la bobina Le, de 13 espiras de hilo esmaltado de 0,3 mm de diámetro, y que forman un circuito resonante a 31,9 MHz. El ajuste de esta frecuencia de resonancia se rea-

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AMPLIFICADOR DE Fl

liza introduciendo más o menos el núcleo de ferrita de L8. Con esta trampa se atenúa la porta dora de vídeo del canal adyacente superior, cuyo valor es de 31,9 MHz. Así pues, con los dos filtros descritos quedan atenuadas las amplitudes de la portadora de audio del canal adyacente inferior y de la portadora de vídeo del canal adyacente superior, que pudieran estar presentes en la salida de Fl del sintonizador. El siguiente circuito no es una trampa. Consiste en un filtro paso banda compuesto por el condensador C20, de 4,7 pF, la bobina ajustable Lv constituida por 9 espiras de hilo esmaltado de 0,3 mm de diámetro y el condensador C21, de 10 pF (figura 10.18). Se trata de un circuito resonante en serie con las trampas, que está doblemente sintonizado a 36,5 MHz. Con este fil tro se limita el ancho de banda, de forma que hacia el amplificador sólo pasen las frecuencias deseadas. A continuación sigue la tercera trampa, la cual atenúa la amplitud de la frecuencia de la portadora de audio asociada al canal sintonizado, que tiene un valor de 33,4 MHz. Con esto se evita la posibilidad de modulación cruzada en condiciones de sintonía correcta. Esta tram pa está formada por un condensador C2A, de 8,2 pF, en serie con un circuito resonante para lelo, formado por un condensador C25, de 33 pF, y una bobina ajustable con núcleo de ferrita L9, compuesta por 10 espiras esmaltadas de 0,3 mm de diámetro. La cuarta trampa está sintonizada a la frecuencia de la portadora de audio del canal adya cente Inferior, es decir, a 40,4 MHz. Obsérvese que existen dos trampas de portadora de audio de los canales adyacentes inferiores, una de 40,4 MHz (en VHF) y la otra de 41,4 MHz (para UHF), puesto que según las normas CCIR la separación entre canales es 1 MHz mayor en UHF. La misión de esta trampa es, por tanto, la misma que la de la primera trampa, pero aplicada a VHF. Esta cuarta tram pa está com puesta por un condensador C27, de 1 2 pF, en serie con un circuito resonante paralelo form ado por el condensador C28, de 5,6 pF, y una bobina ajus table L 10 con núcleo de ferrita, constituida por 13 espiras de hilo esmaltado de 0,3 mm de diámetro. En el circuito de la figura 10.18 existe una quinta trampa adicional, al final de las etapas ampli ficadoras de Fl, para atenuar nuevamente la portadora de audio (33,4 MHz), con objeto de evi tar la interferencia de 1,1 MHz en el detector cuando el receptor capta una señal de color (bati do entre la portadora de 5,5 MHz y la señal de croma de 4,43 MHz). Esta trampa está constituida por el condensador C41, de 10 pF, en derivación con la bobina ajustable L l4, formada por 6 + 1 7 espiras de hilo esmaltado de 0,2 mm de diámetro. Todos los filtros y circuitos trampa están blindados. Los núcleos de todas las bobinas de las trampas son roscados de ferrocar (polvo de hierro), aptos para trabajar a 40 MHz.

A C O P LA M IE N TO ENTRE ETAPAS A M P LIFIC A D O R A S DE Fl El acoplamiento entre etapas amplificadoras de Fl se realiza mediante condensador, transfor mador o por inductancia. En la actualidad la totalidad de los amplificadores de Fl transistorizados se montan sobre circuitos Impresos, y los transformadores e Inductancias de acoplamiento son extremadamente pequeños, con unas dimensiones de base de 12,5 x 12,5 mm, e Incluso menos. Antes de entrar en el estudio de los circuitos de acoplamiento, conviene recordar que para conseguir la máxima transferencia de energía de una a otra etapa, la Impedancia de salida de una etapa debe ser igual a la Impedancia de entrada de la siguiente, o impedancia de carga. Cuando la Impedancia de carga no es igual a la de entrada del paso siguiente, entonces deben utilizarse sistemas apropiados de acoplamiento como, por ejemplo, los indicados en las figuras 10.19, 10.20 y 10.21. El valor de las impedanclas citadas se refiere a la frecuencia de resonancia o frecuencia media f0 de la banda pasante. En lo que se refiere a los circuitos sintonizados utilizados en los acoplamientos, éstos pue den ser de sintonía simple (figura 10.22) o de sintonía doble (figura 10.23).

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TELEVISIÓN

10.19 Acoplamiento inductivo mediante transformador.

10.20 Acoplamiento mediante divisor de tensión capacitivo.

10.21 Acoplamiento mediante condensador en serie.

En el caso de una sintonía simple, sólo el primario del transformador está sintonizado a la fre cuencia de resonancia f0. Este sistema es el que generalmente más se utiliza en el primer paso amplificador. En el caso de una sintonía doble, tanto el primario como el secundario están sintonizados a la frecuencia de resonancia f0, siendo este sistema el que más se usa en los pasos segundo, ter cero y cuarto, si lo hubiere. Veamos ahora las particularidades del acoplamiento por transformador entre dos etapas amplificadoras de Fl. En primer lugar debe tenerse presente que la curva de respuesta de un amplificador de Fl acoplado por transformador depende mucho del coeficiente de acoplamiento entre los devana dos primario y secundario. El coeficiente de acoplamiento se puede definir como la cantidad de líneas de flujo mag nético que acoplan a los devanados primario y secundario. Si todas las líneas de flujo m agnético generadas en el prim ario atraviesan el núcleo del secundario (figura 10.24), el coeficiente de acoplam iento es máximo. El cociente de dividir el número de líneas de flujo m agnético del primario por el número de líneas de flujo magnético del secundario es, en este caso, igual a 1, por tener ambos núcleos el mismo número de lineas de flujo magnético. Para lograr esto es preciso que los dos devanados tengan núcleo común, o que estén enrollados uno encima de otro.

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AMPLIFICADOR DE Fl

10.22 Circuito de acoplamiento entre etapas con sintonización simple.

10.23 Circuito de acoplamiento entre etapas amplificadoras con doble sintonización.

SECUNDARIO

10.24 En este caso el coeficiente de acoplamiento es 1, puesto que todas las líneas de flujo magnético del primario atraviesan el núcleo del secundario.

Esta condición es, lógicamente, la ideal, pero en la práctica nunca se alcanza puesto que siempre existe un pequeño flujo de dispersión que no atraviesa el núcleo del secundario. En algunos transformadores de potencia y toroldales el coeficiente de acoplamiento puede llegar a ser del 0,99. Cuando el coeficiente de acoplamiento alcanza estos valores se dice que los deva nados son de acoplamiento cerrado. Si al secundario no le alcanzan todas las líneas de flujo magnético generadas en el prima rio, el coeficiente de acoplamiento desciende, llegando a ser incluso nulo cuando ninguna línea de flujo del primario atraviesa el núcleo del secundario. En este caso extremo los deva nados dejan de estar acoplados y, por lo tanto, en el secundario no se genera corriente algu na. El coeficiente de acoplamiento desciende al separar los devanados o al girar uno con res pecto al otro, alcanzándose el acoplamiento nulo cuando la separación entre los devanados es demasiado grande o cuando uno de ellos ocupa una posición girada 90° con respecto al otro. En ambos casos ninguna línea de flujo atraviesa el núcleo del secundario y el coeficiente de aco plamiento es 0 (figuras 10.25a y 10.25b). Tal y como dijimos anteriormente, el paso de banda para el circuito depende del coeficiente de acoplamiento. La figura 10.26 ilustra el efecto de un acoplamiento pequeño, medio y eleva do, en la curva de respuesta. Obsérvese en la figura 10.26 que cuando el acoplamiento es pequeño la curva de res puesta presenta una cresta muy aguda. Esto es debido a que sólo a la frecuencia de reso nancia se generan suficientes líneas de flujo magnético para producir una corriente en el secundario.

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b) 10.25 Ejemplos de acoplamiento nulo, a) Por excesiva separación entre primario y secundario, b) Por disposición del secundario 90° con respecto al primario.

Cuando el coeficiente de acoplamiento aumenta, la curva de paso de banda se amplía, pero disminuye la ganancia total. En un acoplamiento fuerte la curva de respuesta de paso de banda se hace muy ancha, pero la amplitud de las señales disminuye considerablemente (figura 10.26c).

10.26 Efectos del acoplamiento sobre la curva de respuesta del amplificador, a) Acoplamiento bajo, b) Acoplamiento medio, c) Acoplamiento alto.

Para obtener un acoplamiento fuerte y, por lo tanto, un paso de banda ancho, se utilizan transformadores, en los que los devanados primario y secundario están arrollados sobre un mismo núcleo y alternándose las espiras (figura 10.27). En la figura 10.27 se indica, mediante la letra P, y dibujado en blanco, el devanado primario; mediante la letra S, y dibujado en negro, el devanado secundario. El núcleo de este transformador tiene un núcleo de ferrita dotado de rosca para introducirlo más o menos en el interior de los devanados, y así aumentar o disminuir el acoplamiento entre ellos. En los acoplamientos con condensador (figuras 10.20 y 10.21) se tiene un circuito resonan te LC paralelo, sintonizado a la frecuencia de resonancia fQ. En paralelo con él se disponen un par de condensadores en serie, los cuales forman un divisor de tensión capacitivo (figura 10 .20). De esta forma se obtiene una impedancia de salida en uno de los condensadores igual a la impedancia de entrada de la etapa siguiente. En el caso del acoplamiento de la figura 10.21 la adaptación de impedancias se lleva a cabo extrayendo la señal de la toma intermedia de un autotransformador. La señal se tom a de la espi ra que proporciona la impedancia adecuada a la entrada de la etapa siguiente. Esta forma de acoplamiento es la utilizada en el amplificador de Fl de la figura 10.18, aunque en ella se trata de dos circuitos de paso de banda ancha, con sintonía fija en la platina del circuito impreso, es decir, las bobinas L u y L 12 de la figura 10.18 son bobinas impresas, con lo cual se reducen los ajustes del amplificador de Fl. El acoplamiento de impedancia también se utiliza frecuentemente por las necesidades de

AMPLIFICADOR DE Fl

10.27 Forma constructiva de un devanado bifilarpara obtener un fuerte acoplamiento entre primario y secundario.

banda ancha de RF del amplificador de Fl de vídeo. El circuito consta de una inductancia sintonizable como la que se muestra en la figura 10.28. En este caso el condensador está conecta do a través de la inductancia, estando ésta sintonizada a la frecuencia de resonancia adecua da. La impedancia de entrada de la siguiente etapa tiene un efecto de estabilización en el cir cuito, ampliando su característica de paso de banda.

10.28 Acoplamiento inductivo en un amplificador den. Un caso particular de acoplamiento es el del filtro entre sintonizador y amplificador de Fl, que tiene por misión formar un filtro paso banda con el primario situado en el interior del sintoniza dor. Este filtro rechaza las frecuencias indeseables antes de que lleguen a la primera etapa ampli ficadora de Fl. Con esta finalidad se disponen filtros de tipo T (figura 10.29), en el que la resis tencia debe ser ajustable, o bien debe serlo la inductancia por medio de una espira desplazable eri cortocircuito.

GANANCIA DE UN A M P LIFIC A D O R DE Fl En lo que respecta a la ganancia que debe tener un amplificador de Fl, ésta se calcula a partir de los valores de la señal que se desea obtener en el circuito detector y de la tensión útil pro porcionada por la antena. El valor útil de la tensión proporcionada por la antena viene dado por la relación señal/ruido del sintonizador; en general unos 20 pV permiten una recepción aceptable. La señal de salida del detector depende del tamaño de la pantalla utilizada. En el caso de tele visores portátiles dicha tensión suele ser de 1 V de valor máximo o de pico (2 V de pico a pico). En el caso de un televisor de 20 pulgadas dicha tensión suele ser de 1,5 V de pico (3 V de pico a pico). En resumen, la ganancia de transferencia de tensión, en el caso de un televisor de 20 pul gadas, es de:

G - 7^ ~ r r = 150.000 20 pV

193

o---------

II

Del sintonizador

r

H

-*

o

A l amplificador de Fl

10.29 Filtro de acoplamiento entre sintonizador y primera etapa amplificadora de Fl.

es decir: 20 log 150.000 = 100 dB Como la ganancia de transferencia de un sintonizador viene a ser de unos 35 dB, la ganan cia del amplificador de Fl debe ser como mínimo de: 100 dB - 35 dB = 65 dB en el punto central de la curva de respuesta del amplificador. Lógicamente, todos estos cálculos hacen referencia a los 20 pV de antena. Si el televisor es de baja o media sensibilidad, y puesto que en estos casos se considera como normal una señal de entrada no inferior a 50 pV eficaces para el máximo contraste y el mínimo brillo en pantalla, la ganancia deberá ser mayor. La ganancia obtenida en cada paso amplificador suele expresarse como ganancia de poten cia, debido, en parte, a la diferencia existente entre las impedancias de entrada y salida del tran sistor, las cuales pueden cifrarse en una proporción de 1/50. La ganancia en potencia del transistor varía directamente con el producto ganancia x ancho de banda, e inversamente con el producto de la resistencia interna de la base x la capacidad interna de realimentación entre colector y emisor. De acuerdo con todo esto, para obtener ganancias elevadas, dentro del ancho de banda exigido, es preciso reducir, en lo posible, el segundo producto, para lo cual lo único factible es reducir al mínimo el valor de la capacidad de realimentación. Así pues, y dado que esta capacidad es inversamente proporcional a la tensión aplicada al colector, se explica el por qué la tensión de polarización del transistor es relativamente ele vada. Para finalizar diremos que la ganancia que suelen tener los amplificadores de Fl, tanto transistorizados como integrados, es del orden de los 70 dB, para lo cual se precisan tres o cuatro etapas amplificadoras.

NEU TR A LIZA C IÓ N Uno de los problemas que se presentan en los transistores es neutralizar la realimentación que se produce en ellos debido a su capacidad interna. Actualmente esta capacidad se ha reduci do bastante con los transistores de silicio, pero hace años era un auténtico problema con los de germanio. Así, la capacidad colector-base proporciona una realimentación interna que hace que dismi nuya la ganancia de la etapa amplificadora.

AMPLIFICADOR DE Fl

Para neutralizar esta realimentación interna del transistor se recurre a un bucle externo de realimentación, en oposición de fase, de forma que ambas realimentaciones se anulen. Sin embargo, la reallmentación Interna no es de valor fijo, ya que varía con los cambios y varia ciones del CAG, el cual actúa sobre las etapas amplificadoras de Fl, por lo que problema se complica. En el caso de neutralizar la realimentación interna mediante un bucle de realimentación en oposición de fase, éste consiste en un condensador C conectado como se Indica en la figura 10.30, Efectivamente, el la figura 10.30 se puede apreciar la presencia de una capacidad parásita C yj (entre colector y emisor), la cual aplica la señal presente en el colector a la base. Si, desde el otro extremo del circuito resonante LC se aplica la señal a la base a través de un condensa dor C, de capacidad adecuada, resulta lógico pensar que ambas señales se contrarrestan, puesto que la señal en uno de los terminales del circuito resonante es siempre igual y de senti do opuesto a la presente en el otro terminal.

10.30 Neutralización mediante un condensador que aplica a la base del transistor una señal en oposición de fase.

El valor óptim o del condensador de neutralización es aquel que, alimentando al colector a la frecuencia de trabajo, aparece la misma forma de respuesta tanto en la salida como en la entrada. En la actualidad, y como ya se ha dicho, la moderna tecnología empleada en la fabricación de transistores, permite eliminar parcialmente la capacidad parásita CCB entre colector y base, causante de la realimentación interna. Para ello, sobre el substrato tipo N del colector se efec túan las difusiones de base y emisor (ambas de tamaño muy pequeño), y para eliminar la capa cidad parásita, se dispone una pantalla entre dichos electrodos y se une eléctricamente al emi sor, transformándose asi la capacidad colector-base en capacidades distribuidas de entrada y salida. Mediante el empleo de estos transistores se evita tener que disponer en el circuito el con densador de neutralización, con la ventaja adicional de que la variación que pueda introducir el CAG afecta tanto a la salida como a la entrada.

ETAPA FINAL DEL A M P LIFIC A D O R DE Fl La última etapa de un amplificador de Fl debe proporcionar una elevada ganancia y una buena transferencia de potencia en el circuito colector. Estos dos requisitos pueden cumplirlos perfec tamente los modernos transistores bipolares de silicio-planar. Resulta lógico pensar que para lograr una buena transferencia de potencia lo ideal es utilizar un solo circuito resonante en el acoplam iento entre el transistor y el detector; sin embargo, la mayoría de los fabricantes de televisores optan por un circuito doblem ente

19 5

TELEVISIÓN

sintonizado (figura 10.31), ya que aunque con él se pierde potencia en el acoplam iento, se gana en calidad, al lograrse un mayor rechazo de las frecuencias ajenas a la banda de paso.

10.31 Etapa de salida de un amplificador de Fl, doblemente sintonizada.

PO LA R IZA C IÓ N DE LAS ETAPAS AM P LIFIC A D O R A S DE Fl Com o se sabe, la polarización de un transistor consiste en proporcionar a su base una ten sión inferior a la de colector, tom ando com o punto de referencia la tensión presente en el emisor. Se obtiene una polarización correcta cuando el transistor trabaja proporcionando la máxima ganancia y sensibilidad, sin que la corriente de colector sobrepase los valores máximos que pue den destruirlo. También se sabe que la ganancia de un transistor crece al aumentar su corriente de colec tor, pero en los transistores de base difusa el diodo formado por la base y el emisor tiene una tensión inversa muy pequeña, del orden de 0,7 V como máximo. Lógicamente, es preciso dise ñar con mucho cuidado el circuito, con el fin de evitar que tensiones inversas accidentales pue dan provocar la destrucción del transistor. Para polarizar un transistor de una etapa amplificadora de Fl se recurre a la polarización fija, consistente en disponer un puente en derivación (figura 10.32). Esta polarización consiste en un puente formado por dos resistencias F?, y F?2, conectadas en serie, tomándose la tensión de base del punto de unión de ambas resistencias. Así, la ten sión en la base es ligeramente inferior a la que corresponde al emisor. De esta forma el poten cial en la base se mantiene constante con respecto al existente en el emisor. Efectivamente, si la corriente de emisor aumenta, como consecuencia de un calentamiento del transistor, también aumenta la caída de tensión en la resistencia F?3, por lo que disminuye la diferencia de potencial entre emisor y base, compensándose así la variación inicial de la corrien te de colector. El circuito estabilizador de la figura 10.32 es tanto más eficaz cuanto mayor sea la resisten cia F?„ del emisor y menor la del divisor de tensión formado por F¡\ y R,. El condensador C, en derivación con la resistencia de emisor, tiene por finalidad desacoplar dicha resistencia, derivando las señales de RF a masa, de forma que éstas no afecten al poten cial de polarización de emisor. Para finalizar diremos que esta polarización se aplica solamente a los transistores del circui to de Fl no controlados por el CAG, ya que en este último caso los transistores han de poseer una polarización variable, según el nivel de la señal recibida.

196

o+

10.32 Polarización de un transistor amplificador de Fl mediante puente en derivación.

PARTICULARIDADES DE LOS A M P LIFIC A D O R ES DE Fl EN LOS RECEPTO RES DE TELEVISIÓ N EN COLOR En un principio los amplificadores de Fl de los receptores en color no presentan ningún proble ma adicional a los utilizados en televisores monocromáticos. Sin embargo, deben tenerse en cuenta dos puntos importantes: • La ganancia ha de ser suficiente. • La forma de onda de la curva de respuesta ha de ser adecuada a las particularidades de la recepción de emisiones de televisión en color. En lo que respecta al primer punto, no existe problema alguno con el empleo de los moder nos transistores de silicio, de ganancia muy elevada. En lo que hace referencia al segundo punto, en la figura 10.33 se comparan las curvas de respuesta típicas, admitidas por la norma CCIR, entre un televisor monocromático y uno en color. Como se puede comprobar, en el caso de receptores monocromáticos se admiten dife rencias de amplitud que alcanzan hasta 3 dB, es decir, la amplitud puede llegar a ser como mínimo el 70,7 % de la amplitud máxima. Esto se hace así porque una diferencia de amplitud de 3 dB no afecta prácticamente a la calidad de la imagen cuando se reciben emisiones en blanco y negro. En el caso de recepción de emisiones de televisión en color, las exigencias son más severas, ya que una atenuación de 3 dB afecta realmente a la calidad de la imagen, hasta el punto de originar incluso la pérdida total del color, puesto que la curva de respuesta de la televisión en color incluye las bandas laterales de color y también el tren de impulsos de sincronismo de color. Por estos motivos, la máxima atenuación admisible es en este caso de sólo 1 dB (90 % de la amplitud máxima). En el amplificador de Fl las normas CCIR fijan así la curva de respuesta dibujada en la figura 10.34. Como se puede ver en la figura 10.34, la meseta de la curva debe ser lo más plana posible, con el fin de obtener la máxima amplificación en la subportadora de color con sus bandas late rales, así como en la portadora de vídeo. En el extremo de la meseta, en el lado correspondiente a la portadora de audio, la curva de respuesta debe caer bruscamente, con el fin de que la señal de audio no se amplifique demasiado, ya que en caso contrario se generaría una frecuencia de 1,4 MHz, debida al heterodinaje, entre la frecuencia de la portadora de audio y la subportadora

Portadora vídeo

Portadora vídeo

Portadora audio a)

Portadora audio b)

10.33 a) Curva de respuesta típica de RFde un televisor monocromático, b) Curva de respuesta típica de RF de un televisor en color.

de color, en el detector de vídeo,y que aparecería en forma de Interferencia en la pantalla del televisor. Además de lo expuesto, la señal de audio debe ser atenuada, ya que una tensión excesiva de audio en el detector produciría una imagen de grano fino de 5,5 MHz, barras de audio, o ambas a la vez, en la pantalla del televisor. En lo que respecta a los acoplamientos de las diferentes etapas de Fl en los receptores de televisión en color, debemos decir que se utilizan los mismos métodos que en televisión mono cromática, aunque tanto los filtros como las trampas han de ajustarse con más precisión, dada la menor tolerancia que admite su curva de respuesta.

dB

V \ \ \ \

f •. •

/ 10.34 Curva de respuesta de un amplificador de Fl según norma CCIR.

,1 1 / 34

\ \ 35

36

37

38

39

f (MHz)

Efectivamente, en la figura 10.35 se aprecia que la subportadora de color está situada cerca de un extremo de la parte plana de la curva de respuesta del amplificador de Fl, a 4,1 MHz de la portadora de vídeo (V) (3,58 MHz en el sistema norteamericano), por lo que el ajuste de los circuitos es muy crítico, ya que si una o varias de las bandas laterales de la subportadora de color quedasen situadas dentro de la pendiente de la curva, se formarían distorsiones de color o una supresión parcial de las bandas laterales de la subportadora, produciendo colores distin tos a los originales y pérdida de definición. Por otro lado, véase en la figura 10.35 que la portadora de audio está sólo a 1,4 MHz, y que la amplitud de ésta debe atenuarse fuertemente, por lo que todo ello dificulta, en gran medida, los ajustes del circuito.

AMPLIFICADOR DE Fl

Límite de la información de color

10.35 Curva de respuesta típica de un amplificador de Fl para televisor en color.

Para finalizar, véase en la figura 10.36 las tolerancias admitidas en amplitud, según las nor mas CCIR. En esta curva se tiene:

10.36 Tolerancias admitidas en amplitud, de ¡os amplificadores de Fl según la norma CCIR.

1 .° La portadora de vídeo del canal adyacente superior (31,9 MHz) debe quedar atenuada 2.° 3.° 4.° 5.° 6 .°

46 dB. La portadora de audio del canal sintonizado (33,4 MHz) debe quedar atenuado 26 dB. La curva debe presentar un ancho de banda de 5 MHz a -6 dB. El ancho de banda a - 3 dB debe ser de 4,5 MHz. La portadora de vídeo (38,9 MHz) admite una atenuación máxima de 3 dB. La portadora de audio del canal adyacente inferior (40,4 MHz) debe quedar atenuada 42 dB.

EJEMPLO DE UN AMPLIFICADOR DE Fl DE VÍDEO TRANSISTORIZADO Actualmente, y tal como veremos al final de este capítulo, estos amplificadores forman parte de circuitos integrados. No obstante, conocer el funcionamiento de un amplificador de Fl tran-

199

sistorizado permite, no sólo abordar con éxito la reparación o ajuste de un receptor antiguo sino, además, conocer mejor el funcionamiento de uno diseñado con integrados. Son éstos los motivos por lo que consideramos de sumo interés estudiar primero un amplificador de Fl transistorizado. Básicamente no existe diferencia entre los amplificadores de Fl de los receptores monocro máticos y los utilizados en los receptores en color, excepto que el amplificador de Fl para un receptor en color requiere unos ajustes más críticos. Por este motivo, nos limitaremos a descri bir el circuito de ia figura 10.37 (véase despegable), correspondiente a un televisor transistorizado monocromático. El funcionamiento del circuito es como sigue: la señal de Fl, obtenida del sintonizador, se apli ca mediante cable apantallado al amplificador de Fl de cuatro etapas; tiene un filtro paso banda triplemente sintonizado a 36,5 MHz en su entrada, otro filtro paso banda doblemente sintoniza do antes del detector, y dos circuitos de paso banda ancha, de sintonía fija, formando parte del circuito impreso (bobinas impresas). La banda pasante de estas bobinas es de unos 15 MHz y la sintonía fija se logra con la capa cidad propia del transistor y la parásita del circuito. De esta forma los ajustes se limitan a los de las bobinas de entrada y salida del amplificador. En el lazo de acoplamiento del primer filtro paso banda, sintonizado a 36,5 MHz, se insertan cuatro trampas que atenúan: • • • •

La La La La

portadora portadora portadora portadora

de de de de

audio audio vídeo audio

asociada al canal (33,4 MHz). del canal adyacente inferior (40,4 MHz). del canal adyacente superior (31,9 MHz). del canal adyacente inferior (41,4 MHz) en UHF.

En la salida del amplificador de la Fl se dispone una trampa adicional para atenuar nueva mente la portadora de audio (33,4 MHz). De esta forma se evita la generación de una frecuen cia de 1,1 MHz por heterodinaje entre la portadora de 5,5 MHz y la señal de croma de 4,43 MHz cuando se reciben emisiones en color. La atenuación proporcionada por cada circuito trampa es de unos 40 dB. Todos los transistores son de silicio del tipo NPN. El primer transistor es un BF195, que trabaja en circuito seguidor de emisor, es decir, la señal de salida se extrae de su emisor. Con este montaje la ganancia global de todo el amplificador de Fl se eleva alrededor de 10 dB, el factor de ruido se reduce en 11 dB y se disminuyen las variaciones de carga de los filtros al actuar el CAG. La tensión del CAG se aplica a las bases de los transistores T1 y T2 y al sintonizador (en un próximo capítulo se estudia con detalle el funcionamiento del CAG). Con una señal de antena de tan solo 5 pV, los niveles de señal que se obtienen en este cir cuito son: • • • •

Base Base Base Base

de de de de

T1: T2: T3: T4:

120,0 pV. 80,0 pV. 1,3 pV. 17,0 pV.

siendo la tensión a la salida del detector de 2 V. La ganancia de tensión del circuito es de 90 dB, lo cual es más que suficiente para obtener resultados satisfactorios con débiles niveles de la señal de antena.

AMPLIFICADOR DE Fl DE VÍDEO CON CIRCUITO INTEGRADO Actualmente todos los amplificadores de Fl utilizados en los modernos receptores de televisión están integrados, debido a que el empleo de circuitos integrados facilita no sólo el diseño de los

AMPLIFICADOR DE Fl

circuitos, sino también su fabricación y el servicio postventa, ya que las averías posibles se limi tan a unos pocos componentes. Existe un gran número de circuitos integrados para ser utilizados, junto con unos pocos com ponentes adicionales, como amplificadores de Fl de vídeo, tanto para receptores monocromá ticos como de color. La descripción de todos ellos sobrepasaría los límites impuestos a esta obra, por lo que nos limitaremos a exponer el principio general de funcionamiento de todos ellos y la descripción del TDA8340 o TDA8341, de la firma P h il ip s , el cual incorpora, además, otras etapas del receptor. El TDA8340 se utiliza en receptores con sintonizadores de tecnología NPN y el TDA8340 en receptores con sintonizadores PNP. En la figura 10.38 se ha dibujado el diagrama de bloques de un típico circuito integrado amplificador de Fl de vídeo, con indicación de cada una de sus conexiones. Al igual que en los amplificadores de Fl transistorizados, entre sintonizador y amplificador de Fl integrado se disponen los filtros y trampas necesarias para obtener la curva de respuesta ade cuada a la norma CCIR. El amplificador de Fl consta de tres etapas amplificadoras idénticas. Cada una de ellas cons ta de un par de transistores en montaje seguidor de emisor, seguidos de un par diferencial cuya corriente de emisor es controlada por el circuito de CAG. La señal, una vez amplificada en el amplificador de Fl, se aplica a un amplificador de refe rencia, que forma parte del propio circuito integrado (figura 10.38). La misión de este amplificador de referencia es limitar la amplitud y filtrar y amplificar la señal de la portadora de vídeo de 38,9 MHz, procedente del amplificador de Fl, con el fin de obtener una frecuencia pura de 38,9 MHz para aplicarla al demodulador síncrono como señal de refe rencia.

Conmutador CAF

SENSOR DE SINTONÍA

II— Tensión de sintonía

SINTONIZADOR

AMPLIFICADOR DE REFERENCIA

AMPLIFICA DOR CONTROLADO Fl

FILTROS Y TRAMPAS

-

CONTROL AUTOMATICO FRECUENCIA

DEMODULADOR SÍNCRONO

PREAMPLIFICADOR VÍDEO

DETECTOR CAG INVERSOR RUIDOS

INVERSOR DE RUIDOS BLANCOS

Entrada Fl

T

D

FILTRO INTERPORTADORA DE AUDIO

/ 1

Conmutador de VCR

A) dccodificador

10.38 Diagrama de bloques de las etapas constituyentes de un típico amplificador de Fl integrado para televisión.

201

202

TELEVISIÓN

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10.39 10.39 Diagrama Diagrama de de bloques bloques de de los los circuitos circuitos integrados integrados TDA8340 TDA8340yy TDAB341 TDA8341 de de Philips. Philips.

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VCR

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AMPLIFICADOR DE Fl

Por otro lado, la señal amplificada en el amplificador de Fl se aplica al demodulador síncro no, de donde se extrae la señal de vídeo, la cual es amplificada en el propio integrado. Del funcionamiento del demodulador, amplificador de vídeo, y del resto de etapas que for man parte de esta clase de integrados, se trata en capítulos posteriores de esta obra ya que no corresponden a las etapas amplificadoras de Fl que se estudian en este capítulo. Veamos ahora la constitución de los integrados TDA8340 y TDA8341, de la firma P h il ip s , cuyo diagrama de bloques hemos dibujado en la figura 10.39 y que, como puede comprobar el lector, es muy similar al de la figura 10.38. Se presenta en encapsulado DIL de 16 pins (figura 10.40). Las conexiones de cada uno de estos terminales son: • Terminales 1 y 16 = Entrada de la señal de Fl. • Terminales 2 y 15 = Entre estos terminales debe conectarse un condensador de 10 nF, para desacoplar en continua el lazo de realimentación que se coloca de la salida a la entra da del amplificador de Fl. • Terminal 3 = Se conecta un condensador de desacoplo del circuito de CAG de Fl. • Terminal 4 = Salida del CAG para el sintonizador. • Terminal 5 = Salida de tensión para el CAF. • Terminal 6 = Conmutador del CAF. Para una tensión inferior a 1,4 V el CAF deja de actuar. • Terminales 7 y 10 = Circuito sintonizado del CAF. • Terminales 8 y 9 = Circuito sintonizado del amplificador de referencia. • Terminal 11 = Tensión de alimentación del Cl. Suvalor nominal es de 12 V, pero puede variar entre 9,4 y 13,2 V sin perjudicar a la linealidad de salida. • Terminal 12 = Salida de vídeo negativa. • Terminal 13 = Masa. • Terminal 14 = Condensador de almacenamiento del CAG (22 nF). A este mismo terminal se conecta el conmutador para el VCR.

SALIDA d e v íd e o

10.40 Cápsula DIL del TDA8340y TDA8341, con sus dimensiones en milímetros.

203

TELEVISIÓN

En la figura 10.41 puede verse el esquema completo de conexiones del integrado, con indicación de los valores de los com ponentes asociados. Como se puede apreciar, en com paración con los amplificadores de Fl de vídeo transistorizados, el circuito se simplifica enor memente. El acoplamiento entre sintonizador y amplificador de Fl se realiza directamente. Esto es posi ble gracias a la elevada ganancia total de este Integrado, que no necesita etapa amplificadora intermedia. A este respecto cabe decir que para obtener una tensión de salida de 2,7 V de pico a pico entre los terminales 12 y 13, sólo se precisa una tensión de entrada entre los terminales 1 y 16 de 40 pV eficaces.

22 máx 1,4máx

10.41 Esquema de conexiones de los integrados TDA8340yTDA8341.

La ganancia en tensión del amplificador es de 67 dB, controlándose cada una de las etapas de Fl secuencialmente, comenzando por la última. Como se ha dicho antes, la misión del amplificador de referencia es limitar la amplitud y fil trar y amplificar la señal de la portadora de vídeo de 38,9 MHz, procedente del amplificador de Fl, con el fin de obtener una frecuencia pura de 38,9 MHz para aplicarla al demodulador síncrono como señal de referencia. Para llevar a cabo todas estas funciones, entre los termi nales 8 y 9 del circuito integrado se dispone un circuito resonante paralelo LC sintonizado a 38,9 MHz.

Nivel de umbral de punto blanco Nivel de señal cero (nivel de blanco CCIR) Nivel de inserción de punto blanco Nivel de inserción de ruido Nivel de sincronismo Nivel de umbral de ruido

204

AMPLIFICADOR DE Fl

Para finalizar, en la figura 10.42 se muestra la forma de onda en la salida de vídeo, con los niveles de tensión correspondientes, y en la figura 10.43 vemos los niveles de las portadoras de sonido, vídeo y croma del amarillo (figura 10.43a) y azul (Figura 10.43b) que deben obtenerse con las barras de color estándar y con un contraste del 75 %.

-3 ,2 dB - 70 dB

13,2 dB

- 13,2 dB

- 30 dB

Espectro para el amarillo

Audio Croma

Vídeo

a)

■30 dB

Espectro para el azul

Audio Croma

Vídeo b)

10.43 Niveles de las portadoras de audio. vídeo y croma del amarillo (a) y azul (b) con las barras de color estándar y un contraste del 75 %.

205

TELEVI SIÓN TE LE V IS IÓ N

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Amplificador transistorizado televisor. 10.37 Amplificador dede F/Fl transistorizado dede unun televisor.

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Demodulador de vídeo

INTRODUCCIÓN En el capítulo anterior de esta obra se estudia cóm o la señal de Fl, proporcionada por el sinto nizador, es amplificada en varias etapas amplificadoras de Fl (normalmente tres). Esta señal de Fl está compuesta por una portadora de vídeo de 38,9 MFIz modulada en amplitud, y una por tadora de audio de 33,4 MHz modulada en frecuencia (si la emisión es monocromática), aña diéndose una subportadora de croma de 34,8 MHz en las emisiones en color. Al final de la última etapa de Fl ya puede demodularse la señal de Fl, es decir, extraer de la portadora de 38,9 MHz la señal de vídeo que contiene. Para ello se recurre al empleo de un diodo detector, puesto que la señal de vídeo está modulada en amplitud (AM). El demodulador de video extrae, por tanto, la envolvente de modulación de la señal de Fl a él aplicada (figura 1 1 . 1 ). Al extraer la envolvente no sólo se obtiene la información de vídeo sino que, además, se obtienen los impulsos de borrado y de sincronismo, ya que estos impulsos forman parte de la señal de video tal como se expone en un capitulo anterior de esta obra. El diodo demodulador de vídeo no se limita sólo a esta función. También cumple con la importante misión de conversor de frecuencia, obteniéndose en él la señal de Fl de audio. Además, en los receptores de televisión en color, el demodulador de vídeo extrae las seña les de sincronismo de color, luminancia e informaciones de color, las cuales también están incluidas en la compleja señal de televisión. Asi pues, un solo circuito de diseño no muy complejo, cuyo principal elemento es un simple diodo, cumple una gran cantidad de funciones, las cuales son estudiadas con detalle en las lí neas que siguen.

SEÑAL DE BORRADO SEÑAL MODULADA DE VÍDEO

IMPULSO DE BORRADO SEÑAL DE VÍDEO

11.1 El demodulador rectifica la señal de Fl y proporciona la envolvente de dicha señal.

207

TELEVISIÓN

DEMODULADOR DE VÍDEO MONOCROMÁTICO El demodulador de vídeo trabaja igual que un detector de radio de AM; es decir, por las propie dades de todo diodo de dejar pasar la corriente en un sentido y bloquearla en el sentido opues to, el diodo demodulador deja pasar la señal de Fl modulada en un único sentido, por lo que esta señal queda rectificada y en la salida del demodulador sólo se obtienen medios semici clos (positivos o negativos) modulados en amplitud. Sin embargo, el demodulador de vídeo debe reunir unos requisitos sin los cuales no es posi ble obtener una imagen correcta. Efectivamente, la Fl de vídeo es de valor muy elevado (38,9 MFIz en la norma CCIR y 45,75 MHz en la norteamericana), por lo que es preciso utilizar componentes aptos para trabajar a estas elevadas frecuencias. Por otro lado, la portadora de vídeo está modulada por una gama de frecuencias muy amplia, que abarca desde los 20 Hz a los 4 MHz, por lo que el demodula dor debe responder linealmente dentro de este amplio margen de frecuencias. Como consecuencia, el demodulador de vídeo debe poseer las siguientes características: • Diodo demodulador con una capacidad interna muy pequeña. • Filtro y sistema de compensación para las altas frecuencias de la portadora. • Resistencia de carga de pequeño valor. En la figura 11.2 se ha dibujado el esquema de un sencillo demodulador de vídeo, que nos permite comprender el porqué de utilizar todos estos elementos.

11.2 Circuito elemental de un demodulador de vídeo. En primer lugar se encuentra el diodo demodulador, de germanio o silicio, al cual se le apli ca la señal de Fl procedente del amplificador de Fl, y en cuya salida se obtiene dicha señal rec tificada. A la salida del diodo demodulador se tiene pues una corriente continua pulsante cuyas amplitudes corresponden a la modulación de la señal de televisión. A continuación se dispone un filtro L,C, cuya misión es rechazar las componentes de las fre cuencias intermedias, proporcionando una corriente continua pulsante a su salida, cuya forma de onda es idéntica a la envolvente de modulación. En comparación con el circuito detector de un radiorreceptor de AM se observa que, en el caso de éstos, el filtro está constituido por un simple condensador de unos 250 pF, con el cual se desvía perfectamente a masa la componente de RF, apareciendo entre sus placas la señal de baja frecuencia de audio. En el demodulador de vídeo, sin embargo, es preciso utilizar una inductancia L, (de peque ño valor) y un condensador de baja capacidad, con el fin de que la primera se oponga a las señales de RF, proporcionando un camino fácil a la señal detectada de vídeo, y el condensador cortocircuite a masa la componente de RF de la señal de Fl. La señal obtenida a la salida del filtro se aplica a una red de compensación formada, nor malmente, por una inductancia L2 en serie o en paralelo con el diodo demodulador (figura 1 1 .2 ). Esta red de compensación es necesaria al trabajar el circuito con frecuencias tan elevadas, puesto que el ancho de banda de la señal de vídeo abarca desde 20 Hz a 20 MHz, por lo que

208

DEMODULADOR DE VÍDEO

se pueden producir fugas de la componente de alta frecuencia de la seña! de modulación a tra vés de las capacidades parásitas que se forman en las conexiones de los componentes con res pecto a masa, a pesar de todas las precauciones que puedan tomarse, y que hemos represen tado mediante el condensador Cp en la figura 1 1 .2 , dibujado con líneas de trazo. Finalmente se tiene la resistencia de carga R (figura 11.2), cuya misión es transformar la corriente variable rectificada en una tensión igualmente variable. En realidad, y debido a las capacidades parásitas del dispositivo, trabajando con frecuencias tan elevadas, la resistencia de carga es una impedancia. Llegados a este punto conviene hacer una importante observación: Como se sabe, según se conecte el diodo éste rectifica los semiciclos positivos o los negativos. El hecho de que un demodulador sea positivo o negativo depende de dos cosas: Del núme ro de etapas amplificadoras de vídeo que siguen (y por lo tanto de la desviación completa de fase que producen éstas) y de que la señal de vídeo se aplique a la reja de control o al cátodo del tubo de rayos catódicos. Recordemos que en todo amplificador transistorizado en montaje emisor común la señal en colector está desfasada 180° con respecto a la seña! aplicada a su base; por lo tanto, cada etapa amplificadora desfasa 180° la señal. Ei número de amplificadores determina, pues, el número de inversiones que sufre la señal de vídeo. También debe tenerse presente que la señal de vídeo se aplica a la reja de gobierno o al cáto do de! tubo de rayos catódicos según el sistema de modulación (positivo o negativo). Así, con siderando la Norma CCIR utilizada en España (en la cual se establece la modulación negativa de la señal de video), los impulsos de sincronismo son la porción más positiva de la señal (figura 11.3). Si, como ocurre en otros países, la modulación de imagen es positiva, entonces los impul sos de sincronismo son la porción más negativa de la señal (figura 11.4).

11.3 Modulación negativa de vídeo.

11.4 Modulación positiva de vídeo.

En la modulación negativa, los impulsos de sincronismo representan «el negro más negro» de la señal, mientras que el blanco es la señal menos positiva. Así pues, utilizando un dem odu lador que proporcione una señal de salida de vídeo con los impulsos de sincronismo más posi tivo (modulación de imagen negativa), esta señal no podría aplicarse a la reja de control del tubo de imagen, ya que los impulsos positivos harían aumentar el número de electrones procedente del cátodo hacia la pantalla, produciendo así un punto más luminoso cuando lo que se pretende, durante los impulsos de sincronismo, es que no aparezca punto alguno en la pantalla; es decir, que la pantalla permanezca a oscuras. En resumen, dado que en este caso los impulsos de sincronismo son señales positivas, pue den aplicarse al cátodo en lugar de a la reja, en cuyo caso la reja de control del tubo de rayos catódicos se hace más negativa que el cátodo, evitando con ello que el haz de electrones inci da sobre la pantalla y. como consecuencia, ésta permanece a oscuras durante los tiempos ocu pados por los impulsos de sincronismo.

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TELEVISIÓN

11.5 Número de etapas amplificadoras de video, al aplicar la señal de vídeo a la reja de gobierno de un tubo de rayos catódicos, según la señal de vídeo proporcionada por el demodulador sea negativa o positiva.

Para poder aplicar la señal con impulsos de sincronismo positivos (modulación de imagen negativa) a la reja de control del tubo de rayos catódicos, es necesario invertir la señal. Para invertirla basta con invertir el diodo demodulador o bien agregando, o quitando, una etapa ampli ficadora de vídeo. La figura 11.5 ilustra el número de amplificadores de vídeo que se requieren si la señal se aplica a la reja de control del tubo de rayos catódicos, y la figura 11.6 ilustra el número de amplificadores de vídeo que se requieren si la señal se aplica al cátodo del tubo de rayos catódicos.

11.6 Número de etapas amplificadoras de vídeo, al aplicar la señal de vídeo al cátodo de un tubo de rayos catódicos, según la señal de vídeo proporcionada por el demodulador sea negativa o positiva.

Volviendo ahora a nuestro circuito demodulador, en la figura 11.7 se puede ver el esquema de un filtro utilizado en la etapa demoduladora de televisores monocromáticos, muy similar al ya descrito. En él, el condensador C, ofrece una alta reactancia para las bajas frecuencias de vídeo y la señal pasa a través de L ,. Así, para las bajas frecuencias de vídeo la inductancia L, actúa como un cortocircuito, pasan do las señales por ella. Asimismo la inductancia L2 actúa como un cortocircuito para las frecuen cias bajas de vídeo, por lo que la resistencia R2 pasa a ser la impedancia efectiva del circuito. El condensador Cp, dibujado con línea a trazos, representa la capacidad parásita del circui to, la cual generalmente es de unos 15 pF. Puesto que esta capacidad es muy pequeña, la reac tancia que ofrece es muy elevada para las bajas frecuencias de vídeo, por lo que no afecta al funcionamiento del circuito. Sin embargo, a medida que aumenta el valor de las frecuencias de vídeo, disminuye la reac tancia del condensador parásito, mientras que la reactancia de las inductancias L 1 y L2 aumenta.

210

DEMODULADOR DE VIDEO

L, Entrada O-

X

fl,

L- 1— I—1

- ||

{L,

o Salida

C,.

11.7 Circuito filtro utilizado en los demoduladores de vídeo de los receptores de televisión monocromáticos.

La resistencia f í v en paralelo con L v evita que la impedancia del conjunto L.R\ se aleje muy rápidamente. El resultado de todo ello es que. a medida que las reactancias capacitivas tienden a disminuir y, por tanto, disminuye la impedancia del circuito, la inductancia tiende a aumentar la impedancia, compensando la disminución anterior. Seleccionando correctamente los valores de los condensadores y de las ¡nductancias, la impedancia del circuito se puede mantener casi constante hasta los 4 MHz de la señal de video. Para frecuencias por encima de 4 MHz, tales como la frecuencia de la señal de Fl de 38,9 MHz, las reactancias capacilivas de C, y de C son tan bajas que actúan como verdaderos co r tocircuitos a masa para estas señales. En la figura 11 .8 se ha dibujado el esquema completo de un demodulador de vídeo para tele visor monocromático. El secundario del transformador Tfí está sintonizado, mediante el con densador C2, en paralelo con él, a la Fl de vídeo de 38,9 MHz según norma CCIR, o a 45,75 MHz si se emplea el circuito siguiendo normas norteamericanas.

Del amplificador de Fl

Al

■amplificador de video

11.8 Esquema completo de un demodulador de video monocromático.

El diodo demodulador está conectado de forma que proporcione una señal de vídeo de fase positiva. El circuito de filtro está compuesto por C3, C5, L3, L4, Ls y R. No creemos necesaria ninguna explicación adicional, puesto que el funcionamiento del cir cuito es igual al de la figura 11.7. En la figura 11.9 se puede ver otro esquema de demodulador de video, en el cual se toma la tensión generada en la resistencia R para el control automático de ganancia (CAG) de las eta pas amplificadoras de RF y de Fl. Efectivamente, la corriente obtenida en la demodulación está formada por una componente continua y una componente alterna superpuesta; por lo tanto, la corriente continua, al circular por la resistencia de carga R. crea en ella una diferencia de potencial según la polaridad indica da en la propia figura 11.9.

211

TELEVISIÓN

CAG

Del amplificador de Fl

11.9 Otro circuito demodulador de vídeo, con transformador en la salida para obtener la Fl de audio.

De acuerdo con esto, resufta evidente que cuanto más elevado es el nivel de la señal de entrada de antena del receptor, mayor es la tensión negativa con respecto a masa obtenida en la resistencia R. El valor de la tensión en R aumenta y disminuye, por tanto, según el nivel de señal recibida. Esta tensión se utiliza para polarizar los transistores amplificadores de RF del sintonizador y de las etapas de Fl, es decir, como control automático de ganancia. En un próximo capítulo se estudia con más detalle el funcionamiento del CAG. Finalmente, obsérvese la presencia del transformador TR2, el cual tiene por misión extraer la Fl de audio, tal como veremos en un próximo parágrafo.

DEMODULADOR DE VÍDEO PARA RECEPTORES EN COLOR El circuito demodulador de vídeo en los receptores de televisión en color debe ser capaz de eli minar la señal de Fl de audio, de 33,4 MFIz (norma CCIR) o de 41,25 MHz (norma norteameri cana) y, también, separar cualquier interportadora de audio que pueda aparecer en la salida del demodulador. El valor de esta interportadora es igual a la diferencia entre las frecuencias intermedias de vídeo y audio, es decir, 5,5 MHz en el sistema CCIR y 4,5 MHz en el norteamericano. En los receptores en color la señal de audio se toma del amplificador de Fl de vídeo, por lo que se utiliza un demodulador de interportadora separado para obtener la señal de Fl de audio. Ello se debe a que si la Fl de audio pasa por el demodulador de vídeo se produce un heterodinaje entre ella y la subportadora de color, lo que genera una señal interferencia de: 34,8 MHz - 33,4 MHz = 1,4 MHz (norma CCIR) 42,17 MHz - 41,25 MHz = 920 kHz (norma norteamericana) la cual produce un patrón de interferencias en la pantalla del receptor de color. Para eliminar las señales de Fl de audio se utilizan filtros trampa. Las dos señales que se deben eliminar son la Fl de audio, de 33,4 MHz, y la interportadora de Fl de 5,5 MHz en la norma CCIR (44,25 MHz y 4,5 MHz en la norma norteamericana res pectivamente). En la figura 11.10 se puede ver un circuito demodulador de vídeo simplificado que cumple estas funciones. En él la Fl presente en el último amplificador de Fl de vídeo se acopla al circui to demodulador a través del transformador TR.

212


Al - am plifica d o r d e video

11.10 Circuito demodulador para televisión en color.

El diodo D suministra, en este circuito, una salida de fase de imagen negativa (obsérvese que está conectado al revés que en los circuitos detectores anteriores). El secundario de TR está sin tonizado, mediante el condensador C. en paralelo con él, a la Fl de vídeo. Al mismo tiempo, se ajusta la bobina de acoplamiento /_,, que forma parte del transformador TR, para suministrar una señal máxima a L3 a la Fl de audio de 33,4 MFIz en la norma CCIR (41,25 MHz en la norteamericana). Esta bobina L,¿ es parte de la trampa de Fl de audio. La bobina L 2 también está sintonizada a la Fl de audio, ayudando de esta forma a eliminar esta señal. Si las trampas están adecuadamente sintonizadas, la curva de respuesta a la salida del demodulador de vídeo será la que se muestra en la figura 11.11 para norma CCIR o en la figu ra 1 1 .1 2 para norma norteamericana.

11.11 Curva de respuesta de un demodulador de vídeo en un receptor en color, según la norma CCIR.

11.12 Curva de respuesta de un demodulador de vídeo en un receptor en color, según la norma norteamericana.

213

Obsérvese en dichas figuras que la Fl de audio posee una amplitud mínima. La frecuencia de la interportadora de 5,5 MHz (o 4,5 MHz en la norma norteamericana), se elimina por medio del circuito trampa formado por L5CA (figura 11.10), el cual está en resonan cia con dicha frecuencia.

OBTENCIÓN DE LA Fl DE AUDIO Se ha dicho, al comienzo de este capítulo, que el demodulador de vídeo también realiza otra función en los receptores de televisión monocromático: El heterodinaje para obtener la Fl de audio de 5,5 MHz (4,5 MHz en la norma norteamericana). Esta función no la puede realizar en el caso de televisores en color por los motivos ya apuntados en el apartado anterior. Para efectuar la conversión de frecuencia se mezclan dos señales de frecuencia distintas en el diodo rectificador de la etapa demoduladora. Asi, considerando el sistema de televisión intercarrier con norma CCIR, la señal de Fl de audio tiene un valor normalizado de 5,5 MHz modulado en frecuencia. Esta señal de Fl se apli ca a un amplificador de Fl de audio y, a continuación, al demodulador de audio, donde se obtie ne la señal de audio que debe excitar a un amplificador de baja frecuencia de audio, según se muestra en el esquema de bloques de la figura 11.13.

11.13 Esquema de bloques de las etapas de audio de un televisor. Este esquema es muy similar al de un receptor de radio de FM, con la particularidad de uti lizar otro valor de Fl y de obtener la señal de Fl a partir de la etapa demoduladora de video. Veamos ahora cómo se obtiene la Fl de audio de 5,5 MHz. Para ello debemos recordar que, en el sistema CCIR, la portadora de vídeo está modulada en amplitud (AM) y la de audio en fre cuencia (FM). Con esta premisa se puede utilizar el codo, o parte no lineal, de la curva caracte rística del diodo demodulador de vídeo, para la mezcla de señales. Este codo es suficiente ya que la señal de audio fia sido atenuada considerablemente en etapas anteriores con relación a la señal de vídeo, por lo que su amplitud es muy pequeña y, por lo tanto, entra dentro de dicho codo. La presencia simultánea en el diodo demodulador de vídeo de dos señales de distinta fre cuencia y amplitud da lugar en su salida una señal compuesta de frecuencia distinta, que es la resultante del batido de las dos portadoras de Fl de 38,9 MHz (vídeo) y 33,4 MHz (audio): 38,9 MHz - 33,4 MHz = 5,5 MHz (en el sistema CCIR) 45,75 MHz - 41,25 MHz = 4,5 MHz (en el sistema norteamericano) En la figura 11.9 ya se vio la forma de obtener la Fl de audio a la salida del demodulador de vídeo, mediante un transformador TR2 sintonizado a 5,5 MHz. En algunos televisores la señal de 5,5 MHz de audio se extrae del colector del transistor pre amplificadorde vídeo (figura 11.14), con el fin de que dicha señal sea sometida a una previa amplificación antes de ser amplificada por las etapas de Fl de audio. En este caso se corre el riesgo de introducir interferencias de los impulsos de sincronismo vertical, los cuales tienen una frecuencia audible que puede ser reproducida en el altavoz con un zumbido molesto. Para evi tarlo se disponen filtros sintonizados a estas frecuencias.


11.14 Separación de la Fl de audio mediante un transformador sintonizado, dispuesto en la salida del preamplificador de video.

En la figura 11.15 se puede ver otra forma de extraer la Fl de audio de! preamplificador de vídeo. Obsérvese que en este caso la señal de Fl se extrae del emisor del primer transistor ampli ficador de vídeo.

Preamplilicador de video

Amplificador

11.15 Separación de la Fl de audio, mediante extracción de dicha señal del emisor de transistor preamplificador de video.

En el caso de receptores de televisión en color, la Fl de audio se extrae del colector de la últi ma etapa amplificadora de Fl de vídeo (figura 11.16). La señal en colector del transistor T de la figura 11.16 se aplica al diodo semiconductor D I a través del condensador C. En este diodo se produce el heterodinaje con la frecuencia porta-

215

TELEVISIÓN

Al inversor de ruidos

11.16 Separación de la Fl de audio desde el colector de la última etapa amplificadora de Fl de vídeo, en un receptor de televisión en color.

dora de vídeo, obteniendo los 5,5 MHz de la Fl de audio. En este caso, en la salida de la última etapa amplificadora de Fl de vídeo sólo continúan las subportadoras monocromáticas y de color hasta el demodulador de vídeo D2. Una vez obtenida la Fl de 5,5 MHz, modulada en frecuencia, basta con aplicarla al amplifi cador de audio que se estudia en un próximo capítulo de esta obra.

DEMODULADOR SÍNCRONO INTEGRADO En la actualidad, y como venimos repitiendo a lo largo de esta obra, se utilizan circuitos inte grados en todas las etapas del televisor por las innumerables ventajas que aportan. También los circuitos demoduladores han sido Integrados, formando parte de un circuito más complejo y simplificando, al máximo, el diseño de los receptores. En el capítulo anterior, dedicado a los amplificadores de Fl, se estudian los circuitos integra dos TDA8340 y TDA8341, cuya estructura dispone de un demodulador síncrono. Ahora, con el fin de proporcionar al lector una visión más amplia d e las posibilidades de los circuitos integra dos, vamos a describir el integrado TDA9800, de P h il ip s , el cual e s un demodulador síncrono para televisión que además dispone, entre otros, un amplificador de la Fl de vídeo, detector de CAG, amplificador de vídeo y audio, etc. En la figura 11.17 se ha dibujado el diagrama de blo ques de este integrado. El integrado TDA9800 dispone de un circuito demodulador síncrono con generación de refe rencia mediante filtrado y limitación de la señal de entrada. Dicho circuito está diseñado espe cialmente para la demodulación de señales de televisión con modulación de vídeo negativa. Además del demodulador, el TDA9800 incluye un amplificador de vídeo con supresión de ruidos de interferencia, un detector de CAG de nivel de pico para controlar la ganancia de los amplifi cadores de RF del sintonizador y las tres etapas amplificadoras de Fl que lleva el propio inte grado, un circuito de CAF controlado por la señal generada en un oscilador controlado por ten sión (VCO), un demodulador de la señal de audio de FM y un amplificador de audio. Además, y como luego veremos, con muy pocos cambios este Integrado puede utilizarse en receptores preparados para trabajar con norma europea, americana o japonesa. En este apartado vamos a limitar nuestra exposición al demodulador de vídeo (resaltado con línea más gruesa en el esquema de bloques de la figura 11.17), y un pequeño repaso a las eta pas, ya estudiadas, de Fl.

216

11.17 Diagrama de bloques de la circuitería del TDA9800 de Philips.

= 5Vf9V;


217

TELEVISIÓN

Para empezar diremos que el TDA9800 se presenta en dos tipos de cápsula, ambas de plás tico y con 20 terminales: En cápsula DIL tipo SOT146-1 (figura 11.18), y en cápsula DIL tipo S0T163-1 (figura 11.19). La tensión máxima de alimentación de este integrado es de 8,8 V en el caso de utilizarlo con cápsula SOT146, y de 5,5 V si se utiliza el de cápsula SOT163. Esta tensión de alimentación se aplica al terminal 20 del integrado.

8.25 máx

26.92 máx

3,2 máx

\i □ □ □ □ □ □ dd Jl /

\J

\J

\J

\J \\J

\J

|

0,51

\J

4,2 máx

0.36 máx 3.60 máx

I

:I1

7,62

,_

10 0 8.3

___

1.73 máX"

6.40 6,22

11.18 Dimensiones de la cápsula DIL tipoSOT146-1, delTDA9800.

7,6 máx

A=r 0.32 i máx

^"

10.65 máx

0.9 máx

y

t

1,27

218

10

L 0,49 máx

11.19 Dimensiones de la cápsula DIL tipo S0T163-1, del TDA9800.


La entrada de la señal de Fl obtenida en el sintonizador se aplica entre los terminales 1 y 2 del Integrado, que corresponden a la entrada de un amplificador de referencia diferencial de Fl de tres etapas. Este amplificador está controlado en ganancia permanentemente por la tensión de polarización que le suministra el detector de CAG (figura 11.17). La función del amplificador de referencia consiste en filtrar y limitar la amplitud de la señal modulada de Fl, de 38,9 MHz. Para ello se aplica la señal de Fl a los terminales 1 y 2 del circui to integrado, de modo que se obtenga una señal fundamental casi pura de 38,9 MHz. Dicha señal se aplica al demodulador síncrono como referencia de portadora y a un detector de fase y frecuencia. El funcionamiento del demodulador síncrono es como sigue. En esta etapa se separa la modulación de la portadora de Fl mediante generación del producto de las dos señales siguientes: • La referencia de la frecuencia portadora fundamental, de 38,9 MHz, obtenida de un VCO. • La señal de entrada de Fl que, procedente de las etapas amplificadoras previas de Fl, se aplica a los terminales 1 y 2 del circuito integrado. La frecuencia generada en el VCO, cuando se trabaja con normas europeas, es de 77,8 MHz, es decir, justo el doble de la frecuencia de la portadora de Fl de video, de ahí que se divi da la frecuencia por dos en un divisor de onda progresiva. La frecuencia generada en el VCO está controlada por un diodo de capacidad variable que forma parte del propio chip. En la salida del demodulador se tiene un filtro paso bajo, con una frecuencia de corte de 12 MHz (no dibujado en el esquema), que suprime cualquier armónico de la portadora que pudie ra acompañar a la señal de vídeo. La señal de vídeo se aplica luego a un amplificador de vídeo (también integrado en el TDA9800) donde adquiere una amplitud de 1 V de pico a pico, obteniéndose en el terminal 13 del integrado. Obsérvese en el esquema de la figura 11.17 que la señal de vídeo obtenida en el term i nal 13 se reintroduce nuevamente en el integrado por los terminales 11 y 14 a través de sen dos filtros. La entrada 14 corresponde a un circuito de aislamiento (buffer), que invierte la señal 180° y con una amplitud de 2 V de pico a pico. Esto significa la utilización de este terminal cuando se precisa señal de vídeo positiva. La entrada a este circuito se realiza a través de un circuito tram pa de audio, que evita el paso de esta señal. La otra entrada es la del terminal 11. Ésta se realiza a través de un filtro de audio, que evita que la señal de vídeo se aplique al demodulador de audio, del tipo PLL. En lo que respecta al VCO, necesario para la demodulación de la señal de vídeo y el CAF, diremos que para su funcionamiento se precisa un circuito LC conectado entre los terminales 16 y 17 del integrado (figura 11.17). Como se ha dicho antes, este oscilador debe trabajar a una frecuencia justo el doble de la Fl de vídeo de la norma con la que trabaja, es decir, a 77,8 MHz (en Europa), 91,5 MHz (en Norteamérica) o a 117,5 MHz (en Japón). La señal obtenida en el VCO es amplificada y convertida en una salida de corriente por un circuito de CAF y dividida por dos en un divisor de onda progresiva, el cual genera dos señales diferencia desfasadas 90° independientemente de la frecuencia. Para finalizar con la descripción de este integrado, en la figura 11.20 se ha dibujado el esque ma de conexiones del integrado, con todos los valores de sus componentes discretos. En este esquema se han indicado los valores para un funcionamiento con 5 o 9 V. En este segundo caso los valores de los componentes son los encerrados entre paréntesis. Respecto al circuito LC del VCO, sus valores dependen de la norma con la que trabaje el receptor y son los indicados en la tabla 1 1 .1 .

219

TELEVISIÓN

22 k

(62 k;

11.20 Esquema de conexiones del integrado TDA9800.

■ Parámetro

Norma

Europa

Estados Unidos

Japón

Fl (MHz)

38,9

45,75

58,75

VCO (MHz)

77,8

91,5

117,5

Inductancia L (nH)

251

163

90

Condensador C (pF)

8,2

10

12

'

Tabla 11.1 Valores de la inductancia y la capacidad del circuito LC del VCO del TDA9800.

El filtro y la trampa de audio que se conectan en los terminales 11 y 14 del integrado son del tipo cerámico. En resumen, tal y como se deduce del estudio del esquema de la figura 11.20, actualmente resulta de extrema sencillez el diseño de estas etapas de los recetores de televisión, pues basta un par de docenas de componentes para obtener las señales de vídeo y audio a partir de la señal de Fl del sintonizador, cosa que era muchísimo más compleja hace algunos años.

220

Controles automáticos de ganancia y frecuencia

INTRODUCCIÓN Resulta evidente que las señales de televisión captadas por la antena receptora poseen distin to nivel según la distancia a la que se encuentre el centro emisor o la potencia con la que éste emita. Esto se traduce en distintas calidades de imagen en el receptor si no se tornan algunas medidas, por otra parte sencillas de llevar a la práctica. Para evitar esto que acabamos de exponer se recurre al empleo, dentro del circuito del receptor, de unos controles automáticos de ganancia (abreviadamente CAG), los cuales perci ben los cambios en los niveles de señal y ajustan automáticamente el nivel de vídeo del recep tor para compensar estos cambios. Por otro lado, una imagen queda perjudicada por una mala sintonización, o por una desvia ción de la frecuencia generada en el oscilador local, con lo cual no se obtienen los valores de Fl a que están sintonizadas las etapas amplificadoras de Fl, produciéndose, por este motivo, una mala amplificación de estas señales. Para evitar esto, se emplean controles automáticos de frecuencia (CAF), los cuales perciben y compensan tanto la sintonía incorrecta como la desvia ción en el oscilador local.

CONTROL AUTOMÁTICO DE GANANCIA (CAG) El control automático de ganancia consiste en un circuito especial cuya misión, dentro del receptor, es la de mantener la estabilidad de recepción si se reciben señales débiles o proce dentes de emisoras lejanas. Su finalidad es mantener constante la ganancia de las etapas amplificadoras de RF y de Fl del receptor cuando se sintonizan emisoras con variaciones en la fuerza de la señal, manteniendo así la imagen a un nivel constante. Es un circuito necesario para los cambios de canal y para la tonalidad de la señal, ya que si el receptor no dispusiera de él, cada cambio de canal requeriría un reajuste en los controles de contraste, brillo y volumen. El CAG reduce el parpadeo de la imagen, el ruido y las interferencias, así como las variacio nes ocasionadas por efectos tales como variaciones en la tensión de la red de suministro eléc trico, movimientos de la antena debidos al viento y cambios bruscos de temperatura que afec tan a la señal. Un receptor de televisión dotado de CAG ofrece innumerables ventajas, hasta tal punto que, aunque no sea imprescindible, sus ventajas y lo poco que encarece el circuito, ha hecho que en la actualidad forme parte del circuito de todos los receptores. En resumen, el CAG gobierna la amplificación de la señal en ciertas etapas del televisor, haciendo que dichas etapas amplifiquen más o menos la señal que llega a la antena según el nivel de la misma, conservando prácticamente constante el nivel en el detector y, por lo tanto, la imagen que se reproduce en la pantalla no sufre desvanecimiento (fadmg). Si la señal recibida por la antena es fuerte, el CAG reduce la ganancia de los amplificadores de RF y de Fl. Si, por el contrario, la señal recibida por la antena es débil, el CAG aumenta la ganancia de estas etapas amplificadoras.

221

TELEVISIÓN

Para llevar a cabo esta función el CAG toma una tensión obtenida en la etapa demodulado ra, la filtra y la aplica a los circuitos de polarización de los transistores amplificadores de RF y de Fl, variando así sus ganancias.

CLASIFICACIÓN DE LOS CIRCUITOS DE CAG Existe una gran variedad de circuitos destinados al control automático de ganancia de un recep tor de televisión. Desde un simple demodulador de vídeo con corriente de polaridad única, varia ble en amplitud, como fuente de tensión de referencia para el CAG, hasta circuitos que recogen los impulsos de sincronismos incluidos en la señal de vídeo para llevar a cabo la misma función. Se puede hacer la siguiente clasificación de controles automáticos de ganancia, de forma que cualquiera de sus variantes quedan incluidas dentro de uno de estos grupos: 1,° CAG en los que la tensión de referencia se toma del demodulador de vídeo (valor medio de la tensión de la señal demodulada). 2 ° CAG en los que la tensión de referencia se toma de una fuente separada, de la que se obtienen los valores de cresta de la portadora de vídeo. 3.° CAG en los que la tensión de referencia se toma de una fuente separada y después es amplificada. 4.° CAG en los que se combinan por coincidencia los impulsos de sincronismo sacados de la portadora de vídeo y los impulsos del transformador de líneas, formando una sola señal destinada al CAG.

PUNTOS DE APLICACIÓN DEL CAG Para obtener una ganancia uniforme los puntos de aplicación del CAG pueden ser varios, pero normalmente son sólo dos: El amplificador de RF y el de Fl (figura 12.1). En lo que respecta a las etapas amplificadoras de Fl, en algunos casos el CAG actúa sobre una sola de ellas, pero lo más normal es que actúe sobre los dos primeros pasos amplificadores. En lo que respecta a la etapa amplificadora de RF, que forma parte del sintonizador, el CAG tiene el único fin de evitar la saturación de dicha etapa cuando la señal de entrada es muy fuer te; por lo tanto la tensión del CAG debe aplicarse con un importante retardo, o sea, un control automático de ganancia diferido. Para conseguir un CAG con retardo en su actuación, debe existir un circuito que quede blo queado con señales muy fuertes, o bien distribuir por caminos diferentes el CAG de RF y el de Fl, con constantes de tiempo adecuadas y diferentes en cada una de estas etapas.

12.1 Puntos normales de aplicación del CAG.

222

CONTROLES AUTOMÁTICOS DE GANANCIA Y FRECUENCIA

CAG NO MANIPULADO En el CAG no manipulado la tensión de control de la ganancia se obtiene del demodulador de vídeo. Se trata del circuito más sencillo de CAG.

- o CAG

12.2 CAGnegativo, tomando la tensión de referencia del ánodo del diodo demodulador de vídeo.

En la figura 12.2 se puede ver el esquema de un circuito de CAG no manipulado. En este cir cuito se genera una tensión de CAG negativa dada la polaridad del diodo demodulador de vídeo, aunque también es posible obtener una tensión para el CAG de signo positiva por simple inver sión de polaridad de dicho diodo (figura 12.3).

12.3 CAGpositivo, tomando la tensión de referencia del cátodo del demodulador de vídeo.

En ambos circuitos la corriente rectificada por el diodo demodulador de vídeo (D) circula por la resistencia R, generándose en ella una tensión eléctrica que es filtrada por el condensador C. Como resultado del alisamiento que produce el condensador, en el conjunto RC aparece una tensión continua cuyo valor medio depende del nivel de la señal rectificada por el diodo. Esta tensión continua es la que se utiliza para polarizar los transistores amplificadores de RF y de Fl. Los circuitos de las figuras 12.2 y 12.3 se han simplificado al máximo para facilitar su estu dio, aunque en la práctica son algo más complejos, tal como puede apreciarse en el esquema de la figura 12.4, en el que se ha dibujado un sencillo circuito de CAG basado en los esquemas de las figuras 12.2 y 12.3.

12.4 Circuito de CAGbasado en la tensión demoduiada de la señal de vídeo.

223

TELEVISIÓN

Ei esquema de la figura 12.4 corresponde al más simple de los controles automáticos de ganancia. La corriente de la señal de vídeo es rectificada por el diodo D, circulando hacia masa por la resistencia Rr En R2se produce una caída de tensión cuya polaridad es la que se indica en la misma figu ra 12.4. Cuanto más elevado sea el nivel de señal rectificada mayor es el valor de la intensidad de corriente que circula por Rz y mayor es, por tanto, la caída de tensión en la resistencia. La tensión en R,. es una tensión continua de amplitud variable, pues varía con el nivel de señal, por lo que debe filtrarse para obtener una tensión continua pura para el CAG. El filtrado lo realiza el grupo ñ 3C3. En un principio parece que esta tensión filtrada, es decir, la que aparece en C3, puede utili zarse para el CAG. Sin embargo, la señal obtenida por demodulación de la señal de vídeo es muy compleja, pues varía con el brillo de la imagen, determinando la luminosidad media de fondo de la pantalla del tubo de imagen; de acuerdo con esto, si el CAG actúa sobre dicha lumi nosidad, se desvirtuaría la relación existente entre la intensidad media de la señal y ei brillo medio de la imagen televisada. En efecto, a pesar de que la señal de antena se mantenga dentro de un nivel constante, en el caso de que en un instante se transmita una señal de vídeo completamente negra la tensión demodulada es mucho mayor que cuando se transmite una señal de vídeo completamente blan ca, lo cual quiere decir que el valor medio obtenido en la etapa detectora es la suma de todos los impulsos acumulados en el condensador de filtro, comprendidos los de vídeo y los de sin cronismo. Efectivamente, en el caso de una imagen negra el valor medio es el que se ha dibujado en la figura 12.5a, mientras que en el caso de una imagen blanca el valor medio es muy inferior (figu ra 12.5b).

'Valor medio

Valor medio

12.5 Valores medios de una señal de vídeo, a) Con nivel de negro, b) Con nivel de blanco.

En resumen, para un mismo nivel de la señal sintonizada, el valor medio varia continua mente en función de las tonalidades de la imagen, por lo que la tensión de CAG también es variable y, por lo tanto, no se corresponde con los niveles de señal sino con el contenido de ésta. El circuito de ia figura 12.4 no distingue, por lo tanto, entre los niveles de señal de conteni do de vídeo, por lo que no resulta eficaz como CAG. Para evitar esto es preferible tomar como tensión de referencia las señales de sincronismo y no las de vídeo, que varían con el brillo de la imagen. Efectivamente, las señales de sincronismo corresponden, como ya se sabe, al negro más negro; por lo tanto, sí son un punto de referencia adecuado, puesto que según el nivel de señal recibido las amplitudes de las señales de sincronismo son diferentes.

224

CONTROLES AUTOMATICOS DE GANANCIA Y FRECUENCIA

CAG MANIPULADO Cuando el CAG tiene relación con alguna otra señal que no es la de vídeo se denomina CAG manipulado. Lo usual es que esté relacionado con la amplitud de los impulsos de sincronismo. Los impulsos de sincronismo horizontales se producen con una frecuencia de 15.625 Hz por segundo en la norma CCIR (15.750 en la norteamericana), y es imprescindible que el ruido o la variación de señal se produzcan en la misma frecuencia para llegar a afectar al CAG. aunque esto no sucede normalmente. En la figura 12.6 se tiene el esquema de un CAG manipulado y retardado. En este circuito se toma como nivel de referencia la amplitud máxima de los impulsos de sincronismo en lugar del valor medio de la señal de vídeo detectada. Para extraer de la señal los impulsos de sincronismo se recurre a una detección indepen diente, tomada del secundario del transformador de Fl, disponiendo en el circuito un segundo diodo rectificador D2 (figura 1 2 .6). El CAG de la figura 12.6 es de efecto retardado. Es decir, actúa cuando la señal recibida es excesiva, disminuyendo la amplificación de las etapas de RF y de Fl a partir de una determina da amplitud de la señal.

12.6 CAGretardado.

En el caso de recibirse señales débiles el CAG deja de actuar, amplificándose las señales al máximo. Para que el CAG no actúe con señales débiles se han de cumplir los siguientes requisitos:

1 ° Emplear un diodo rectificador exclusivo para el CAG. 2.° Proporcionar una polarización inversa previa al citado diodo. Efectivamente, en el esquema de la figura 12.6 se aprecia que el diodo D2 está polarizado en sentido inverso por una fuente de alimentación que queda aplicada a través de R.v diodo D2, fí, y R,, La resistencia ñ , es un potenciómetro, mediante el cual es posible ajustar la tensión inversa de polarización del diodo D2 y, con ello, la posibilidad de que el retardo en la actuación del CAG se lleve a cabo a partir de un nivel determinado. Con el montaje de la figura 12.6 el diodo para el CAG sólo puede conducir cuando la amplitud de la señal recibida sea capaz de neutralizar la polarización inversa aplicada, lo cual sólo ocurre con aquellas señales que poseen un valor medio superior al de la tensión inversa de referencia.

225

TELEVISIÓN

El diodo D1 es el demodulador de vídeo, mientras que D2 recoge los impulsos de sincronis mo, ya que sólo estos impulsos superan en amplitud su tensión inversa de polarización. La constante de tiempo RAC 3 es muy alta, con el fin de crear una tensión continua pura cuyo valor sea proporcional a las amplitudes de los impulsos de sincronismo. Las resistencias R : y R2 están conectadas entre ánodo y cátodo y son las que establecen el valor de la tensión inversa de polarización. El potencial positivo se aplica, a través de la resistencia Ry entre el extremo B del potenció metro R2 y su cursor conectado a masa (negativo). Cuando el cursor del potenciómetro R,¿ está en la posición A, el diodo D2 recibe una polariza ción inversa elevada, con lo cual sólo entra en estado de conducción si los impulsos de sincronis mo son muy fuertes. En esta posición se logra la máxima sensibilidad del receptor, amplificando al máximo señales débiles y también aquellas fuertes que no superen un determinado valor. Si el cursor de fí, se sitúa en la posición B, el diodo D2 no recibe tensión de polarización inversa, puesto que toda la tensión queda aplicada a la resistencia R:i y el cátodo queda conec tado a masa. En esta circunstancia el sistema se comporta como un CAG normal, es decir, se efectúa un CAG de todas las señales, tanto si son fuertes como débiles. En una posición media del cursor la acción del CAG es igualmente media, es decir, entra en funcionamiento a partir de unos niveles medios de la señal. El circuito de la figura 12.6 tiene el inconveniente de que la tensión prevista para el CAG es reducida y, en algunos casos, puede sobrecargarse. Otro problema que presenta este cir cuito es que la tensión de control puede quedar interferida por los impulsos de sincronismo vertical, que son tan sólo de una frecuencia de 50 Hz en la norma CCIR (60 Hz en la nortea mericana). Para evitar esto último se utilizan filtros con constantes de tiempo RC muy elevadas, a fin de que anulen estas pulsaciones indeseadas. Sin embargo, el recurrir a filtros con constante de tiempo elevada perjudica la velocidad de respuesta del CAG, es decir, el CAG actúa en diferido. Además, en este circuito tampoco existe protección contra señales parásitas, las cuales, si son de gran amplitud, pueden llegar a circular por el diodo D2 y, en consecuencia, poner en mar cha el CAG, disminuyendo la amplificación de las etapas de RF y de Fl, empeorando la imagen en pantalla, tanto por la menor ganancia del receptor como por la introducción de las señales parásitas.

CAG POR IMPULSOS Uno de los métodos más ventajosos para controlar la ganancia de los amplificadores de RF y de Fl consiste en emplear un CAG p o r impulsos. Este CAG consiste en un rectificador controlado por los impulsos de sincronismo. Este sis tema es en la actualidad el más utilizado dadas sus ventajas. El CAG por impulsos consiste en obtener un enganche síncrono entre dos señales; una pro cedente del demodulador de vídeo y otra del transformador de líneas. En la figura 12.7 se muestra el esquema de un CAG siguiendo esta técnica. En él las seña les de sincronismo, tomadas del colector del amplificador de salida de vídeo, se aplican al tran sistor 77 en montaje seguidor de emisor y de éste hacia el transistor 72 como amplificador de corriente. El funcionamiento del circuito es como sigue: El transistor 77 está polarizado de forma que normalmente está bloqueado, excepto cuando recibe un impulso negativo de tensión, obtenido del secundario del transformador de líneas, o sea, el que produce el retardo horizontal. En este caso el transistor 77 pasa al estado de conducción, proporcionando a la línea de CAG una ten sión proporcional a la amplitud de los impulsos de sincronismo. En la figura 12.8 se ha dibujado el esquema de otro CAG que sigue esta técnica. En él, el impulso positivo se aplica desde el transformador de líneas al colector del transistor 77, pasan do por el condensador C, y el diodo D. Este diodo tiene la finalidad de evitar una falla del tran sistor debida a las tensiones de impulso.

226


12.7 CAGpor impulsos.

Impulso del transformador de líneas

-CAG

D

M

I T2 rrn

I

Del 1? amplificador ~ de vídeo

fl.

_

I 12.8

Variante de CAGpor impulsos.

La señal de vídeo que se está haciendo positiva se aplica a la base de 77. Durante el espacio de tiempo existente entre dos impulsos de línea el transistor T 1 perma nece bloqueado, ya que su tensión de colector no es suficiente para llevarlo a la conducción. En este momento el transistor 72 se polariza directamente por la corriente continua de base. Esto se debe a que la tensión positiva de polarización se aplica a su base a través de RA y R (figura 12 . 8 ).

227

En el punto de unión de f l 4 con R5 se genera una tensión que carga al condensador C3. R4 y C 3 forman un grupo RC cuya constante de tiempo depende de los valores dados a ambos componentes. Debe, por tanto, transcurrir un cierto período de tiempo antes de que C3 quede completamente cargado. Veamos ahora qué sucede cuando el impulso procedente del transformador de líneas se apli ca al colector de 77. En este caso 77 pasa al estado de conducción, circulando una corriente a través de él cuyo valor depende del nivel de la señal de vídeo aplicada a su base. Cuando 77 conduce, el condensador C 3 se descarga a través de fí„, del diodo D, de la resis tencia de unión colector-emisor de 77 y de la resistencia fí2, así como por ñ . y la resistencia de base de 72, aunque en esta última rama del circuito el paso de corriente es tan reducido que apenas si influye en la descarga de C3. La descarga de C3hace que disminuya la tensión en él. La proporción en que se descarga C 3 viene determinada por la mayor o menor conducción del transistor 77, la cual, a su vez, viene determinada por el nivel de la señal de vídeo aplicada a su base. Al final del impulso de sincronismo horizontal el transistor 77 pasa al estado de bloqueo y C3 empieza a cargarse de nuevo a través de fí4. El resultado de todo el proceso descrito es que el promedio de carga de C3 o, dicho de otra forma, el valor medio de la tensión en C3, queda determinado por el nivel de la señal de vídeo aplicada a la base de 77. La tensión media en C3 se convierte en la tensión de polarización que se aplica a la base de 72 y, por consiguiente, la caída de tensión en la resistencia Rs puede ser tomada como tensión para el CAG. Cuando aumenta el nivel de la señal en la base de 77, este transistor conduce más, descar gando más al condensador C3 y haciendo menos positiva la tensión en la base de 72. Como consecuencia 72 conduce menos y se reduce la caída de tensión en fí8. Así pues, la tensión de CAG aumenta a un nivel más positivo. Después, esta tensión se aplica al primer amplificador de Fl para que reduzca su ganancia y, por lo tanto, se reduce la tensión apli cada a la base de 77, con lo que la señal permanece autocontrolada a un nivel constante.

CAG RETARDADO La mayoría de los amplificadores de RF trabajan con señales muy débiles, por lo que para evi tar ruido y nieve es conveniente no reducir la ganancia del amplificador, hasta que la señal exce de cierto valor preestablecido. De esta clase de circuitos se trata en un parágrafo anterior al estudiar el CAG manipulado con diodo polarizado en sentido inverso (figura 12.6). A continuación se estudian un par de cir cuitos de CAG retardado utilizando transistores. En la figura 10.9 se ha dibujado el esquema de un circuito transistorizado que utiliza un CAG retar dado. En él el transistor 73 es el amplificador de RF del sintonizador, cuya ganancia está regulada. El potenciómetro Rz se ajusta para controlar el retardo de CAG, es decir, para polarizar el emisor de 72 a un valor preestablecido que proporcione una tensión en su colector adecuada a la ganancia que se desee obtener de la etapa de RF cuando las señales son débiles. Cuando las señales recibidas son fuertes, aumenta la conducción del transistor 77, disminu yendo su tensión de colector. Dado que 72 está acoplado directamente a 77, la tensión de base de 72 se hace menos positiva con respecto a su emisor. La resistencia 7?10, de polarización de base de 73, es también la resistencia de carga de 72, por lo que la base de 73 se hace más positiva, aumentando así la conducción de 73. Esto pro duce el CAG directo que se desea, el cual depende de la tensión presente en la base de 72. En la figura 12.10 se puede ver el esquema de otro circuito de CAG retardado, el cual está compuesto por tres transistores. Este circuito utiliza la técnica del llaveado o por impulsos, sien do su funcionamiento muy eficaz ya que es inmune a señales parásitas.


12.9

CAGretardado, transistorizado.

transformador de lineas

12.10

CAGretardado por impulsos y transistorizado.

229

TELEVISIÓN

El CAG de la figura 12.10 consta de tres transistores; el primero de ellos (73), actúa como detector de la tensión para el CAG; el segundo (72) produce un retardo para el control de la etapa amplificadora de RF; por último, el 77, tiene por finalidad suministrar la tensión adecuada de polarización de base al transistor amplificador de RF, con el fin de controlar la ganancia de este transistor. El CAG se obtiene variando la ganancia de la primera etapa amplificadora de Fl, así como la del amplificador de RF del sintonizador. El valor de señal de antena, para el cual el CAG comienza a actuar reduciendo la ganan cia de la etapa amplificadora de RF, representa un compromiso entre la distorsión por m odu lación cruzada en el mezclador y la relación señal/ruido en la salida del amplificador de vídeo. Se toma com o valor práctico de la señal de antena unos 2 mV eficaces. Dicho valor se ajus ta con el potenciómetro fí4, de forma que el CAG inicia su control al recibirse este valor de señal. El funcionamiento del circuito de la figura 12.10 es como sigue: A la base del transistor 73 (detector de CAG) se aplica la señal obtenida en el colector del transistor amplificador de vídeo. El transistor 73 está polarizado de forma que no conduce, a menos que la amplitud de los impulsos de sincronismo sea inferior a la tensión de referencia aplicada a su emisor proceden te, igualmente, del amplificador de vídeo. Mientras 73 está bloqueado, la polarización de la primera etapa amplificadora de Fl viene dada por el divisor de tensión formado por las resistencias fí 6 y R? (figura 12.10). El potenciómetro f í 10 está ajustado al nivel de la señal de vídeo para la cual se desea que se inicie la actuación del CAG. En el preciso instante en que la amplitud de los impulsos de sincronismo sea menor que la tensión de referencia, el transistor 73 pasa a conducir, con lo cual el condensador C 7 se carga con los impulsos negativos de retroceso de línea, tom ados del transform ador de lí neas. Como consecuencia de todo ello, en el punto de unión de F?6 y R7 se produce un aumen to de tensión de signo positivo, la cual se aplica a la base del transistor am plificador de Fl controlado, aum entando con ello la corriente de su emisor y, por lo tanto, reduciendo su ganancia. El diodo D evita que el condensador C, se descargue por una corriente inversa de colector durante el intervalo de tiempo que transcurre entre dos impulsos de retroceso de línea. La resistencia R,3 limita el paso de corriente a través del transistor y del diodo. La red formada por Rs, C4 y C5, de pequeña constante de tiempo, tiene por finalidad filtrar los impulsos de tensión en el colector del transistor 73. Además, con el fin de mejorar el filtrado de componentes de RF que puedan presentarse en la línea del CAG, se añade el condensador de desacoplo C r El nivel de tensión presente en el emisor del transistor 77 debe corresponder al negro de la señal de vídeo, la cual se obtiene con el divisor de tensión formado por ñ n y f í l2, a cuyo punto de unión se conecta el amplificador de vídeo. Pasemos ahora al transistor 72, cuya misión es producir un retardo en el control de la ganan cia de la etapa amplificadora de RF del sintonizador. Este transistor pasa al estado de conducción cuando la tensión en el punto de unión de fí 6 con R7 excede a la de base de 72, determinada por el divisor de tensión formado por fí 4 y R,. Efectivamente, mientras la tensión en el punto de unión de Re con R7 sea pequeña, la tensión de emisor de T? no permite que dicho transistor pase al estado de conducción. Cuando la ten sión en la unión Rf- R 7 sube de valor, el emisor se hace positivo con respecto a la base y el tran sistor pasa a conducir. Mediante el ajuste de RAse regula la tensión de polarización de la base de 72, por lo que este potenciómetro se utiliza para el ajuste del retardo del CAG aplicado a la etapa amplificadora de RF (figura 12.10). Cuando 72 pasa al estado de conducción disminuye su tensión de colector, por lo que la tensión positiva de base de 77 aumenta y, com o consecuencia, aumenta también la ten sión de base en el transistor am plificador de RF del sintonizador, reduciéndose así su ganancia.

230


CONEXIÓN DE LA LÍNEA DE CAG A LAS ETAPAS AMPLIFICADORAS DE RF Y Fl La tensión del CAG en los receptores de televisión puede ser positiva o negativa. La polaridad depende de los requerimientos de polarización, ya sea que se utilice polarización directa o inver sa como agente de control. El que una tensión de CAG sea positiva o negativa depende del tipo de transistor (NPN o PNP), los cuales determinan la polaridad de las tensiones del circuito. En la figura 12.11 se puede ver un esquema en el que se muestra cómo se controla un tran sistor por medio de un CAG no manipulado. La polarización puede variar según el tipo de transistor. Los transistores pueden ser de pola rización directa o inversa.

AMPLIFICADOR DE Fl


^

Salida de video

AMPLIFICADOR DE CAG

T

Línea de CAG

12.11 Etapa amplificadora controlada por la línea del CAG.

La disminución de la polarización de base para reducir o aumentar la ganancia recibe el nombre de CAG inverso. El aumento de polarización de base para reducir o aumentar la ganan cia se conoce como CAG directo. De estas dos formas de polarización la más utilizada es la del CAG directo, es decir, la que se realiza por aumento de la polarización de base. Debido a esto, la mayoría de los amplifica dores de Fl de vídeo y de paso de banda de saturación cromático (en los receptores de televi sión en color) funcionan en la porción directa de su curva característica, o sea, se polarizan con una pequeña tensión directa. En la figura 12.12 se puede ver cómo cambia la ganancia de un transistor controlado en fun ción de la corriente de colector.

12.12 Curva característica de la variación de la ganancia en función de la corriente de colector producida por el CAG.

231

La tensión del CAG se utiliza para aumentar y disminuir la ganancia. Es decir, en lugar de reducir una señal fuerte puede hacerse que el circuito funcione con señales fuertes. Si se reci be una señal débil, entonces se eleva para adaptarla a la señal fuerte. El punto normal de fun cionamiento es el punto D de la curva de la figura 12.12. Si la señal que llega a la antena es muy fuerte, entonces la corriente de colector aumenta y la ganancia disminuye de D a C. Si la señal es débil, entonces se hace disminuir la corriente de colector desde el punto D al S, aumentando la ganancia del amplificador. Obsérvese que el punto de ganancia máxima es el 6 y los de mínima ganancia el A y el C, es decir, con un valor de corriente de colector muy pequeño o muy alto. En el punto A de la figura 12.12 la corriente y la ganancia son nulas. A medida que aumen ta la corriente de colector hacia el punto B la ganancia se incrementa. Sin embargo, cuando una polarización inversa de igual magnitud y opuesta se aplica a la pri mera etapa amplificadora de Fl, la ganancia no se incrementa, es decir, permanece constante. Esta forma de actuación es la del CAG inverso. Tan pronto como la señal tiende a aumentar, la polarización inversa que aplica el CAG aumenta y la ganancia del amplificador de Fl se reduce, haciendo que permanezca constante el nivel de señal en la salida del demodulador. En resumen, la disminución en el valor de la polarización de base para aumentar o disminuir la ganancia es lo que se denomina CAG inverso, mientras que el aumento de polarización de base para aumentar o reducir la ganancia se conoce como CAG directo. La figura 12.13 ilustra sobre la reducción de ganancia en función de la tensión de CAG. Cuando el nivel de la señal es normal, el CAG proporciona 3 V. Con este valor de tensión la ganancia del amplificador ni aumenta ni disminuye (0 dB).

12.13 Curva característica de la reducción de ganancia en función de la tensión del CAG.

Si la señal recibida es más fuerte, por ejemplo 20 dB más, entonces la tensión de CAG aumenta a 5 V, reduciendo la ganancia del amplificador 20 dB, con lo que el nivel de señal a la salida del demodulador se mantiene en 0 dB. Si, finalmente, se recibe una señal 40 dB por encima de la señal normal, entonces el CAG suministra 7 V, con lo que la ganancia del amplificador se reduce 40 dB y, por tanto, sigue man teniéndose el nivel de señal en la salida del demodulador. En lo que respecta a las conexiones, la linea de CAG se aplica a la base del primer transis tor amplificador de Fl y la de CAG retardado al terminal que a tal efecto lleva el sintonizador.

CONTROL AUTOMÁTICO DE FRECUENCIA (CAF) El control automático de frecuencia (abreviadamente CAF), denominado en ocasiones sintonía fina automática (SFA), mantiene constante la frecuencia del oscilador local del sintonizador en su frecuencia de canal central designada.


En los receptores de televisión en blanco y negro se admite cierta desviación en la frecuen cia del oscilador local, por lo que algunos receptores no disponen de este circuito. En un televi sor en color, sin embargo, cualquier pequeña desviación de la frecuencia de oscilación del osci lador local produce una pérdida completa del color, puesto que al cambiar el valor de esta fre cuencia se cambia el valor de la Fl y, por lo tanto, se produce un desplazamiento de la frecuen cia de la portadora de color, la cual puede salir fuera del ancho de banda de las etapas amplifi cadoras de Fl y, como consecuencia, quedar enormemente atenuada por los filtros. La frecuencia del oscilador local puede cambiar de valor por diversos motivos, entre los que citamos, como más destacable, los cambios de temperatura, especialmente cuando se pone en funcionamiento el receptor de televisión. SI no se utilizara un circuito de CAF el sonido e imagen desaparecerían rápidamente a medi da que variara la frecuencia del oscilador local. Los circuitos de CAF simplifican el funcionamiento del receptor de color en lo que se refiere a la sintonía fina, ya que los circuitos se diseñan para fijar el oscilador local en su frecuencia cuando se ajusta el control de sintonía fina en un rango predeterminado. En la figura 12.14 tiene el lector el esquema de bloques de un sistema de CAF. En él la señal de antena se aplica, a través del amplificador de RF, a la etapa mezcladora, donde se produce un batido con la señal proporcionada por el oscilador local. La señal resultante es la Fl de vídeo, la cual se aplica a los amplificadores de Fl previo paso por una serie de filtros y trampas. Del amplificador de Fl la señal pasa al demodulador de vídeo, donde se obtienen las seña les de vídeo, Fl de audio, CAG y sincronismo. Ahora bien, en la figura 12.14 se ha añadido un nuevo detector, el cual es sensible a la fre cuencia. La señal que se aplica a este detector es, de hecho, una señal de realimentación que se aplica de nuevo al sintonizador para controlar el valor de la frecuencia generada en el oscila dor local.

12.14 Diagrama de bloques del CAF.

En la mayoría de los casos, el detector sensible a la frecuencia es muy similar al discriminador Foster-Seeley utilizado en los receptores de radio de FM. La señal de control de realimentación pasa a través del detector de sensibilidad de frecuen cia a una red de reactancia, la cual forma parte del circuito oscilante del oscilador local. Actualmente, el circuito oscilante de los receptores de televisión está formado, entre otros componentes, por un diodo de capacidad variable o un transistor conectado como diodo. El control se realiza, por tanto, sobre estos componentes. El resultado final es modificar y reajus-

233

TELEVISIÓN

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Detector sensible a la lrecvencla

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c.

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Amph/icado( de/CAF

e, e,

e,

R•

.e 12.15 Esquema de un circufto para el control automático de la frecuencia.

R

º'

: e,. R,

c..

1 1

T3

: c.


tar el valor de la frecuencia de resonancia del circuito oscilante cuando ésta cambia de valor, manteniendo asi constante la Fl de video en la salida del sintonizador. Un circuito muy utilizado como CAF es el que se ilustra en la figura 12.15. En él la señal de entrada, procedente del tercer amplificador de Fl de vídeo, se aplica a la base del transistor 77 (que hace las funciones de amplificador de CAF), a través del circuito resonante formado por Lv

c2yEl^colector ' de 77 se sintoniza a la frecuencia de la Fl de vídeo mediante la inductancia con 3

núcleo ajustable L2, la cual se acopla inductivamente a L3. La señal en colector de 77 también se aplica a la unión de los condensadores C7y C & los cua les forman, junto con Z_3, un circuito resonante. Este circuito resonante se ajusta al valor de la Fl de vídeo, es decir, a 38,9 MHz según norma CCIR, a 45,75 MHz si el receptor ha de trabajar con norma norteamericana, o a 58,75 MHz si la norma de funcionamiento del receptor es japonesa. La tensión obtenida en la unión de C 7 y C 8 está desfasada 90° con respecto a la tensión en los cátodos de los diodos D1 y D2, lo que representa un desfase de tensión de 180° en el diodo D I con respecto a la tensión en D2. Si debido a una desviación en la frecuencia generada en el oscilador local la Fl de vídeo aumenta, el diodo D7 conduce más que el D2 , haciendo que la tensión en C 71 se haga más negativa. Si, por el contrario, la Fl disminuye de valor, entonces es el diodo D2 el que conduce más intensamente que el D, y la tensión en Cni se hace positiva. Esta tensión en C i r que unas veces es positiva y otras negativa según si la Fl de vídeo dis minuye o aumenta de valor, es la que se utiliza para controlar la frecuencia de oscilación del osci lador local. Los circuitos de CAF tienen un rango de atracción o contención. El rango de atracción indi ca cuál es la frecuencia más apartada de la Fl de vídeo que el circuito puede corregir. El rango de contención es el más apartado de la frecuencia fijada para el cual el circuito puede mantener al oscilador en un funcionamiento estable. La tensión de corrección del CAF se aplica al circuito oscilante del sintonizador. En la figura 12.15 esta tensión se aplica a la base del transistor 72, el cual funciona como un diodo. Efectivamente, como se puede apreciar en el esquema, el emisor del transistor 72 no está conectado, por lo que sólo se utiliza su unión base-colector. La capacidad de esta unión cam bia con las variaciones de tensión aplicadas entre base y colector, por lo que como esta unión está conectada en serie con el condensador C 13 y, a su vez, C l3 y 72 están en paralelo con el circuito oscilante que determina la frecuencia del oscilador, resulta lógico que cualquier variación de la tensión aplicada a la base de 72 se traduzca en una variación de la capacidad base-colec tor de dicho transistor y, por tanto en un cambio de la frecuencia de oscilación del oscilador local del sintonizador. El circuito oscilante del oscilador local consiste aquí en la inductancia LA y el condensador C 16, aunque en la actualidad se utilizan diodos de capacidad variable en sustitución del condensador, pero el principio de funcionamiento es el mismo. Para una mayor com prensión del funcionamiento de este circuito en la figura 12.16 hemos dibujado el esquema equivalente. Se puede observar en él que el transistor 72 se ha representado mediante un condensador variable, porque el aumento o dism i nución de la tensión de CAF hace cam biar la capa cidad de base-colector de este transistor. Los co n densadores C 14 y C l5 actúan com o cortocircuitos para la señal de RF, conectando en serie C l3 y 72 a través de C 16. A medida que varía la tensión de CAF, varía la fre 12.16 Esquema del circuito resonante equivalente del circuito de la figura 12.15. cuencia de resonancia del circuito oscilante.

235

La polaridad de la tensión de control se dispone de forma que, en el caso de que el oscila dor trate de aumentar su frecuencia de oscilación, la tensión de CAF obtenida haga que aumen te la capacidad de 72, disminuyendo así la frecuencia hasta alcanzar su valor correcto, con lo cual se obtiene una Fl constante en la etapa mezcladora.

CIRCUITOS DE CAG Y DE CAF INTEGRADOS En los capítulos anteriores de esta obra dedicados a los amplificadores de Fl y demodulador de vídeo se han estudiado un par de integrados que poseen circuitos capaces de proporcionar las tensiones para los controles de ganancia y de frecuencia. Remitimos al lector a dichos capítu los para completar la información que se proporciona en las líneas que siguen, referidas al inte grado TDA8349A de P h il ip s . El CAG del circuito integrado TDA8349A, cuyo esquema de bloques puede verse en la figu ra 12.17, posee un circuito detector para el CAG y otro para el CAF, los cuales hemos destaca do con línea más gruesa en la ilustración. Para obtener la tensión del CAG se toma la señal de vídeo desde la salida del amplificador. Para ello no es necesario efectuar conexión alguna entre ambos circuitos, puesto que esta cone xión es interna (figura 12.17). En el terminal 5 del integrado se dispone un condensador de 2,2 pF que establece la cons tante de tiempo del CAG. Este condensador establece en el terminal 5 una señal de corriente que controla la ganancia de los tres amplificadores de Fl que forman parte del propio integrado, y la del amplificador de RF del sintonizador. El TDA8349A es un moderno circuito integrado multiestándar. Para ello se actúa sobre el cir cuito conmutador de sistema a través del terminal 20 (figura 12.17). Si se conecta el terminal 20 a masa, el circuito trabaja en la norma B/G del sistema CCIR. Si se deja sin conexión o se le aplican 5 V trabaja en el sistema L. Si se conecta a la tensión de ali mentación (12 V) funciona según la norma MAC modulada positivamente. Un cuarto modo de funcionamiento se obtiene conectando el terminal 19 al potencial de alimen tación, en cuyo caso el integrado puede ser utilizado con norma MAC modulada negativamente. Todos estos modos de funcionamiento ejercen influencia sobre el demodulador de vídeo, el amplificador de vídeo y, naturalmente, sobre el circuito del CAG (figura 12.17). El punto de actuación del CAG se obtiene aplicando una tensión de ajuste al terminal 3 del integrado, cuyo valor debe estar comprendido entre 3 y 5 V si el sintonizador posee transisto res PNP y entre 7 y 9 V si el sintonizador es del tipo NPN. El sistema de CAG de este integrado se basa en detectar los niveles de los impulsos de sin cronismo en señales moduladas negativamente (B/G), y en el nivel de blanco para señales moduladas positivamente (L). La respuesta del CAG es de 2 ms cuando se produce un Incremento de amplitud de 52 dB de la entrada de la señal de Fl, y de 25 ms si se produce una disminución de la amplitud de 52 dB en la entrada de Fl (ambos casos trabajando en modo B/G). Las tensiones de CAG obtenidas en el terminal 4 del integrado para controlar la ganancia del amplificador de RF son las que se indican a continuación: Para pendiente negativa: 3.5 V cuando la entrada de la señal de Fl es de 200 pV. 5.0 V cuando la entrada de la señal de Fl es de 100 mV. Para pendiente positiva: 7.5 V cuando la entrada de la señal de Fl es de 200 pV. 9.0 V cuando la entrada de la señal de Fl es de 100 mV. Esto supone un control sobre la ganancia del amplificador de RF del sintonizador compren dido entre 0,5 y 4 dB.

12.17 Diagrama de bloques del integrado TDA8349A, destacando sus circuitos de CAG y de CAF.


237

TELEVISIÓN

MHz

MHz

MHz

12.18 Curva característica de la tensión de salida del CAF del TDA8349A en función de la Fl de vídeo.

kHz

MHz

kHz

12.19 Curva característica anterior, ampliada en el rango de frecuencias.

Pasemos ahora a la parte correspondiente al CAF. El circuito de CAF del TDA8349 trabaja generando una tensión de salida cuya amplitud es proporcional a la diferencia de fase entre la señal de referencia de la portadora de vídeo de 38,9 MHz y la misma señal después de pasar por una red de desplazamiento de fase en cuadratura (90°). Gracias a las características de esa red, se genera una tensión cuyo valor está compren dido entre 60 mV y 100 mV por cada kHz de desviación. Se trata de un circuito muy similar al estudiado en un párrafo anterior, el cual detecta cual quier desvío de la portadora de Fl, generando una tensión de control que se aplica al buffer del CAF (siempre y cuando esté cerrado el conmutador de paso gobernado por el CAG). Para evitar la influencia de la señal de vídeo sobre la salida de la tensión del CAF, se dispo ne un circuito de muestreo que se utiliza con las señales moduladas negativamente. La señal de salida del demodulador se muestrea durante la presencia de los impulsos de sincronismo de la señal de vídeo y se almacena la información en un condensador externo conectado al terminal 6 del integrado (figura 12.17). El valor de tensión en este condensador depende, por tanto, de la desviación de frecuencia. Este muestreo no es utilizado cuando se trabaja en modo L. En este caso funciona como un filtro paso bajo y reduce la dependencia de la señal de vídeo del CAF. El circuito de salida del CAF puede ser inverso (en el terminal 8 del integrado) cuando al ter minal 9 se aplica una tensión de 8 V, o normal si al terminal 9 se le aplican 10 V. En la figura 12.18 se ha dibujado la curva característica de la tensión entre los terminales 9 (salida de CAF) y 17 (masa) en función de la Fl de vídeo. Obsérvese que para cualquier Fl de valor comprendido entre 38,9 MHz y unos 43 MHz el CAF proporciona una tensión de salida de 0,5 V. Cualquier variación de frecuencia por encima o por debajo de los valores citados produ ce automáticamente un aumento de la tensión de salida del CAF, pudiendo alcanzar hasta 11 V cuando la Fl alcanza valores comprendidos entre un poco menos de 38,9 MHz y 36,9 MHz, es decir, el CAF del circuito integrado acusa rápidamente cualquier ligero cambio de la Fl por deba jo de 38,9 MHz, debida a un cambio de la oscilación del oscilador local, proporcionando a los diodos de capacidad variable la tensión adecuada para que se produzca la compensación. Para finalizar, en la figura 12.19 se ha dibujado ampliada la zona de actuación del CAF, es decir, la tensión entre el terminal 9 y la masa del integrado cuando se producen pequeñas diferencias de la Fl de vídeo, concretamente entre 38,7 MHz y 39,1 MHz. Se puede leer en esta última curva la enorme sensibilidad del CAF del TDA8349, el cual proporciona una tensión de salida de 6 V cuan do detecta una frecuencia exacta de 38,9 MHz y cualquier cambio en el valor de esta frecuencia, por pequeño que sea, lo traduce en un aumento o disminución sustancial de la tensión en el ter minal 9 para modificar la frecuencia de oscilación del oscilador local del sintonizador.

238

h •

Amplificador de Fl de audio

INTRO DUCCIÓ N El sisteme! de sonido en televisión funciona de forma idéntica a la de los receptores de radio de FM, con la particularidad, aparte de trabajar con una Fl de distinto valor, de utilizar el sintonizador del televisor así como las etapas amplificadoras de Fl de vídeo y, en algunos casos, el demodula dor de vídeo aunado a la Fl de audio, el demodulador de FM y los amplificadores de audio, A lo largo de los capítulos precedentes de esta obra se han estudiado diversas etapas del receptor de televisión y explicado cómo la señal de televisión, que incluye las señales de vídeo, sincronismos, croma y audio, son captadas por la antena y, después de una sintonización y amplificación de RF, son tratadas en la etapa conversora para convertirlas en una frecuencia fija (Fl) sea cual sea el canal y banda sintonizado. Obtenida esta Fl, la señal de audio podría sepa rarse de la de vídeo y constituir asi un televisor de canales separados (un canal para vídeo y otro para audio), o bien mantenerlas unidas, y amplificarlas juntas en las etapas de Fl de vídeo, hasta el demodulador de vídeo, en donde se separan, constituyendo en este último caso el televisor ¡ntercarrier o de interportadoras. Las figuras 13.1 y 13.2 corresponden a los esquemas de bloques de dos televisores de canales separados. En estos esquemas sólo se han dibujado las etapas estudiadas en los capí tulos precedentes de esta obra, añadiendo las etapas de audio que son motivo de estudio en este capítulo. En el sistema de canales separados de la figura 13.1, las señales de vídeo y audio se sepa-

AM PLIFICADOR R AUDIO

OEMOOULAOOH DE AUDIO

AM PLIFIC ADOR R VÍDEO

► D E M O D U I-A IKIR DE VÍDEO

AM PLIFICADOR OE AUDIO

H a ]

l SINTONIZADOR SEPARADO*!

AAAPLtnCADOR RF

D F A lM O l

OSCILADOR LOCAL

*

SEÑAL oe video

*

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DETECTOR

1

REACTANCIA

FRECUENCIA

|

J

DETECTOR DE CAO

13.1 Diagrama de bloques de un televisor de canales separados en el que la separación de las portadoras de Fl se realiza a la salida del sintonizador.

239

TELEVISIÓN

ran a la salida del sintonizador, es decir, se separan las señales de RF de Imagen y sonido para constituir dos Fl independientes que son tratadas por canales separados. Esta separación de las portadoras de Fl de audio y vídeo puede realizarse también en algún paso intermedio de Fl (figura 13.2).

< ]

13.2 Diagrama de bloques de un televisor de canales separados en el que la separación de las portadoras de Fl se realiza en una etapa intermedia de Fl.

La diferencia entre un sistema de canales separados y otro intercarrier no se encuentra en el punto donde se separan las dos señales, sino que en el televisor de canales separados las portadoras se separan en razón del valor de sus frecuencias, mediante filtros, mientras que en el televisor intercarrier no existe una separación de portadoras, sino que se trata de una detec ción de la señal de vídeo que realiza, al mismo tiempo, la conversión de la señal de Fl de audio a un nuevo valor de Fl; es decir, se trata de la separación de una señal demodulada de una por tadora aún modulada. En las figuras 13.3 y 13.4 se han dibujado los esquemas de bloques de dos televisores inter carrier monocromáticos, en los que la interportadora de Fl de audio se toma del demodulador o del amplificador de vídeo. En el caso de receptores en color la interportadora de audio debe tomarse del amplificador de Fl de vídeo (figura 13.5), puesto que si se toma del demodulador o del amplificador de vídeo se produce una mezcla entre dicha señal y la portadora de color que da lugar a una frecuencia de 1,1 MHz en la Norma CCIR (920 kHz en la norteamericana), que ocasiona interferencias en el color. Naturalmente no existe inconveniente que en el receptor monocromático la interportadora de audio se separe en la etapa de Fl de vídeo.

fli

AM PLIFICADOR D B RF

M EZCLADOR

AM PLIFICADOR F l VIDEO

D EM O D U LAD O fí D E VIDEO

AM PLIFIC AD OR I DE VIDEO I

OSCILADOR LOCAL

AM PLIFICADOR F l AUDIO

DEM ODULADOR j D E AUDIO 1

AM PLIFICADOR 1 D E AU D IO I

H

IL

13.3 Diagrama de bloques de un televisor intercarrier monocromático en el que la interportadora de audio se obtiene del detector de vídeo.

240

AMPLIFICADOR DE Fl DE AUDIO

13.4 Diagrama de bloques de un televisor intercarrier monocromático en el que la interportadora de audio se obtiene del amplificador de vídeo.

AM PLIFICADOR DE R F

M EZCLADOR

AM PLIFIC ADOR Fl VIDEO

DEM ODULADOR DE VIDEO

AM PLIFICADOR D E VIDEO

AM PLIFICADOR F l AUDIO

DEM OOULAOOII D E AUDIO

AM PLIFICADOR D E AUDIO

t

OSCILADOR LOCAL

DETECTOR D E AUDIO

J

13.5 Diagrama de bloques de un televisor intercarrier en color en el que la interportadora de audio se obtiene del amplificador de Fl de vídeo.

Llegados a este punto, conviene destacar que el sistema intercarrier sólo es posible cuando la portadora de audio está modulada en frecuencia (estando la portadora de vídeo modulada en amplitud), como es el caso de los sistemas CCIR y norteamericano. Por contra, el sistema de canales separados puede ser utilizado con cualquier Norma de televisión, tanto si la señal de audio está modulada en frecuencia como en amplitud. De todas formas, y dado que el sistema intercarrier se ha impuesto por ser más económico en la fabricación de televisores, así como por ofrecer más estabilidad en su funcionamiento, en esta obra sólo se estudian las etapas de audio utilizadas en este tipo de televisores.

CONSTITUCIÓN DE LAS ETAPAS DE AUDIO DE UN TELEVISOR Básicamente las etapas de audio de un receptor de televisión no difieren de las de un receptor de FM, tal como se ha dicho al comienzo de este capítulo. Así, se tiene una etapa conversora (la cual es el propio demodulador de video), un amplificador de Fl de audio, un discriminador y una etapa amplificadora de audio con sus correspondientes controles de volumen y tono. Sin embargo, sí cambia el valor de la Fl de audio con respecto a la utilizada en los recepto res de radio de FM, puesto que mientras en estos últimos se fija en 10,7 MHz, en los televiso res se establece en 5,5 MHz para la Norma CCIR (o en 4,5 MHz por la Norma FCC norteame ricana). En éste y los próximos capítulos se estudian todas las etapas de audio de un televisor, pero antes conviene conocer las particularidades de la señal de audio en televisión.

SEÑAL DE AUDIO La portadora de RF sin modular de una señal modulada en frecuencia es una onda de amplitud constante y frecuencia constante (figura 13.6a). Cuando a esta portadora se le aplica una señal de audio (figura 13.6b) para modularla, su amplitud permanece constante pero su frecuencia cambia de valor (figura 13.6c), de ahí la deno minación de frecuencia modulada (FM). Obsérvese en la figura 13.6 que cuando la señal de audio es positiva, la frecuencia de la por tadora aumenta de valor (menor longitud de onda), mientras que cuando la señal de audio se

241

TELEVISIÓN

13.6 Proceso de obtención de una señal modulada en frecuencia, a) Portadora de frecuencia y amplitud constante, b) Señal moduladora de audio. c) Portadora modulada en frecuencia por la señal de audio.

hace negativa, la frecuencia de la portadora disminuye de valor (mayor longitud de onda). Este cambio en el valor de la frecuencia portadora se conoce con el nombre de desviación de fre cuencia. Sólo cuando la amplitud de la señal de audio es nula, la frecuencia portadora adquiere su valor nominal. Para una señal de audio de cierta amplitud, la portadora aumenta y disminuye su valor de frecuencia alternativamente en la misma proporción de su frecuencia inicial, es decir, sin modu lar. Esta desviación se produce por las oscilaciones positivas y negativas de la señal de audio. El valor de la desviación se determina por la amplitud de la señal de audio. El número de veces que aumenta y disminuye de valor la frecuencia de la portadora es exac tamente igual que la frecuencia de la señal de audio. Éstos son pues los dos puntos importan tes que deben tenerse en cuenta respecto a una señal de FM: 1 ° La frecuencia de la portadora aumenta y disminuye de acuerdo con la amplitud de la señal de audio. 2 ° El número de veces que la frecuencia portadora cambia de valor por segundo es exac tamente igual a la frecuencia de la señal de audio. De acuerdo con estos dos puntos, una señal de FM contiene las dos magnitudes caracte rísticas de cualquier sonido: intensidad y frecuencia. En una señal de FM se distinguen las siguientes características: Portadora de audio. Es la onda de RF que transporta la señal de audio. Frecuencia portadora de audio. Es la frecuencia de la señal de FM cuando no está modulada por la señal de audio. Se la conoce también como frecuencia en reposo. La frecuencia establecida por la Norma CCIR para la portadora de audio es de 5,5 MHz por encima del valor de la señal de vídeo, mientras que en la Norma FCC es de 4,5 MHz por encima de la de vídeo.

242


Desviación. Es el número de ciclos en que cambia la portadora de RF de su valor cuando no está modu lada por la señal de audio. Recuérdese que esta desviación se determina por la amplitud de la señal moduladora. El límite de desviación máxima, o 100 % de modulación, se establece en 50 kHz en la Norma CCIR y en 25 kHz en la Norma FCC. Ancho de banda. El ancho de banda de la señal es el doble de la desviación de frecuencia. Así, para la FM en televisión el ancho de banda es de 100 kHz en la Norma CCIR y de 50 kHz en la Norma FCC. Porcentaje de modulación. Se denomina porcentaje de modulación, al porcentaje real de oscilación de frecuencia de la señal transmitida, para la oscilación que las diferentes Normas establecen arbitrariamente como 100 % de modulación. Así, un porcentaje de modulación del 50 % en la Norma CCIR equivale a una oscilación de frecuencia de 50 kHz, mientras que este mismo porcentaje equivale a una oscilación de 25 kHz en la Norma FCC.

OBTENCIÓN DE LA Fl DE AUDIO EN RECEPTORES MONOCROMÁTICOS Sabemos que en la Norma CCIR las portadoras de vídeo y de audio están separadas 5,5 MHz. En el sintonizador del receptor, el oscilador local genera unas frecuencias con las que se obtiene la misma separación (de 5,5 MHz) entre las portadoras de audio y vídeo en la Fl (33,4 MHz para audio y 38,9 MHz para vídeo). Efectivamente, supongamos que se está sintonizando el canal 42 de UHF, cuyas frecuencias portadoras de vídeo y audio son de 639,25 y 644,75 MHz respectivamente. En este caso se tiene, como es norma, una separación entre portadoras de 644.75 MHz - 639,25 MHz = 5,5 MHz El oscilador local genera, en este caso, una frecuencia de 678,15 MHz, la cual, al ser mezclada con las portadoras de vídeo y audio en la etapa mezcladora, produce unas señales portadoras de Fl de: (v id e o ) = 678,15 MHz - 639,25 MHz = 38,9 MHz f Q ”) = 678 ,15 MHz - 644,75 MHz = 33,4 MHz

R

Tenemos, por tanto, que mientras en el caso de las portadoras de RF la de audio está 5,5 MHz por encima de la de vídeo, en el caso de las Fl, la de audio está 5,5 MHz por debajo de la de vídeo. En ambos casos, sin embargo, se mantiene la separación entre portadoras de 5,5 MHz. Luego, en el demodulador de vídeo, al quedar mezcladas ambas frecuencias, se obtiene la señal interportadora modulada en frecuencia sobre la frecuencia central de 5,5 MHz, es decir, en la salida del circuito demodulador de vídeo se tiene una frecuencia portadora de 5,5 MHz modulada en frecuencia por la señal de audio. El mismo principio de funcionamiento es válido para los televisores fabricados con las nor mas norteamericanas FCC, con la única diferencia de que en este caso la señal interportadora modulada en frecuencia tiene un valor central de 4,5 MHz. Efectivamente, supóngase que en un televisor, fabricado con esta norma, se está sintoni zando el canal 14, cuyas frecuencias portadoras de vídeo y audio son de 471,25 MHz y 475,75 MHz respectivamente. En este caso la separación entre portadoras es de: 475.75 MHz - 471,25 MHz = 4,5 MHz Las portadoras de Fl a la salida del mezclador, considerando que el oscilador local genera una frecuencia de 517 MHz, poseen unos valores de:

243

TELEVISIÓN

FUeo) = 517 MHz - 471,25 MHz = 45,75 MHz FL(audfO) = 517 MHz - 475,75 MHz = 41,25 MHz las cuales están también separadas 4,5 MHz. Por lo tanto, en el caso de las Normas FCC, al Igual que en las Normas CCIR, la portadora de audio queda con un valor de frecuencia más bajo, que en este caso es de 4,5 MHz. Las señales de 45,75 MHz y 41,25 MHz, al mezclarse en el demodulador de vídeo, produ cen una Fl de audio cuya frecuencia central tiene un valor de 4,5 MHz en la Norma FCC. Tanto en una com o en otra Norma, la amplitud de las portadoras de audio poseen un valor más bajo que la amplitud de la portadora de vídeo, por lo que las curvas de respuesta de Fl en el amplificador de Fl de vídeo son las que se han dibujado en las figuras 13.7 y 13.8 para las Normas CCIR y FCC respectivamente.

13.7 Curva de respuesta de Fl en el amplificador de Fl de vídeo en un receptor de televisión monocromático según las normas CCIR.

13.8 Curva de respuesta de Fl en el amplificador de Fl de vídeo en un receptor de televisión monocromático según las normas FCC.

El motivo de esta menor amplitud de la portadora de vídeo es evitar que la Fl de audio obte nida en el demodulador de vídeo, de 5,5 MHz, quede modulada en amplitud por la señal de vídeo. Debido a esta particularidad, la señal de vídeo sólo necesita una etapa amplificadora de vídeo (o a lo sumo dos), mientras que la señal de audio, por el contrario, necesita varios pasos amplificadores para la nueva Fl de 5,5 MHz antes que se aplique la señal al demodulador de vídeo. Recordemos que la Fl de audio en los receptores en color se separa antes del demodulador de vídeo para evitar que se mezcle la subportadora de color con la portadora de audio y pro duzcan una señal de Interferencia de 1,1 MHz (920 kHz en la Norma FCC). El punto de toma de la señal de audio en los receptores en color está, generalmente, en el tercer amplificador de Fl de vídeo, antes de su circuito resonante de salida. En la figura 13.9 se ha dibujado el esquema de la toma de audio en un receptor de televisión en color transistorizado. En este circuito, la portadora de audio (de 33,4 MHz) y la portadora de

A la Fl de audio de 5,5 MHz

13.9 Toma de la señal de audio en un receptor de televisión en color transistorizado.

244

de Fl de vídeo


vídeo (de 38,9 MHz) se aplican al diodo mezclador D a través de un condensador C. En el diodo se mezclan ambas portadoras, produciendo una diferencia de señal de 5,5 MHz. La señal de audio se separa del circuito de vídeo por medio del control de rechazo de audio, que es parte del circuito trampa de 33,4 MHz para la señal aplicada al demodulador de vídeo. La portadora de audio, de 5,5 MHz, obtenida en el demodulador de audio se aplica al amplifi cador de Fl de audio, el cual se encuentra sintonizado a dicha frecuencia. Todo lo que se ha expuesto en el parágrafo anterior es válido para las Normas FCC, con la única diferencia de los valores de las portadoras de vídeo y audio y de la Fl de audio.

AMPLIFICADOR DE Fl DE AUDIO El amplificador de Fl de audio no difiere mucho de los utilizados en los receptores de radio de FM. La diferencia principal se encuentra en el valor de la frecuencia interportadora, la cual posee un valor, en televisión, de 5,5 MHz si se siguen las Normas CCIR o de 4,5 MHz si se siguen las Normas FCC. Así pues, en los párrafos que siguen, se estudian los circuitos amplificadores de Fl de audio según las Normas CCIR, siendo válidas todas las explicaciones para la Norma FCC con la única diferencia del valor de interportadora ya citado. La interportadora se genera al mezclar la portadora de vídeo con la de audio en el diodo mez clador, bien sea el propio demodulador de vídeo (caso de televisores monocromáticos) o en un diodo mezclador independiente (caso de televisores tricromáticos). Los amplificadores de Fl de audio están formados por una, dos o tres etapas amplificadoras selectivas sintonizadas a la Fl de audio (5,5 MHz). En el caso de utilizarse más de una etapa, la última cumple generalmente las funciones de limitadora. Aunque actualmente estos circuitos forman parte de integrados, creemos que la mejor forma de comprender su funcionamiento es mediante ejemplos transistorizados, razón por la cual en las líneas que siguen se estudian así, dejando para el final del capítulo la exposición de integra dos donde se lleva a cabo este tratamiento de la señal de Fl de audio. El esquema de la figura 13.10 corresponde a un amplificador de Fl de audio de dos etapas transistorizadas, en el cual la toma de audio se obtiene del amplificador de vídeo, por lo que per tenece a un televisor monocromático.

13.10 Circuito amplifiCc\dor de Fl de audio, de dos etapas.

245

La señal de 5,5 MHz, presente en el amplificador de vídeo, es sintonizada por el circuito reso nante formado por C 1 y L r La señal de Fl de 5,5 MHz, modulada en frecuencia, se induce en el secundario L2. Esta señal de Fl aparece, por tanto, en el secundario de L2 y se aplica, a través del conden sador de acoplamiento C 2 a la base del primer transistor amplificador de Fl (77), donde es ampli ficada (figura 13.13). En colector de 77 se obtiene la señal de Fl de audio amplificada, la cual se aplica al circuito resonante paralelo formado por el condensador C 4 y la inductancia L3. A este circuito resonan te se le añade en derivación un diodo D, que hace las funciones de limitador de señal a la osci lación negativa de la señal de entrada (figura 13.13). Efectivamente, los semiciclos negativos no pueden circular a través de D, puesto que éste está conectado en sentido de bloqueo para dichos semiciclos. Sin embargo, los semiciclos positivos sí pueden circular por este diodo siempre y cuando sus amplitudes sobrepasen el nivel de conducción del diodo, el cual es normalmente de unos 0,5 a 0,6 V en los diodos de silicio. En resumen, todo semiciclo positivo cuya amplitud supere el nivel de conducción del diodo es recortado por éste, por lo que con ello se limita la amplitud de la señal a unos 0,6 V como máximo. Los transistores que están funcionando a la frecuencia de Fl tienen tendencia a entrar en oscilación debido a la realimentación producida por su capacidad interna colector-base. Para evitar que el transistor 77 entre en oscilación se dispone un condensador ajustable (C9 en el esquema de la figura 13.13) entre la parte inferior del circuito resonante y la base de 77, neu tralizando de esta forma cualquier realimentación. Efectivamente, el transistor 77 trabaja en montaje emisor común, por lo que la señal en su colec tor está en oposición de fase con respecto a la señal de base. Debido a esto, en la parte inferior del circuito resonante la señal se encuentra en fase con la de base. Si en esta circunstancia se aplica esta señal a la base, resulta evidente que anulará la inyectada por el colector a la base a través de la capa cidad parásita colector-base, ya que ambas señales son de polaridad opuesta y de igual amplitud. La señal de Fl se induce en el secundario LA, el cual forma con C, un circuito resonante sin tonizado a 5,5 MHz. La señal en los terminales de este circuito resonante C 5L 4 se aplica directamente entre base y emisor de un segundo transistor amplificador de Fl de audio 72. Esta segunda etapa funcio na con una tensión de colector muy baja y, por lo tanto, también actúa como etapa limitadora. Recuérdese que en el diodo D se limitan los semiciclos positivos de la señal y se bloquean los negativos, para los cuales no tiene ningún efecto. Para limitar los semiciclos negativos éstos excitan al transistor 72 hasta la saturación, ocasionando así su limitación. Como consecuencia de todo ello, el transistor 72 actúa como amplificador para las señales con bajo nivel y como limitador para las señales de alto nivel junto con el diodo D. La señal obtenida entre colector y emisor de 72 se aplica, a través de C7, al circuito reso nante de 5,5 MFIz formado por Ca y L,5, y de éste por inducción al secundario Le, el cual la apli ca a la etapa demoduladora de relación, que estudiaremos en el próximo capítulo. Por ahora basta decir que en la etapa demoduladora se obtiene la señal de baja frecuencia de audio.

CIRCUITO LIMITADOR-OSCILADOR En el apartado anterior se estudia un típico circuito amplificador de Fl de audio de dos etapas, en el que la segunda actúa, además, como limitadora para las señales de audio que posean gran amplitud. En algunos televisores se utiliza otra forma de limitar la amplitud de la señal de Fl de audio, consistente en un oscilador que genera su propia señal (véase esquema de la figura 13.11). El principio de funcionamiento de este circuito se basa en que el oscilador debe producir una oscilación de amplitud máxima en todo momento, pero la frecuencia de oscilación viene deter minada por la Fl de audio de 5,5 MFIz. Como el oscilador funciona proporcionando la máxima amplitud, cualquier variación de amplitud en la señal de entrada de 5,5 MHz queda bloqueada y no tiene efecto en la salida.


Del amplificador de Fl de audio

13.11 Circuito limitador-oscilador, dispuesto entre el amplificador de Fl de audio y el demodulador de relación.

Veamos con algo más de detalle cómo funciona este circuito: Para ello supóngase, en pri mer lugar, que no llega señal de Fl de audio a la base de 77. En este caso la tensión de colec tor de 77 queda determinada por el diodo Zener (DZ), el cual proporciona, además, la polariza ción de base de 77 a través de f í , . El circuito oscilante está formado por el primario L , y la capacidad parásita existente entre colector y base del transistor colector-base. Escogiendo adecuadamente el valor de L, y el transistor 77, se consigue que el circuito osci le a 5,5 MHz, es decir, al valor de la Fl de audio. Supóngase ahora que a la base del transistor se le aplica una señal de Fl de audio de valor cercano a los 5,5 MHz. En esta circunstancia la señal de Fl aplicada a la base del transistor actúa como unos impulsos de sincronismo, haciendo que el oscilador oscile a ese valor de frecuencia. Como la señal de Fl de audio está modulada en frecuencia, se tiene que, a medida que varia su valor también lo hace la frecuencia del oscilador exactamente en el mismo valor. Como resultado de lo expuesto, al demodulador de relación le queda aplicada una frecuen cia cuyo valor varia de acuerdo con el de la FM de entrada, pero cuya amplitud es fija, por lo que puede afirmarse que el efecto es similar al de un limitador. La señal de Fl, modulada en frecuencia, se aplica finalmente al demodulador de relación mediante el devanado L2. La tensión presente en el punto de unión de C4y C 5 (que forman un divisor de tensión capaciti vo para la señal de Fl de audio), se aplica al demodulador de relación como tensión de referencia.

EJEMPLOS DE AMPLIFICADORES DE Fl DE AUDIO TRANSISTORIZADOS En un parágrafo anterior se ha estudiado el funcionamiento de un amplificador de Fl de audio típico. A continuación exponemos algunos circuitos amplificadores de Fl de audio transistorizados, utilizados en receptores monocromáticos, y que permiten comprender mejor el funciona miento de esta clase de circuitos diseñados con integrados. El esquema de la figura 13.12 corresponde a un típico circuito amplificador de Fl de audio con dos etapas transistorizadas. así como el demodulador de relación, el cual se estudia en el próximo capítulo. 247

TELEVISIÓN

L3

L4

2xAA 199

13.12 Amplificador de Fl de audio de dos etapas y demodulador de relación, en el cual la interportadora de audio se toma del amplificador de vídeo. En este circuito, la ¡nterportadora de Fl de audio se toma del colector del primer transistor amplificador de vídeo (transistor T5) y se aplica a la base del primer transistor amplificador de Fl de audio a través de un circuito resonante sintonizado a 5,5 MHz. El acoplamiento entre los dos transistores amplificadores de Fl de audio es directo, es decir, el colector del primer transistor amplificador de la Fl de audio (T6) está conectado directamente a la base del segundo (transistor 77). Esta conexión aperiódica de los dos transistores permite suprimir un filtro de Fl. El transistor 75 (previo de vídeo), opera también como primer amplificador de Fl de audio. En la figura 13.13 se ha dibujado un segundo circuito de Fl de audio, en el que, al igual que en el anterior, la señal de la interportadora de audio se toma del amplificador de vídeo (72), aun que esta vez se hace del emisor de dicho transistor en lugar del colector, disponiendo en dicho electrodo un circuito resonante sintonizado a 5,5 MHz. Este filtro atenúa la portadora de audio en 25 dB hacia el amplificador de vídeo, de forma que no pasa a la siguiente etapa amplifica dora de vídeo. En el secundario del citado circuito resonante se obtiene la interportadora de 5,5 MHz, que se aplica a la base del primer transistor amplificador de Fl de audio (transistor 74 en el esque ma de la figura 13.13).

248

3J.0

& scnmmador (Demodutedor do rotación)

13.13 Amplificador de Fl de audio de dos etapas sintonizadas, en el que la Fl de audio se separa en la salida del preamplificador de video.

Amplificador Fl audio


249

TELEVISIÓN

La resistencia f l s, de 1 k í 2, en la salida del filtro, reduce los efectos de la regulación de contraste sobre la portadora de audio. Además, la red RC conectada en el emisor del transistor 73 (amplifica dor de vídeo) mantiene constante la banda pasante de 5,5 MHz al variar la regulación del contraste. En el circuito de la figura 13.14 la interportadora de la Fl de audio se toma del colector del transistor preamplificador de vídeo (72) actuando como conversor, y se aplica al amplificador de Fl de audio a través de un filtro de sintonía simple. En este circuito los dos transistores amplifi cadores de Fl de audio (73 y 74) están conectados en cascada, con acoplamiento RC. Para evitar cualquier paso de la señal de Fl de audio hacia la etapa amplificadora de vídeo se dispone, en la línea de vídeo (en el emisor del transistor preamplificador de vídeo 72), una trampa de audio. Todos los circuitos descritos son utilizables en televisores monocromáticos, puesto que la interportadora de audio se tom a del preamplificador o del demodulador de vídeo. En el caso de

Amplificador Fl de audio

13.14 Amplificador de Fl de audio, en el que la interportadora de audio se toma del colector del preamplificador de vídeo y se inyecta al amplificador de Fl de audio a través de un filtro de sintonía simple.

250


televisores en color, como ya se sabe, ello no es posible, debiéndose tornar la ¡nterportadora de audio antes del demodulador de vídeo. Un ejemplo de amplificador de Fl de audio para televi sión en color es el dibujado en la figura 13.15. En este circuito la interportadora de audio se extrae del colector del último transistor amplificador de Fl de vídeo {TI4) y se aplica, a través del condensador Cx y del diodo D 6 , que actúa como conversor, a un circuito resonante sintonizado a 5,5 MFIz dispuesto en la entrada del amplificador de Fl de audio. Salvo esta particularidad, el circuito no difiere mucho de los anteriormente estudiados.

Fl DE AUDIO EN CIRCUITOS INTEGRADOS Al igual que los demás circuitos de televisión, también la etapa de Fl de audio puede realizarse mediante integrados, que facilitan al máximo el diseño y fabricación de los receptores. Como ejemplo de ello citaremos el circuito integrado TDA2546A, de la firma P h il ip s , el cual consta de dos partes (figura 13.16): 1,a Etapas de Fl (vídeo y audio). 2.a Etapas de Fl de vídeo. La primera parte incorpora tres etapas amplificadoras de Fl, un circuito de control automáti co de la ganancia de los amplificadores de Fl, un amplificador de referencia y limitador de la por tadora de vídeo y un demodulador de vídeo. La segunda parte consta de 8 etapas amplificadoras-llmitadoras de la interportadora de 5,5 MHz de audio, un demodulador en cuadratura, un amplificador de baja frecuencia de audio con deénfasis, y un conmutador AV. Las funciones que realiza este circuito integrado son: • Amplificación y limitación de amplitud de la señal de Fl de audio de 5,5 MHz (o 4,5 MHz), procedente del demodulador de vídeo. El que se haga funcionar con 5,5 MHz o 4,5 MHz depende de la Norma (CCIR o FCC) con la que se haga trabajar el aparato. Para ello basta con cambiar los filtros periféricos del integrado. • Demodulación en cuadratura equilibrada, de la señal de Fl de audio modulada en fre cuencia, amplificada y limitada. A continuación, se estudia la parte correspondiente a las etapas amplificadoras de Fl de audio, puesto que las otras son tema de estudio en otros capítulos de esta obra. El amplificador-limitador de Fl de audio consta de ocho etapas de amplificación diferencial, las cuales se han acoplado a través de seguidores de emisor y llevan generadores de corriente transistorizados en sus circuitos de emisor. Este montaje asegura una buena conmutación de corriente y aumenta el ancho de banda del amplificador, con lo cual se consigue un rechazo mejor de las señales de AM moduladas por impulsos. El amplificador-limitador incorpora entradas y salidas con seguidores de emisor y, por tanto, posee una mayor impedancia de entrada, lo cual tiene muy poco efecto sobre la sintonía del fil tro de paso de banda de entrada. En el diagrama de bloques de la figura 13.16 el lector puede comprobar que la señal de Fl de 38,9 MHz se aplica entre los terminales 1 y 18 del integrado, que son la entrada de los tres amplificadores de esta señal. La ganancia de estos amplificadores se controla mediante un cir cuito de CAG interno, cuya tensión de control se obtiene en los bornes de un condensador externo conectado al terminal 3 del integrado. La salida de los amplificadores de la Fl de audio y vídeo está conectada a un demodulador de vídeo en el cual se obtiene la portadora de Fl de audio (de 5,5 MHz). La Fl de audio se obtiene en el terminal 14 del integrado y se hace pasar por u i. urcuito reso nante externo sintonizado a este valor de frecuencia. A continuación, la señal entra de nuevo en el integrado, donde es amplificada en un amplifi cador-limitador de 8 etapas (figura 13.16).

251

TELEVISIÓN

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13.15 Circu,to amoliftcador de FI de audio trans,stonzado. para televisión en color

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13.16 Diagrama de bloques del circuito integrado TDA2546A de Philips.

Fl DE AUDIO Y DEMODULADOR

Fl DE AUDIO Y OEMODULADOR DE FM


t IH

253

TELEVISIÓN

El integrado dispone, como ya se ha dicho, de un demodulador de la señal de audio, el cual recibe la señal directamente de los amplificadores de Fl de audio y proporciona en el terminal 6 la señal de audio para ser aplicada al amplificador de sonido del receptor. En la figura 13.17 se ha dibujado el esquema de conexiones del circuito integrado TDA2546A en el que se observa la forma de conectar los terminales pertenecientes a la etapa amplificadora-limitadora de Fl así como sus filtros y componentes periféricos. Destaca en este esquema la utilización de un filtro cerámico, de 5,5 MFIz, conectado entre la salida del demodulador de vídeo (terminal 14) y la entrada del amplificador de Fl de audio. Otros datos que resultan de interés, referidos a este integrado, son los siguientes: Tensión nominal de alimentación: 12 V ± 1 ,2 V (tensión Vp entre terminales 15 y 16). Corriente de alimentación a la tensión nominal de 12 V: 57 mA. Tensión eficaz mínima de la portadora de Fl de audio (entre terminales 1 y 18): 150 pV. Tensión eficaz de salida de la Fl de audio de 5,5 MFIz, entre el terminal 14 y masa: 100 mV. Tensión eficaz de salida de audio, entre el terminal 6 y masa: 600 mV. Rango de control de la ganancia de los amplificadores de Fl: 64 dB. Tensión de conmutación de audio a muting, entre terminal 4 y masa: 9 V para silenciar y 2,5 V para conmutar a audio. Para finalizar diremos que este integrado se presenta en el mercado en encapsulado DIL tipo SOT 102-1.

13.17 Esquema de conexiones del integrado TDA2546A.

254

Demodulador de audio

INTRODUCCIÓN En el capítulo anterior se explica cómo la señal de la interportadora de 5,5 MHz en la norma euro pea CCIR, o 4,5 MHz si se trata de la FCC, es amplificada en el amplificador de Fl de audio. Dicha interportadora está modulada en frecuencia y contiene la señal de baja frecuencia de audio. En este capítulo se estudian los demoduladores de audio utilizados en televisión, los cuales tienen la misión de extraer la señal de audio de la interportadora de Fl de audio. El demodulador de audio se dispone, por tanto, a continuación de las etapas amplificadoras de Fl de audio, al igual que en los receptores de radio de FM, y convierte los cambios de frecuencia de la interportadora en una señal de audio, es decir, en una señal de baja frecuencia audible. El demodulador de audio debe ser capaz de rechazar cualquier modulación de amplitud de la interportadora de audio aplicada a su entrada, y reproducir fielmente la forma de onda origi nal de audio, es decir, con la mínima distorsión posible. La primera función (el rechazo de cualquier modulación de amplitud) es auxiliada en gran parte por el amplificador-limitador precedente, el cual está diseñado para eliminar cualquier modulación de amplitud, recortando los picos de los semiciclos positivos y negativos de la inter portadora. En lo que respecta a la distorsión, ésta puede mantenerse dentro de unos valores mínimos únicamente si el demodulador funciona en forma lineal dentro del rango de frecuencia de la des viación de señal de FM. Recuérdese que en televisión este rango de desviación oscila en ± 50 kHz en la Norma CCIR y en ± 25 kHz en la FCC, tomando como valor central el de la frecuen cia interportadora de audio.

CIRCUITO DEMODULADOR BÁSICO Vamos a ver cómo funciona un circuito demodulador básico. Para ello hemos dibujado el esquema de la figura 14.1, el cual está dotado de tres circuitos resonantes LC paralelo.

D1

14.1 Esquema de un circuito demodulador de audio básico.

255

TELEVISIÓN

El primer circuito resonante está formado por la inductancia L, y el condensador C,, y está ajustado a la frecuencia de la interportadora de audio, es decir, a 5,5 MHz (norma CCIR) o a 4,5 MHz (norma FCC). El segundo circuito resonante, formado por L2C2, está sintonizado a una frecuencia por debajo del valor de frecuencia de la interportadora de audio. El tercero, formado por L3C3, está sintonizado a una frecuencia por encima de la frecuencia de la interportadora. Llegados a este punto, conviene destacar que las frecuencias de resonancia de los circuitos resonantes L2C2 y L 3C 3 han de responder, lógicamente, a la Norma de televisión utilizada. Así, considerando la Norma CCIR, con un rango de desviación de frecuencia de ± 50 kHz, las fre cuencias de resonancia de estos dos circuitos son: frecuencia de resonancia de L 2C 2 = 5,4 MHz frecuencia de resonancia de L 3C 3 = 5,6 MHz Si se consideran las normas FCC, con un rango de desviación de frecuencia de ± 25 kHz, las frecuencias de resonancia de los circuitos resonantes L?C2 y L3C 3 son: frecuencia de resonancia de L2C2 = 4,25 MHz frecuencia de resonancia de L3C3 = 4,75 MHz Las curvas de paso de banda para cada uno de los circuitos resonantes se han dibujado en las figuras 14.2 (norma CCIR) y 14.3 (norma FCC). Se observa en los gráficos de las figuras 14.2 y 14.3 que la tensión en los terminalesde los respectivos circuitos resonantes alcanza su valor máximo o de cresta a la frecuencia de reso nancia, y que dichos valores máximos se alcanzan con valores distintos de frecuencia. Teniendo en cuenta que, salvo los valores de frecuencia de resonancia normalizados, el cir cuito demodulador básico funciona igual, sea cual sea la norma con la que se diseñe, a conti nuación, y con el fin de no distraer la atención del lector, limitamos nuestra explicación a la norma CCIR, advirtiendo que todo cuanto se dice es válido para la norma FCC simplemente cambian do los valores de las frecuencias de resonancia de los circuitos. En la figura 14.4 se ha dibujado la misma curva de la figura 14.2 pero cambiando la polari dad de la tensión de salida del segundo circuito resonante. Estas curvas de tensión en función de la frecuencia corresponden a las tensiones en las resistencias fí 1 y R2 de la figura 14.1, es decir, a las tensiones V^B y VBC. Para obtener la curva de la figura 14.4 se ha de recurrir al poder rectificador de los diodos DI y D2 de la figura 14.1. Efectivamente, cuando DI conduce, la corriente carga al condensador C4, generando en él una tensión y, por lo tanto, en f í v puesto que ambos componentes están conectados en para lelo. El positivo de esta tensión rectificada aparece en el punto A y el negativo en B.

14.2 Curva de paso de banda del circuito demodulador de audio de la 14.1, para la norma CCIR.

256

14.3 Curva de paso de banda del circuito demodulador de audio de la 14.1, para la norma FCC.

DEMODULADOR DE AUDIO

Cuando el diodo D2 es el que conduce, entonces es el punto C el que se hace positivo con respecto al B. Como consecuencia de todo ello, la tensión entre los puntos A y C es igual a la suma de las dos tensiones presentes en fl, y R2. La figura 14.4 ilustra la tensión real desarrollada en fl, (tensión l/AB) y en f l 2 (tensión VBC). Obsérvese que la tensión en f l 2, del punto B al C, es negativa. Supóngase ahora que a la entrada del circuito de la figura 14.1 se aplica una señal modula da en frecuencia, cuyo valor oscila entre casi 100 kHz por debajo de la frecuencia central a casi 100 kHz por encima de la frecuencia central. En esta circunstancia la tensión de salida, entre los puntos A y B del demodulador, es una tensión de desplazamiento positivo, es decir, que a medi da que aumenta la frecuencia, la tensión de salida, que empieza en 0 V, aumenta hasta alcan zar un valor máximo positivo a la frecuencia de resonancia de L¿C?, para luego disminuir hasta 0 V cuando la frecuencia aplicada alcanza el valor de la frecuencia de resonancia de L.p.r

5.4

5,6

14.4 Tensión de salida en las resistencias R(yR? de la figura 14.1.

Entre los puntos B y C del circuito de la figura 14.1 la tensión es negativa, es decir, que par tiendo de 0 V (correspondiente a la frecuencia de resonancia de L2C2) la tensión aumenta nega tivamente a medida que aumenta la frecuencia, hasta alcanzar su valor máximo negativo a la fre cuencia de resonancia de L 3C3, regresando de nuevo a 0 V a medida que la frecuencia aumen ta por encima de la frecuencia de resonancia de L 3C3. Todo esto queda reflejado en la curva característica de la figura 14.5, en la que se ha indica do, mediante línea a trazos, la resultante de ambas curvas de resonancia, es decir, la suma de tensiones presente en el conjunto formado por fl, y f l 2 (tensión VAC).

v 5.4

5,6

14.5 Tensión de salida combinada entre los bornes de salida del circuito de la figura 14.1.

257

Efectivamente, las tensiones en fl, y R? varían según la frecuencia aplicada y son de polari dad opuesta, por lo que si para cada frecuencia aplicada se tom a el valor de tensión entre los puntos A -C del circuito, resulta lógico deducir que dicha tensión es igual a la suma de las ten siones individuales Vm y VBC, dado que fl, y f l 2 están en serie, y como es de polaridad nega tiva con respecto a V ^, el resultado es igual a la diferencia entre ambas tensiones. La tensión efectiva de salida, en función de la frecuencia de entrada del circuito discriminador de la figura 14.1 es, por tanto, la que se dibuja en la figura 14.6. En la curva de la figura 14.6 se observa que a la frecuencia de resonancia fQ, de 5,5 MHz, la tensión VAC es nula, puesto que las tensiones Vm y Vm en fl, y f l 2 son del mismo valor pero de sentido opuesto. El tramo de la curva que va desde casi el máximo positivo a casi el máximo negativo, es una línea recta que representa la tensión de salida positiva o negativa l/AC en fun ción de la frecuencia aplicada al circuito. Vm¡

14.6 Curva característica de la tensión \IACentre los puntos AyCcte la figura 14.1 en función de la variación de la frecuencia de la señal de entrada.

DEMODULADOR FOSTER-SEELEY En el circuito demodulador Foster-Seeley sólo se utilizan dos circuitos resonantes, ambos sinto nizados a la misma frecuencia (figura 14.7). El diseño de este demodulador es muy parecido al de la figura 14.1, pero sólo posee un con densador C3 en lugar de los dos condensadores que posee el demodulador básico. El funcionamiento de este circuito es como sigue: La interportadora de audio, de 5,5 MHz, se aplica al circuito resonante paralelo L,C,, el cual está sintonizado a esta frecuencia y se aco pla, mediante el condensador C2, a la derivación central del secundario formado por L2 y L.¿.

14.7 Circuito demodulador Foster-Seeley.


La tensión en L, y C, es la tensión de referencia, la cual tiene un ángulo de 0o. Las inductancias L? y Lz actúan como un transformador derivado, de forma que la tensión en el punto de unión de L?, C3 y D 2 (tensión \/A) está desfasada 180“ con respecto a la tensión en el punto de unión de L3, C 3 y D I (tensión vy. Véase en la figura 14.8 el diagrama vectorial de tensiones presentes en este circuito. Cuando el circuito resonante paralelo formado por L,„ L3 y C.t está sintonizado a la frecuen cia de resonancia, las tensiones Vk y VB están desfasadas 90° con respecto a la tensión de refe rencia l/R. Por lo tanto, hay tres tensiones en el circuito resonante L3 y C 3 (figura 14.8). Estas tensiones se suman, dando lugar a las tensiones 1/, y Vs, siendo \Z, la suma geométrica de VA y l/Ry V,, la suma geométrica de Ve y VR.

V,

14.8 Diagrama vectorial de tensiones presentes en el circuito de la figura 14.7 a la frecuencia de resonancia.

Las tensiones Vs y V2 provocan un paso de corriente a través de los diodos, tal y como se ha dibujado mediante flechas blancas en la figura 14.7. La corriente circula en direcciones opuestas a través de las resistencias R ] y Rr A la frecuencia de resonancia las tensiones en f ?1 y fí , son ¡guales y opuestas, por lo que la tensión de salida será nula (0 V). Veamos ahora qué sucede cuando a la entrada se aplica una frecuencia que no sea la de resonancia. Si la frecuencia de entrada posee un valor por encima del de resonancia del circuito, el ángulo de desfase de las tensiones VA y VB cambian con respecto a la tensión de referencia (figura 14.9). Obsérvese que en este diagrama vectorial la tensión VA sigue estando 180° desfasada con respecto a VB, pero que, sin embargo, VA está ahora a menos de 90° de des fase con respecto a la tensión de referencia VH. Como consecuencia, la suma geométrica de

y»

14.9 Diagrama vectorial de tensiones en el circuito de la figura 14.7a una frecuencia por encima de la de resonancia.

259

TELEVISIÓN

VR y t/A es ahora mayor que la suma geométrica de Vfí y VB, es decir, la tensión V: es ahora mayor que V2. Dado que V: es la tensión aplicada al diodo D1, también es mayor la corriente que circula por este diodo y, por tanto, la tensión en la resistencia fí, se hace mayor que la tensión en fí,., por lo que la tensión de salida Vs se hace positiva. De igual forma, si la frecuencia aplicada a la entrada del circuito disminuye por debajo del valor de resonancia, entonces es el diodo D2 el que deja pasar la corriente mayor, ocasionando una caída de tensión más elevada en fí 2 que en ñ r La tensión de salida pasa a ser ahora negativa. A medida que la frecuencia modulada de entrada oscila por encima o por debajo de la fre cuencia central de resonancia (de 5,5 MHz), la tensión de salida Vs oscila de positivo a negati vo y viceversa, generándose así la señal de audio.

DEMODULADORES DE RELACIÓN El demodulador de relación es el más utilizado, en los receptores de televisión, junto con el demodulador en cuadratura que estudiaremos más adelante. Se debe a que este tipo de dem o dulador no requiere una etapa limitadora previa, por lo que las etapas de Fl de audio no nece sitan trabajar como limitadoras. La modulación de amplitud no afecta, por tanto, al demodula dor de relación. Efectivamente, supóngase que se utiliza un demodulador Foster-Seeley como el de la figu ra 14.7, y que la tensión en las resistencias fí. y fí 2 es de 3 V a la Fl de audio de 5,5 MFIz (recuér dese que a la frecuencia de resonancia, la tensión en las citadas resistencias es la misma si el demodulador está ajustado correctamente). Si en esta circunstancia se aplica una señal modulada, la tensión en R2 aumenta, por ejem plo, a 4 V y la tensión en fí, disminuye a 2 V. La tensión de salida Vs es entonces igual a la dife rencia entre ambas tensiones: V'8 = l/n2 - V 'R1 = 4 V - 2 V = 2 V Supóngase ahora que se recibe una señal portadora de amplitud mayor, y que a la fre cuencia de resonancia (central de la Fl de audio) la tensión en cada una de las resistencias fí, y fí 2 pasa a ser de 6 V. Si la modulación está presente y la tensión en la resistencia fí 2 aumen ta a 8 V, entonces la tensión en fí, disminuye a 4 V, siendo ahora la diferencia de tensión de '/ s = \ / r 2 - ^

r

, = 8 V - 4 V

= 4 V

es decir, el doble. Como se puede comprobar, un aumento doble de la amplitud de la señal de Fl de audio pro voca un aumento doble de la tensión de salida. Como consecuencia, si la Fl de audio está modulada en amplitud por señales parásitas, éstas quedan reflejadas en la tensión de salida del demodulador de Foster-Seeley, por lo que es preciso utilizar una etapa limitadora previa que evite estos aumentos de la tensión de salida. Al demodulador de relación no le influyen las variaciones de amplitud de la señal, sino úni camente la relación de tensión en los dos condensadores. Así, considerando los mismos valores expuestos para ver la influencia de la amplitud de la señal sobre el demodulador de Foster-Seeley, se tiene que con una amplitud de señal que gene re 4 y 2 V en las resistencias, la relación de tensiones será de 4 : 2 = 2, y cuando la amplitud de la señal sea más elevada, siendo las tensiones en las resistencias de 8 y 4 V, la relación será de 8 : 4 = 2, es decir, la misma. Se tiene, por tanto, el mismo ratio de tensiones, por lo que siserecurre a esta relaciónde tensiones, en lugar de sus valores individuales, se obtiene un circuito enelque los cambios de amplitud no ejercen influencia alguna sobre él. Existen tres tipos de demoduladores de relación:

260


• Demodulador de relación básico. • Demodulador de relación desequilibrado. • Demodulador de relación equilibrado. A continuación se estudian las particularidades y funcionamiento de cada uno de ellos.

DEMODULADOR DE RELACIÓN BÁSICO Con el fin de facilitarle al lector el principio de funcionamiento de este demodulador de relación, en la figura 14.10 se ha dibujado un esquema simplificado del mismo. Se puede ver en el esquema, que se trata de un circuito parecido al de la figura 14.1, ya que cada diodo está conectado a un circuito resonante LC separado. Sin embargo, el circuito de la figura 14.10 posee unas notables diferencias con respecto al de la figura 14.1. En primer lugar, los diodos del circuito demodulador de la figura 14.10 no están conectados en la misma dirección y, además, se ha añadido una fuente de alimentación de c.c. conectada a los dos condensadores de salida C 3 y C4. D1

Entrada Fl de audio

Salida de audio

14.10 Esquema de principio de un demodulador de relación.

1

Con la disposición de la figura 14.1, uno de los circuitos resonantes llega a su valor máximo, o de cresta, por encima de la frecuencia central y el otro por debajo. La tensión de salida de D I se desarrolla en el condensador C 4 y la de D2 en C 5 (figura 10.1). En el demodulador de relación de la figura 14.10 la totalidad de la tensión proporcionada por la fuente de alimentación queda aplicada a los condensadores C 3 y C4, puesto que dichos con densadores están conectados en serie. Por tanto, la tensión total en el conjunto formado por C3 y C4 es igual a la tensión de la fuente de alimentación. En el circuito de la figura 14.10 la fuente de alimentación está conectada de forma que los dio dos D I y D2 se encuentren bloqueados para la corriente proporcionada por ella, por lo que los dio dos sólo pasan a conducir para la señal procedente de los circuitos resonantes conectados a ellos. Si llamamos VC3 a la tensión presente en el condensador C 3 y a la tensión en C4. se puede afirmar que la suma de ambas tensiones no puede exceder al valor de la tensión de la fuente de alimentación, pero que 1/C3 no tiene por qué ser igual a Vw es decir, que las tensiones t/C3 y VCA pueden ser diferentes, pero la suma de ambas ha de ser, forzosamente, igual a la tensión VB de la fuente de alimentación: ^ C 3 + ' / C4 =

'/ B

Cuando la señal de entrada tiene un valor Igual a la frecuencia central de 5,5 MHz (4,5 MHz si se trabaja con normas FCC), entonces VC3 y VC4 son iguales, puesto que los dos circuitos reso

261

TELEVISIÓN

nantes L,C,, y b 2C 2 proporcionan el mismo valor de tensión y por los diodos D1 y D2 circula la misma corriente. Si la frecuencia de la Fl de audio aumenta de valor como consecuencia de la FM, el circuito resonante L,C, proporciona más tensión y el L 2CSmenos tensión, ya que L,C, está sintonizado por encima de la Fl de audio y L2C2 por debajo de dicha frecuencia. Como consecuencia, la ten sión en C,, aumenta y la tensión en C 4 disminuye. Dado que la tensión suma de ambos condensadores es constante, resulta evidente que la tensión en C 4 disminuye en la misma magnitud que aumenta en C3; es decir, que si la tensión en C 3 aumenta 1 V la tensión en C 4 disminuye 1 V. En resumen, la tensión en los condensadores C 3 y C 4 permanece constante y lo único que varía es la relación entre las tensiones l/C3 y V ^. Si la señal de entrada posee una frecuencia por debajo del valor de la Fl de audio, entonces es L2C2 el que queda más sintonizado y 0 ,0 , fuera de resonancia, repitiéndose todo lo expues to en las líneas precedentes, pero en este caso la tensión alcanza un valor superior a la pre sente en el condensador C3. La señal de audio se toma de cualquiera de los dos condensadores; en el esquema de la figura 14.10 se tom a de C4. Las variaciones de tensión en C 4 siguen fielmente la forma de onda de la señal de baja fre cuencia de audio. Dicha señal se aplica al potenciómetro R (figura 14.10), el cual actúa como control de volumen, por lo que debe seguir una ley logarítmica. El acoplamiento entre la señal presente en R y la etapa amplificadora de audio se realiza mediante el condensador de acoplamiento C5. Se ha dicho que la función que cumple la fuente de alimentación en el circuito de la figura 14.10 es la de proporcionar a los condensadores C3 y C 4 una tensión continua constante, de forma que la salida de audio responda sólo a los cambios de valor de la interportadora de audio modulada en frecuencia, y no a cualquier cambio en la amplitud de la señal. Sin embargo un cir cuito como el expuesto sólo tiene fines didácticos, pues la utilización de la fuente de alimenta ción no es aconsejable por varios motivos. En la práctica se recurre al empleo de un condensador de elevada capacidad, el cual susti tuye perfectamente a la fuente de alimentación. Efectivamente, dado que todo condensador no es más que un elemento capaz de almace nar energía eléctrica y, por lo tanto, al cargarse se genera una tensión entre sus placas, puede actuar como una fuente de alimentación de c.c. Para que la tensión en este condensador cambie con los valores de amplitud de la señal, se dispone una resistencia en derivación con él, la cual actúa como elemento de descarga del con densador. En la figura 14.11 se puede ver el esquema de un demodulador de relación práctico, en el que se ha sustituido la fuente de alimentación por un grupo ñ 3C7. La tensión en C 7 no debe cambiar por variaciones de amplitud debidas a una posible modu lación de amplitud de la señal de Fl de audio, pero sí puede cambiar su tensión al variar el nivel promedio de la interportadora de audio. Para ello se deben seleccionar adecuadamente los valo res de R3 y C7, de forma que proporcionen una constante de tiempo adecuada. El funcionamiento del demodulador de relación de la figura 14.11 es como sigue: El con densador C3 proporciona una tensión de referencia a la toma central del circuito resonante for mado por L2, L3 y C4. Las tensiones aplicadas a D I y D2 están desfasadas 180° con respecto a la frecuencia de resonancia de la Fl de audio. A su vez, las tensiones en D I y D2 están desfasadas 90° en adelanto y atraso respectiva mente con respecto a la tensión de referencia. Cuando el valor de la Fl de audio aumenta o disminuye con respecto a su valor central, la relación de fase de las tensiones varía, cam biando de igual form a las tensiones en C 5 y CeLa salida de la señal de baja frecuencia de audio se toma de C6, y queda aplicada al poten ciómetro logarítmico de volumen R2 y, de éste, al amplificador de audio a través de C8.

262


Entrada F l Q de audio CAG

14.11 Demodulador de relación práctico.

Como el valor de la tensión en C 7 es igual al valor promedio que determina el nivel de la por tadora, esta tensión puede utilizarse como una fuente de tensión de CAG para el control de la ganancia del televisor (figura 14,11).

DEMODULADOR DE RELACIÓN DESEQUILIBRADO En la figura 14.12 se ha dibujado el esquema de un demodulador de relación desequilibrado, en el cual se ha eliminado el divisor de tensión capacitivo de la salida. La señal de Fl de audio, partiendo del punto A, circula a través de dos ramas: En el pri mer camino, la corriente circula desde el punto A a través del diodo D 1, la resistencia R 1 y el diodo D2 hasta alcanzar el punto C del secundario del transformador (flechas de punta negra en el esquema de la figura 14.12). El segundo camino, empezando igualmente en el punto A, es el formado por el diodo D 1 , la resistencia Rv la masa, el condensador C 3 y la resisten cia R.. hasta alcanzar el punto B del transform ador (flechas blancas de trazo continuo de la figura 14.12). Una segunda corriente también circula a través de dos ramas: La primera de ellas, partien do del cátodo de D2, circula hacia A, luego a través de D1 y f i 1 y regresa al cátodo de D2. El segundo camino, tomando como origen el cátodo de D2, se realiza a través de los puntos C y B del secundario del transformador, la resistencia R,¿, el condensador C2, la masa y regresa final mente al cátodo de D2 (flechas blancas y a trazos en la figura 14.12). Obsérvese que una corriente circula en un sentido a través de C 3 y la otra en sentido opues to, por lo que la corriente total resultante es igual a la diferencia entre ambas. Si las dos son igua les y de sentido opuesto se anulan, por lo que en el condensador C 3 la tensión será nula. Esto sucede cuando la frecuencia aplicada a la entrada es de valor igual a la de la interportadora de audio. Si la señal aplicada a la entrada cambia su valor de frecuencia, entonces una de las dos corrientes posee un valor superior a la de la otra, con lo cual por el condensador C3 circula la diferencia de corrientes y, por lo tanto, en él aparece una tensión cuya polaridad está de acuer do con el sentido de la corriente que por él circula. Como consecuencia de todo lo expuesto, en C 3 aparece una tensión alterna cuya forma de onda es igual a la de la baja frecuencia de audio. La función del condensador C 2 y la resistencia R, es idéntica a la expuesta en el parágrafo anterior dedicado al demodulador de relación básico; es decir, evitar que en la salida de audio aparezca cualquier modulación de amplitud que lleve la Fl de audio.

263

TELEVISIÓN

14.12 Demodulador de relación desequilibrado.

Al demodulador de relación de la figura 14.12 se le conoce con el nombre de desequilibra do, ya que los diodos no están al mismo potencial con respecto a masa. Efectivamente, el diodo D2 tiene su cátodo conectado directamente a masa, mientras que el cátodo de D? está conec tado a masa a través del secundario del transformador y del diodo D2.

DEMODULADOR DE RELACIÓN EQUILIBRADO En el demodulador de relación equilibrado los dos diodos se encuentran al mismo potencial con respecto a masa (figura 14.13). El funcionamiento del circuito es idéntico al descrito anteriormente, con la única diferencia de reemplazar la resistencia fl, de la figura 14.12 por un par de resistencias fl, y f l 2 de igual valor (figura 14.13), cuyo punto de unión se conecta a masa para equilibrar el circuito. Los condensadores C, y C2, conectados en serie, se cargan hasta alcanzar la tensión pre sente en C4, puesto que este último está conectado en derivación con el conjunto C,-C2 . La relación entre las tensiones en C, y C2 determina el nivel de salida de la señal de audio.

14.13 Demodulador de relación equilibrado.

264


DEMODULADOR EN CUADRATURA Posiblemente éste sea el circuito demodulador más utilizado en la actualidad, ya que puede inte grarse. El demodulador en cuadratura, utiliza transistores en vez de diodos (figura 14.14). Este tipo de demodulador generalmente requiere tres transistores de características idénticas. El principio de funcionamiento del demodulador en cuadratura, se basa en la aplicación de la señal de Fl de audio y de una señal procedente de un oscilador local, el cual genera una osci lación de igual frecuencia que la de Fl pero desfasada 90° con respecto a ella, de ahí su nom bre de «en cuadratura». La señal de Fl de audio antes de aplicarse al demodulador es amplificada, de forma que el demodulador se excite fuertemente. La señal de Fl de audio se aplica, a través de los condensadores C, y C2, a las bases de los transistores T1 y 72 (figura 14.14).

14.14 Demodulador en cuadratura.

Si se utiliza un condensador C 2 de muy pequeña capacidad, se consigue que la señal de Fl quede desfasada en el transistor 72 unos 90° aproximadamente. La resistencia Ra es común a T I y T2, por lo que la corriente siempre circula por f í3, tanto si conduce TI como si lo hace 72. El circuito resonante paralelo formado por la inductancia L y el condensador C3 está sintoni zado a una frecuencia cuyo valor es igual al valor de la Fl de audio; es decir, a 5,5 MHz si se tra baja con normas CCIR o a 4,5 MHz si se trabaja con normas FCC. Esta frecuencia de resonancia de LC 3 hace que el transistor 72 pase del estado de conduc ción al de bloqueo a dicha frecuencia de valor fijo. Si la Fl de audio aumenta su valor, el transistor TI se adelanta, pasando al estado de con ducción, haciendo que circule una corriente por Ry Cuando la frecuencia intermedia de audio disminuye su valor, entonces T1 retrasa su paso al estado de conducción más de lo normal, por lo que se reduce el paso de corriente por R3. En la figura 14.15 se ha dibujado el resultado de esta forma de funcionamiento, consideran do impulsos rectangulares para facilitar su comprensión. En a de la figura 14.15 se han dibujado dos impulsos idénticos que activan a los transisto res T1 y 72.

265

TELEVISIÓN

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b) 14.15 Formas de onda obtenidas en el circuito demodulador en cuadratura de la figura 14.14.

En el punto de unión de los colectores de ambos transistores, los cuales están conectados en paralelo, se obtiene la forma de onda marcada como T I + T2 en la figura 14.15a. Efectivamente, una tensión de salida está presente siempre que uno solo, o los dos transis tores, se encuentren en estado de conducción, por lo que el impulso de salida es siempre más ancho que cualquiera de los impulsos de entrada. Se trata, como se puede apreciar, de una puerta lógica OR. Supóngase ahora que varía la relación de fase entre los impulsos de entrada, tal y como se ha dibujado en la figura 14.15b. En esta figura el impulso aplicado al transistor T1 se ha desviado ligeramente hacia su izquierda, es decir, se ha adelantado en el tiempo, lo cual equivale a un aumento de la Fl de audio presente en la entrada al demodulador. También en este caso la señal obtenida en el punto de unión de los colectores se adelanta, puesto que T 1 pasa antes a conducir. El impulso de salida durará ahora más tiempo, tal como se aprecia en el impulso marcado con TI + T 2 en la figura 14.15. Aplicando estos principios a la demodulación de señales moduladas en frecuencia, se puede afirmar que el ancho de la señal de salida depende de las variaciones de la frecuencia de entrada. El estado de conducción o de bloqueo del conjunto de transistores TI y T2 se refleja en el paso o no de corriente por la resistencia de emisor fí3, por lo que en esta última se obtiene una tensión cuya amplitud y frecuencia es igual a la de la señal de audio. La señal de audio obtenida en fí 3 se aplica al emisor de T3, el cual la amplifica. En R^ aparece así la tensión de la señal de audio, la cual se filtra por medio del condensador C 4 para ser aplicada a las etapas amplificadoras de baja frecuencia.

DEMODULADOR DE AUDIO EN CUADRATURA CON TECNOLOGÍA QSS La técnica QSS (Quasi Split Sound) de sonido casi separado, tiene por finalidad obtener una ele vada calidad Hi-Fi en el procesado de la señal de audio en los receptores de televisión. Este tipo de demodulador es necesario en los modernos receptores de televisión con soni do estéreo, donde se emplean dos portadoras de sonido, ya que el procesado de la señal de audio precisa de mayor cuidado, desde el sintonizador hasta ios altavoces. Para llevar a término este proceso se requiere una segunda Fl de audio, superpuesta a la señal de vídeo, la cual se tiene que separar de ésta mediante un filtro. La portadora de audio, modulada en frecuencia, se procesa a continuación en un circuito separado. La técnica QSS es algo compleja, por lo que los circuitos que la emplean son siempre inte grados.

266


En la figura 14.16 se ha dibujado el esquema de principio de funcionamiento de la técnica QSS. La señal de Fl obtenida en el sintonizador, pasa primero a través de un filtro que deja pasar la Fl de vídeo y, en derivación con él, otro filtro que deja pasar la Fl de audio, de esta forma son separadas ambas frecuencias intermedias. De este modo, a partir de estos filtros, los circuitos se adaptan a las exigencias de las señales de vídeo y audio. Este diseño de receptor permite que la señal de Fl de audio se procese de forma óptima, presentando, para esta señal, las siguientes ventajas: • Excelente separación de los armónicos que acompañan a la señal, incluso para las seña les de BLU que dependen de la señal de vídeo. • Amplia independencia de la relación entre las portadoras de audio/vídeo que se transmi ten. • Mejora sustancial de la relación señal/ruido con señales de antena débiles. Pero no sólo hay ventajas para la señal de audio. También para el canal de vídeo se obtiene: • Una sustancial atenuación de las dos portadoras de Fl de audio en el canal de la Fl de vídeo y, por lo tanto, supresión del batido de 1,1 MHz y rechazo del cruce de color gene rado por las interferencias entre las señales de vídeo y audio. • Se obtiene un mayor ancho de banda de la señal de vídeo, ya que el sistema queda con 5 MHz, con los consiguientes beneficios para la recepción de las señales de teletexto. Volviendo al esquema de bloques de la figura 14.16 cabe decir que el filtro de Fl de audio consiste en un doble filtro paso banda que cubre las portadoras de audio y vídeo, es decir, deja pasar ambas portadoras ya que a continuación se procede a demodular para obtener la Fl de audio. Una vez obtenida la Fl de audio, ésta se hace pasar por un filtro paso banda, sintoniza do a 5,5 MHz, que evita el paso de cualquier resto de la señal de vídeo hacia las etapas siguientes.

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SINTONIZADOR -

_ SEÑAL DE AUDIO

14.16 Procesado de la señal de audio de acuerdo con la técnica QSS.

267

TELEVISIÓN

El siguiente paso consiste en amplificar y limitar en amplitud la Fl de audio. Una vez amplificada y limitada la Fl de audio se procede a su demodulación mediante un demodulador en cuadratura, mezclando la Fl de audio modulada en frecuencia, con la obtenida de un oscilador de 5,5 MFIz (figura 14.16). La última fase consiste en someter la señal de audio a un deénfasls y a su amplificación.

CIRCUITO DE DEÉNFASIS En los centros emisores de televisión la señal de audio sufre un proceso mediante el cual se aumen ta la amplitud de las altas frecuencias de audio, con el fin de mejorar la relación señal/ruldo de la señal transmitida y, de esta forma, todas las frecuencias pueden ser detectadas al llegar al receptor. Esto significa que el equilibrio de las señales de audio a la salida del demodulador no repre sentan el equilibrio efectivo en el transmisor, es decir, las señales de alta frecuencia de audio pre sentan una amplitud mayor que las de baja frecuencia. Como consecuencia, es preciso reducir la amplitud de las señales de alta frecuencia de audio, de forma que se lleve a sus límites origi nales, es decir, reducir su amplitud en la misma medida que fue aumentada en la transmisión. Esto se logra mediante un circuito de desacentuación, como el que se ha dibujado en la figura 14.17, el cual se dispone a la salida de la etapa demoduladora de audio, tal como se puede ver en el esquema de la figura 14.16. El circuito de desacentuación consiste, simplemente, en una resistencia y un condensador. El condensador se conecta en paralelo con la salida, de forma que a las frecuencias más altas de audio su reactancia capacitiva disminuya y, por lo tanto, reduzca la amplitud de estas señales. El ruido en las frecuencias más altas también se reduce, siendo el resultado final un retorno de la amplitud de la señal a sus niveles originales y una reducción del nivel de ruido en el receptor. La constante de tiempo del grupo RC de desacentuación está regulada por las diferentes normas, de forma que los fabricantes de televisores incorporan en sus aparatos el valor de desa centuación correcto según la acentuación que se lleva a cabo en las emisoras. Así, por ejem plo, la norma CCIR establece una constante de tiempo de desacentuación de 50 ps, es decir, que el producto RC de la figura 14.17 ha de ser de 50 ps. R

Entrada

Salida

14.17 Circuito de deénfasis de la señal de audio.

DEMODULADOR EN CUADRATURA INTEGRADO Se dice en páginas anteriores que el demodulador en cuadratura puede Integrarse, razón por la cual, hoy día es el sistema de demodulación de la señal de audio que más se utiliza. Ejemplo de demodulador en cuadratura Integrado se tiene en el TDA2546A de P h il ip s , el cual incorpora un amplificador-limitador de Fl y un preamplificador de audio. Se presenta en el mer cado en encapsulado DIL tipo SOT102-1, de 18 patillas. Se trata de un circuito basado en la técnica QSS (Quasi Split Sound o sonido casi separa do), la cual proporciona una alta fidelidad para el sonido en televisión, tanto monoaural como estereofónico utilizando el sistema de dos portadoras de audio. En la figura 14.18 se ha dibujado el diagrama de bloques de este integrado. El demodulador, que es ia parte del integrado que más nos interesa por ser el tema del pre sente capítulo, consiste en dos amplificadores diferenciales con los colectores conectados en cruz, los cuales se conmutan por la señal de referencia y cuyas corrientes de emisor están con troladas por la señal de Fl de audio proporcionada por un amplificador diferencial.

268

14.18 Esquema del circuito integrado TDA2546A de Philips.


269

270

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TELEVISIÓN

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14.19 a dde e conexiones 14. 19 Esquem Esquema conexiones del del integrado integrado TDA2546A. TDA2546A

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DEENFASIS DE AUDIO SAUDADE AUDIO

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La señal de salida de este circuito, después de pasar por el correspondiente filtro paso bajo, tiene dos formas, dependientes de la fase entre la tensión de entrada (portadora de 5,5 MHz de la Fl de audio, modulada en frecuencia) y la tensión de referencia proporcionada por un oscila dor de 5,5 MHz. En el caso de que estén en fase, la señal de salida del demodulador estará for mada por la frecuencia fundamental de la señal modulada más todos sus armónicos, junto con un componente de tensión continua. Si la tensión de referencia está desfasada 90° con respecto a la señal de Fl de audio de entra da, se dice que el demodulador está en cuadratura. En este caso, la señal de salida del demo dulador está formada por la frecuencia fundamental de la señal moduladora más todos sus armónicos, pero no posee componente de tensión continua. Si se desea evitar la aparición de los armónicos de la señal moduladora, se puede utilizar un multiplicador lineal. Si se utiliza el demodulador en fase con un multiplicador lineal, -se demodula com pleta mente la banda vestigial, mientras que en el caso de funcionamiento en cuadratura, los com ponentes de la doble banda lateral se suprimen y sólo quedan los componentes de la banda lateral única. Para finalizar, en la figura 14.19 se ha dibujado el esquema de conexiones de este integra do, en el que se aprecia la disposición de un condensador CD (de deénfasis) entre el terminal 5 y masa. La resistencia que debe formar parte de este circuito de deénfasis se encuentra inte grada en el TDA2546A, con un valor de 1 kQ. Como según la norma CCIR el producto RC debe ser de 50 ps, la capacidad del condensador CD será de 47 nF, proporcionando así una cons tante de tiempo RC de 47 ps, válida para este fin. Se observa también en el esquema de la figura 14.19 la utilización de un filtro cerámico, de 5,5 MHz, para la inyección de la Fl de audio desde lasalida deldemodulador de Fl(termi nal 14) a la entrada del amplificador limitador del demodulador en cuadratura de audio (ter minal 13). Las principales características técnicas del TDA2546 son las siguientes: Tensión de alimentación: 12 V Consumo de corriente: 54 mA. Tensión eficaz de entrada de Fl: de 100 V a 100 mV. Margen de control de la ganancia: 60 dB. Tensión de conmutación AV: 12 V. Tensión eficaz de salida de la Fl de audio: 100 mV. Tensión eficaz de salida de audio: 600 mV. Distorsión: 0,2 %.

271

Amplificador de audio

Capítulo 15

INTRODUCCIÓN Los amplificadores de audio utilizados en los receptores de televisión son prácticamente los mismos que los utilizados en los radiorreceptores, puesto que se trata de amplificar, a un nivel adecuado para el accionamiento del o de los altavoces, la pequeña señal de audio obtenida en el demodulador. En la mayoría de los receptores de televisión se utilizan amplificadores de baja frecuencia de dos etapas: una preamplificadora, o etapa amplificadora de tensión, y otra de salida o de potencia. En el amplificador de audio se lleva a cabo también el control de volumen y, en un gran por centaje de televisores, el control de tono. Desde el punto de vista de los componentes utilizados, los amplificadores de audio se cons truyen de tres formas: • Totalmente transistorizados. • Con etapas preamplificadoras integradas y etapas finales transistorizadas. • Totalmente integrados.

PREAMPLIFICADOR DE AUDIO TRANSISTORIZADO En la figura 15.1 se ha dibujado el esquema de un circuito demodulador de relación y pream plificador de audio de un televisor transistorizado.

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15.1 Etapas demoduladora y preamplificadora de audio totalmente transistorizada.

273

TELEVISIÓN

El circuito preamplificador es de diseño sencillo, pues consiste en un transistor PNP en mon taje seguidor de emisor trabajando en clase A, es decir, que amplifica por igual tanto los semi ciclos positivos como los negativos de la señal de audio. La señal de audio obtenida en el condensador de 56 nF se aplica al preamplificador de audio a través del condensador electrolítico de 10 pF. Dicha señal aparece, pues, en el potenciómetro loga rítmico de 10 k£2, el cual cumple la función de control de volumen. Mediante el cursor de dicho potenciómetro se toma una fracción de esta señal para ser aplicada a la base del transistor BC158. Dado que el oído humano sigue una ley logarítmica, el potenciómetro debe ser obligatoria mente logarítmico, de forma que entre cursor y masa la tensión obtenida siga esta ley. La tensión entre cursor y masa del potenciómetro se aplica a la base del transistor pream plificador a través del condensador de 100 nF. El transistor está polarizado de forma que trabaje en clase A, lo cual viene dado por la ten sión obtenida del divisor de tensión formado por las resistencias de 470 k£2 y 820 k£2. La señal, una vez amplificada, aparece en el electrodo de emisor y de ahí se aplica a la etapa siguiente mediante un condensador electrolítico de 1,25 pF.

PREAMPLIFICADOR DE AUDIO INTEGRADO Al igual que otros circuitos del televisor, ya tratados en esta obra, también el preamplificador de audio puede formar parte de un circuito integrado. Como ejemplo podemos citar el popular TBA120S, cuyo esquema de conexiones hemos dibujado en la figura 15.2. El TBA120S, de la firma P h il ip s , realiza, además, la función de demodulador y amplificador limitador.

CONTROL DE VOLUMEN

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4 \í7

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15.2

274

Esquema de conexiones del circuito integrado demodulador-preamplificador de audio TBA120S.

AL AMPLIFICADOR DE SALIDA

AMPLIFICADOR DE AUDIO

La señal ¡nterportadora de Fl se aplica, a través de un condensador de 15 pF, a la entrada de un filtro paso banda cerámico de 5,5 MHz, el cual sólo deja pasar la Fl de audio y sus ban das laterales hacia el integrado. El condensador de 15 pF, junto con la resistencia de 680 £2 de entrada del filtro cerámico (figura 15.2), forman un filtro paso alto. Después de filtrada, la señal se introduce en el TBA120S, donde es demodulada, amplifica da y limitada. También se tiene un control de volumen en corriente continua, el cual está formado por un potenciómetro lineal de 4,7 k£2. Debido a que el control de volumen de audio se obtiene mediante variación de una tensión continua aplicada al terminal 5, y cuyo valor debe ser constante, puede suceder que se pro duzca una cierta cantidad de ruido del cursor. Este ruido puede eliminarse conectando un con densador electrolítico de 4,7 pF entre el terminal 5 del integrado y masa (figura 15.2). En el terminal 8 del TBA120S aparece la tensión de salida de audiofrecuencia, la cual se adapta a la tensión de entrada necesaria de la etapa de salida mediante una resistencia de 1,5 k£2 conectada entre los terminales 8 y 11 del TBA120S. Más adelante, en este mismo capítulo, veremos la conexión entre este integrado y el amplificador de salida, también inte grado. Para el necesario deénfasis de la señal de audio (véase capítulo anterior de esta obra), se emplea un condensador de 47 nF conectado al terminal 8 (figura 15.2). El TBA120S sólo requiere el ajuste de la bobina del circuito resonante de 5,5 MHz del dem o dulador en cuadratura. La señal de audio se transfiere al amplificador de potencia a través de un condensador de 100 nF. Otra particularidad interesante de este circuito integrado es la posibilidad de efectuar el silenciamiento del sonido aplicando tensión al terminal 2 a través de un diodo BAW62. La tensión nominal de alimentación de este integrado es de 15 V.

AMPLIFICADOR DE SALIDA DE AUDIO TRANSISTORIZADO En la figura 15.3 se ha dibujado el esquema completo de las etapas preamplificadora y amplifi cadora de potencia de audio de un televisor transistorizado. La etapa preamplificadora es la misma que la descrita en la figura 15.1, por lo que ya se ha estudiado su funcionamiento. En este circuito la resistencia fí24 (de 1,5 k£2) y ñ 25 (de 15 k£2) forman un divisor de tensión para la polarización de base del transistor 74. Esta conexión permite una realimentación en con tinua que estabiliza la corriente de colector del transistor T4 en función de la temperatura. La resistencia fí26 y el condensador C n9 estabilizan el circuito de emisor de T4. Se trata de una realimentación en continua, ya que en alterna esta realimentación no aporta ninguna mejo ra de la calidad. Para no perder ganancia, Rze se desacopla mediante C 119. La resistencia ajustable fí28, junto con la resistencia NTC en paralelo con ella, polariza ligera mente las bases de los transistores 75 y 76, los cuales trabajan en clase B, es decir, cada tran sistor amplifica media alternancia de la señal. La finalidad de la resistencia NTC es la de disminuir la tensión de polarización cuando la corriente de reposo de colector aumenta debido a un aumento de temperatura. La resistencia Rzg es la resistencia de carga de T4, y su valor ha de ser elevado con respec to a R28- ñ 27 (820 £2). Para estabilizar la corriente de reposo de 75 y 76 en función de la temperatura, se puede conectar una resistencia en sus emisores. Sin embargo, la ganancia de la etapa disminuirá. Es por eso por lo que se emplean dos resistencias fí3, y R22 de valores idénticos y muy pequeños (1 £2) con relación a la carga útil del altavoz (8 £2). El condensador electrolítico C l8, en serie con el altavoz, posee una elevada capacidad (1.000 pF) con el fin de que pueda transmitir las frecuencias más bajas de audio. Dicho condensador se carga y descarga durante cada semiciclo de la señal.

275

TELEVISIÓN

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Con el fin de facilitar el estudio de este circuito, en la figura 15.4 se ha dibujado su esquema de principio, eliminando de él todos aquellos componentes de polarización. Se trata de un ampli ficador con dos transistores complementarios (T5-T6), es decir, dos transistores de caracterís ticas idénticas pero uno PNP y el otro NPN. El transistor 74 trabaja en clase A, amplificando los dos semiciclos de la señal, y R2g consti tuye su carga. En este circuito T4 es la etapa excitadora.

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15.4 Esquema de principio del funcionamiento del circuito de la figura anterior.

La señal alterna de audio presente en colector de T4 pasa directamente a las bases de T5 y T6. Si la impedancia de entrada en continua de T5 y T6 es elevada, toda la c.c. de colector de T4 pasa por Rig. Por tanto, en reposo, la tensión en las bases de T5 y T6 está determinada por el valor de la resistencia R29 y de la corriente de colector de 74. En ausencia de señal, la tensión en el punto de unión de los emisores de 75 y 76 tiene el mismo valor que la tensión de base, es decir, Va = VB, y los transistores 75 y 76 están bloqueados. Al aplicar la señal alterna de audio a la base del transistor 74, ésta se amplifica en él y es apli cada a las bases de 75 y 76. Cuando el transistor 74 conduce menos por aplicársele a su base un potencial negativo de la señal de audio con nivel insuficiente, su tensión de colector aumenta, lo que significa un aumento de potencial negativo entre el colector de 74 y su emisor. Esto supone la conduc ción de 76, puesto que es del tipo PNP y su base recibe potencial negativo con respecto a su emisor. Como consecuencia de lo expuesto, el condensador C 18 se descarga a través de 76, esta bleciéndose una corriente a través del altavoz. Efectivamente, la corriente que circula por el alta voz, por el condensador C 18 y por el transistor 76 es una corriente de descarga de C 18, puesto que el transistor 75 está bloqueado (por recibir, su base, potencial negativo con respecto a su emisor y tratarse de un transistor PNP. Por lo tanto, la fuente de alimentación no interviene en este caso. Por el contrario, cuando el transistor 74 conduce, por recibir su base una tensión negativa de la señal de audio más elevada, la tensión VCE de este transistor disminuye, lo que significa que las bases de 75 y 76 se acercan al potencial positivo de la fuente de alimentación (tensión en R2a). En este segundo caso el transistor 75 pasa a conducir (por ser NPN) y 76 se bloquea (por ser PNP). Al estar en bloqueo 76 el condensador C 18 deja de descargarse a través de él, pero se esta blece una nueva corriente desde el negativo de la fuente de alimentación, que circula por el alta voz, condensador C l8 y transistor 75 (figura 15.4). Durante este segundo semiciclo el condensador C 18 se carga y recibe toda la energía que deberá luego suministrar durante el semiciclo siguiente.

277

TELEVISIÓN

Como se ha demostrado, por el altavoz circula energía en los dos sentidos y los transistores T5 y T6 trabajan alternándose sus respectivos estados de conducción y de bloqueo, es decir, en push-pull, lo que permite una mejor refrigeración de los mismos y, como consecuencia, un mejor aprovechamiento de su poder amplificador. Además, amplifican alternativamente sólo un semiciclo, por lo que se aumenta la ganancia del conjunto con respecto al amplificador clase A. Para finalizar diremos que el circuito de la figura 15.5 proporciona una potencia de 2 W con una impedancia de altavoz de 8 í l y una tensión de alimentación de +15 V. Esta tensión de ali mentación se obtiene directamente de una fuente de alimentación independiente, ya que si se toma del transformador de salida de líneas (rectificando impulsos de retroceso), se sobrecarga ría la etapa de líneas con el consumo variable del mismo. Uno de los problemas que se presentan en la alimentación de los distintos circuitos de un televisor, se encuentra en la necesidad de recurrir a tensiones muy diferentes. Así, por ejemplo, las etapas de pequeña señal se alimentan con una tensión de 12 V obtenidos a partir del trans formador de líneas. Sin embargo, el circuito de desviación vertical necesita generalmente una tensión más elevada (40 a 50 V). Los amplificadores clase A con transformador, pueden ali mentarse directamente de la tensión de la red rectificada, pero presentan el Inconveniente de ser más caros que los de clase B sin transformador. Además de lo expuesto, los circuitos amplifi cadores de audio clase B, si se alimentan a partir del transformador de retorno de líneas, preci san de una buena estabilización con el fin de evitar interferencias en la imagen debida a la carga irregular del circuito de retorno.

15.5 Circuito transistorizado amplificador de salida de audio.

278


Para la alimentación del filamento del tubo de rayos catódicos se necesita un transformador. Se puede alimentar el filamento del tubo de rayos catódicos a partir del circuito de retorno, pero en este caso, se necesita una estabilización y ajuste adecuado de dicha tensión. Para resolver todos los inconvenientes citados pueden adoptarse las siguientes medidas: 1 .a Obtener del transformador de retorno una tensión auxiliar de 40 V para la alimentación del circuito de desviación vertical y del amplificador de salida de audio. 2.a Utilizar una etapa amplificadora de audio sin transformador y con consumo de corriente constante. 3.a Obtener del circuito de audio una tensión estabilizada de 12 V para la alimentación de las etapas de pequeña señal y del filamento del tubo de rayos catódicos. En la figura 15.5 se ha dibujado un esquema en el que se cumplen todas estas premisas. En él la etapa amplificadora de salida de audio está formada por 73 y 74. Esta etapa puede consi derarse de dos maneras: a) Como amplificador clase A con 73, en el cual el transistor 74 se aplica como choque activo. b) Como fuente de corriente constante con 74, en el que la corriente de salida pasa alter nativamente por el amplificador de salida 73 o por el altavoz. El transistor TI constituye la etapa preamplificadora y el 72 la excitadora, El emisor de 74 se mantiene a una tensión constante de 12 V por medio del diodo Zener D2. Por otro lado, se tiene que el emisor de 74 está conectado a masa a través de la resistencia R1Z y el filamento f del tubo de rayos catódicos. De esta forma, la corriente de emisor se utiliza para el caldeo del filamento del tubo de rayos catódicos y para las etapas de pequeña señal que pre cisan de tan sólo 12 V para su alimentación (figura 15.5). La corriente de emisor es de 245 mA, de los cuales 140 mA circulan a través de R1Z y del filamento del tubo de rayos catódicos, 80 mA por las etapas de pequeña señal y 25 mA que dan como reserva. El diodo Zener D3, con una tensión de Zener de 13 V, se conecta en paralelo con la alimen tación de 12 V de las etapas de pequeña señal, a fin de proteger estas etapas y el filamento del tubo de rayos catódicos. La resistencia ajustable fí, tiene por finalidad obtener el punto óptimo de la tensión de pola rización de base de 77, de forma que éste trabaje como amplificador clase A sin que se pro duzca recorte de la señal de entrada (ni en sus semiciclos positivos ni en los negativos) debido a una saturación en la conducción del transistor. El funcionamiento del circuito es muy similar, salvo las particularidades citadas, al antes des crito, por lo que no creemos necesaria ninguna explicación complementaria. Los valores de los distintos componentes de este circuito se relacionan a continuación: Resistencias (todas con tolerancia de ± 5 %) fí, = 10 kQ ajustable. R.¿= 27 kQ, 0,5 W. ñ 3= 820 Q, 0,5 W. fí4= 2,2 kQ, 0,5 W. fís= 1 kQ, 0,5 W. fí 6= 10 kQ, 0,5 W. Rr = 220 Q, 0,5 W. Rb= 10 kQ, 0,5 W. fí9= 1 kQ, 0,5 W. R\0= 100 Q, 0,5 W. Ru =18 Q, 1 W. f í l2= 7 Q, 1 W. 7?,3=1 Q, 1 W.

279

TELEVISIÓN

Condensadores C, = 4,7 pF electrolítico. C2= 47 pF electrolítico. C3 = 100 pF cerámico. C4 = 220 pF electrolítico. Transistores TI = BC408C (o equivalente). T2 = BC328-25 (o equivalente). T3, T4 = BD226 (o equivalente) con radiador de aluminio brillante de 2 mm de grueso y 130 cm 2 de superficie. Diodos D I = BA317 (o equivalente). D2 = BZX 79C12 (o equivalente). D3 = BZZ23 (o equivalente). Altavoz De 40 D. Para finalizar con el estudio de los amplificadores de salida de audio transistorizados, en la figura 15.6 se muestra el esquema completo de un amplificador de salida transistorizado cuya etapa preamplificadora se supone. En este circuito se añade, a la etapa preamplificadora integrada, una segunda etapa pream plificadora constituida por el transistor T I. El transistor T2 trabaja como amplificador de tensión (excitador).

+40V

+24V

15.6 Amplificador de salida de audio transistorizado, excitado desde un preamplificador de audio integrado.

280


En este circuito se han eliminado los condensadores de acoplamiento entre etapas, sustitu yéndolos por la utilización de acoplamiento directo. La estabilización de la tensión continua de polarización de la etapa de salida de audio se consi gue mediante una fuerte realimentación del altavoz a la entrada del preamplificador del integrado. No se utilizan componentes adicionales para la estabilidad térmica del circuito, ya que duran te los tiempos de reposo no circula corriente por los transistores de salida. El funcionamiento del circuito de la figura 15.8 es como sigue: La señal de audio obtenida del preamplificador integrado debe alcanzar un nivel de, aproximadamente, 6 V. Estos 6 V se aplican al divisor de tensión formado por ñ 9- ñ 10, con lo cual se obtienen 0,6 V en ñ 10 y, por lo tanto, entre base y emisor de 77. La tensión en colector de TI es de 2,2 V. Esta tensión queda aplicada al divisor de tensión formado por f l, 2 y f í 13, de forma que en f í |3 se obtengan 0,6 V. Estos 0,6 V quedan aplicados entre base y emisor de 72. Los dos circuitos de desplazamiento de nivel citados reducen la ganancia total del circuito en un factor de 27, el cual resulta aceptable gracias a la ganancia total, extraordinariamente eleva da, disponible. El condensador C n , es una realimentación que elimina las oscilaciones parásitas en el colector del transistor 77. El amplificador de salida es un amplificador beanstalk, en el cual D1 actúa como un conmu tador de doble sentido de un solo polo y T2 realiza las siguientes funciones: • Durante los semiciclos negativos de la señal de salida, el diodo D7 deja pasar la corriente hacia masa a través del altavoz y del condensador electrolítico C 13. • Durante los semiciclos positivos de la señal de salida, D7 pasa al estado de bloqueo, con lo cual el altavoz queda aislado del colector de 72. En este caso la señal de colector de 72 queda aplicada a la base de 73. El transistor 73 pasa al estado de conducción y la corriente de su emisor pasa por el altavoz y el condensador C 13. El funcionamiento de la etapa de salida es extraordinariamente no lineal debido a la acción del diodo de conmutación D1 y a la doble función de 72. Por este motivo, sin una realimenta ción negativa de la señal, la distorsión producida en el circuito sería intolerable. Si se incluye el preamplificador del circuito integrado en el lazo de realimentación, la ganan cia de lazo abierto del amplificador resulta suficiente para que la realimentación negativa reduz ca eficazmente la distorsión hasta niveles aceptables. Los componentes ñ 8, C2 y f í 15, entre el divisor de tensión ñ ,g-fí,7 y el preamplificador inte grado determinan la cantidad de realimentación de corriente alterna y continua. Dicha realimen tación reduce la distorsión armónica a valores pequeños. Al mismo tiempo, la distorsión de cruce no se hace audible, al reducir el tiempo de conmu tación de D1. Con realimentación, la amplitud de los saltos de tensión en el colector de 72 durante el cruce es de, aproximadamente, 1,3 V (tensión en D7 más la tensión entre base y colector de 73), con una duración de 1 s, es decir, muy por encima del margen de frecuencias audibles, ya que un tiempo de 1 s equivale a una frecuencia de 1 MHz. El condensador C2 y la resistencia ñ 15 en derivación con él, en el lazo de realimentación, com pensan el bajo rendimiento de los altavoces pequeños para las bajas frecuencias de audio, des viando la respuesta de frecuencia total al extremo inferior de la curva de respuesta.

AMPLIFICADORES INTEGRADOS DE SALIDA DE AUDIO Se fabrican circuitos integrados en los que, además de una etapa preamplificadora, se integra una etapa de excitación y la etapa de salida de audio, junto con las correspondientes fuentes de corriente y regulador de corriente. Ejemplo de un circuito de esta clase, válido para ser utilizado en aparatos de televisión es el TDA261 1 A de la firma P h il ip s , que se presenta en cápsula SIL {Single In Une) tipo SOT110-1, de 9 patitas y radiador (figura 15.7).

281

TELEVISIÓN

21,8

214 (— ■ I

6,48 6,20

0,48 *0,38

15.7 Cápsula SIL del integrado TDA2611A.

1.75 ' 1,55

En la figura 15.8 puede verse el esquema de este amplificador de audio integrado y en la 15.9 su esquema de conexiones, empleado conjuntamente con el integrado TBA120S estudia do en páginas anteriores de este mismo capítulo.

15.8 Esquema de la circuitería integrada en el TDA2611A.

282

15.9 Esquema completo de la sección de audio de un televisor utilizando los integrados TBA120S y TDA2611A.

CONTROL DE VOLUMEN


283

Como cualquier otro Integrado, el TDA2611A simplifica enormemente el diseño y montaje de las etapas de audio de un televisor, ya que el número de componentes periféricos que se preci san se reduce al mínimo. El TDA2611A puede alimentarse con tensiones continuas comprendidas entre 6 y 35 V, entre el terminal 1 (positivo) y masa, y puede suministrar una potencia de hasta 6 W cuando se alimen ta con una tensión de 20 V y el altavoz es de 8 Q, lo cual es más que suficiente en televisión, sien do el valor típico el de 4,5 W con una tensión de alimentación de 18 V y un altavoz de 8 Q. En lo que respecta a la distorsión armónica total, ésta es Inferior al 1 % cuando suministra una potencia de salida de 2 W. La respuesta de frecuencia es superior a los 15 kHz, es decir, cubre perfectamente todas las frecuencias de audio. Su impedancia de entrada es de 45 k£2, pero puede incrementarse conectando entre los ter minales 5 y 9 del integrado un conjunto RC serie, formado por un condensador electrolítico de 1 pF y una resistencia, cuyo valor óhmlco oscila entre 500 Q y 30 k íi según la Impedancia de en trada que se desee obtener. En la figura 15.10 se ha dibujado el gráfico de la Impedancia de entrada en función de la citada resistencia, para una frecuencia de 1 kHz. La sensibilidad de entrada es de 55 mV cuando se desea obtener de él una potencia de 2,5 W sobre una carga de 8 £1 El TDA2611A posee en su circuitería un regulador de corriente en paralelo para evitar el efec to del sonido sobre la Imagen, por lo que la tensión de alimentación de este circuito puede obte nerse a partir del transformador de salida de línea.

15.10 Curva característica de la impedancia de entrada en función de la resistencia R (en serie con un condensador de 1 ijFJ que debe conectarse entre los terminales 5y9del TDA2611A, para una frecuencia de 1kHz.

CONTROL DE VOLUMEN El control de volumen es imprescindible en toda etapa amplificadora de audio, ya que mediante su regulación el usuario puede aumentar o disminuir la intensidad sonora proporcionada por el alta voz según sus gustos o el ruido ambiente. Todo el mundo sabe que, por ejemplo, en zonas urba nas de gran tráfico, el ruido producido por éste es más Intenso durante las horas diurnas que durante las nocturnas, por lo que, normalmente se aumenta el nivel sonoro del altavoz durante las horas del día y se reduce durante la noche, así como por respeto al descanso de los vecinos. El control de tono, sin embargo, no es imprescindible, ya que aunque pueda gustarnos más un tono que otro, no por ello deja de ser de mayor o menor calidad el sonido reproducido en el altavoz. Sin embargo es costumbre que prácticamente la totalidad de televisores incorporen algún tipo de control de tono, bien sea mediante variación continua de éste a través de poten ciómetro o bien mediante conmutador de dos posiciones (graves-agudos). Tanto en uno como en otro tipo de control los circuitos utilizados son los mismos que los usa dos en los receptores de radio y en los equipos de audio, por lo que siendo éste un tema trata do con amplitud en el tom o de esta enciclopedia dedicado a los equipos de sonido, aquí nos limitamos a exponer muy superficialmente sus principios de funcionamiento.


En circuitos anteriores de este capítulo ya se han visto algunos controles de volumen, tanto en etapas transistorizadas como con circuitos integrados. Consisten en un potenciómetro logarítmi co que hace las funciones de divisor de tensión para la señal de audio aplicada al amplificador. La tensión de la señal de audio se toma entre el cursor del potenciómetro de volumen y masa, de forma que a cada posición del cursor la tensión presente entre éste y masa varía de valor siguiendo una ley logarítmica, que es la que sigue nuestro oído. El control de volumen en los amplificadores transistorizados no debe afectar ni a la corriente continua de colector ni a la corriente continua de base, es decir, debe afectar sólo a la c.a. de la señal de audio. Para ello debe disponerse un elemento aislante de la c.c. pero que no se oponga a las variaciones de amplitud de la señal de audio. Para ello nada mejor que un condensador. Efectivamente, en la figura 15.11 puede verse el esquema parcial de un amplificador transistorizado en el cual la señal de audio tomada del cursor del potenciómetro de volumen se aplica a la base del transistor amplificador a través de un condensador electrolítico. Dicho condensa dor bloquea la componente continua y deja pasar sólo la señal de baja frecuencia de audio, cuyo valor depende de la posición del cursor. La corriente continua de polarización de base es suministrada a través de la resistencia de base R. En la figura 15.12 se muestra otra forma de conexión del potenciómetro de volumen. Se trata de un acoplamiento resistencia-condensador en el que la segunda resistencia se ha sustituido por un potenciómetro logarítmico. Ambos circuitos quedan aislados, en lo que res pecta a las corrientes continuas, por el condensador C, el cual no se opone al paso de la c.a. de la señal de audio,

€>

15.11 Disposición del control de volumen en un amplificador transistorizado.

15.12 Otra forma de disponer el control de volumen en un amplificador de audio tansistorizado.

La señal de audio queda aplicada al potenciómetro y, por tanto, según la posición del cursor de éste, queda más o menos afectada la base del segundo transistor por la señal de audio, amplificándola más o menos. Para finalizar, diremos que el control de volumen no debe ser causa de ruido en el amplifica dor, lo cual suele suceder si éste se sitúa a la entrada del amplificador, ya que el ruido produci do por el control de volumen quedaría muy amplificado en las etapas siguientes y la relación señal/ruido será desfavorable. Por contra, un control de volumen situado en una etapa intermedia es posible que no ajuste la ganancia del amplificador a un nivel suficientemente bajo, debido a que las etapas previas anteriores pueden quedar excesivamente cargadas.

CONTROL DE TONO El control de tono (grave-agudo), se obtiene mediante la conexión en serie de un potencióme tro lineal (el tono no sigue una ley logarítmica com o sucede en el caso del volumen) y un con

285

TELEVISIÓN

densador de capacidad adecuada (unos 1.000 kí 2 para el potenciómetro y unos 12 nF para el condensador pueden ser valores adecuados). En la figura 15.13 se muestra el circuito más sencillo de control de tono. Cuando el cursor del potenciómetro se aproxima al terminal A, las altas frecuencias de la señal de audio pasan con más facilidad que las bajas frecuencias por el condensador C, por lo que los agudos quedan atenuados.

* Salida

C o n tro l de tono

15.13 Disposición del control de tono en un amplificador de audio transistorizado.

€)

-10-

Entrada o A B

SC

*1

1 T

„

Con el cursor cerca del terminal B el funcionamiento es normal, puesto que tanto las altas como las bajas frecuencias de audio encuentran dificultad en pasar por el potenciómetro. El control de tono de la figura anterior es muy simple, siendo utilizado en amplificadores de audio económicos. Para obtener un control de tono más eficaz, algunos fabricantes recurren a circuitos más complejos, como el que se muestra en la figura 15.14. En él el amplificador de corrección de tono posee un primer paso de respuesta plana, formado por los transistores T1 y T2 y un segundo paso constituido por T3, cuya respuesta se modifica mediante la regulación de los potenciómetros P, y P2. De esta forma se obtiene un aumento o disminución de las frecuen cias bajas con P, y un aumento o disminución de las frecuencias altas con P2. En posición cen tral de los potenciómetros de tono la respuesta es completamente plana.

286


Para finalizar, en la figura 15.15 se puede ver la forma de conectar los potenciómetros de tono y de volumen en un típico televisor transistorizado. Obsérvese que la señal de audio queda aplica da a ambos controles simultáneamente. Mientras uno regula su nivel de amplitud el otro atenúa más o menos las altas frecuencias de audio, regulándose asi el tono. Los cables utilizados para las conexiones están aquí apantallados, con el fin de evitar interferencias en la señal de audio.

100n¡ 100

II

Entrada

1

20 k Un.

n

*

Tono

r

20 n

I 15.15 Conexiones de los controles de tono y volumen en un televisor típico.

k

20 log.

200

n

►Salida

Volum en

DISIPADORES DE CALOR Como sabe el lector, el peor enemigo de los semiconductores, tanto si se trata de transistores como de integrados, es el calor, el cual puede llegar a destruirlos si se alcanzan temperaturas elevadas en las uniones. En el caso de las etapas de RF y de Fl el calor desarrollado en los semiconductores no tiene efecto sobre ellos, puesto que las corrientes que circulan por estos circuitos son de pequeño valor y, por lo tanto, no se alcanzan temperaturas extremas. En las etapas amplificadoras finales de audio el problema sí puede llegar a ser grave, ya que en éstas, al ser precisamente de potencia, se alcanzan temperaturas elevadas que ponen en serio peligro la vida de los transistores o del integrado. Con el fin de disipar el calor generado en estos componentes se les dota de disipadores tér micos. Cuanto mayor sea el calor desarrollado en un semiconductor más voluminoso debe ser el disipador utilizado. No entramos en este capítulo en el estudio de los disipadores térmicos, ya que ello es trata do con profundidad en otro tomo de esta obra, por lo que nos limitamos a hacer mención de esta necesidad imprescindible en el diseño y fabricación de etapas amplificadoras finales de audio, tanto si son transistorizadas como integradas.

ALTAVOZ El altavoz es el último elemento de las etapas de audio del televisor. En él se transforman las variaciones de la señal eléctrica de baja frecuencia de audio en ondas acústicas cuya frecuen cia y amplitud es fiel reflejo de la señal de audio. En la actualidad todos los televisores están dotados de altavoces del tipo dinámico, es decir, de altavoces cuyo elemento motor consiste en un imán permanente (normalmente de ferroxdure) rodeado de una bobina móvil por la que circula la señal eléctrica de audio. El campo magnético engendrado en la bobina por la señal de audio cambia de polaridad continuamente según el sentido y frecuencia de la corriente eléctrica que por ella circula, así como del valor de la amplitud de su intensidad. De acuerdo con lo expuesto, la bobina se mueve con más o menos rapidez según la fre cuencia y con mayor o menor desplazamiento según la amplitud de la señal, ya que se siente más o menos atraída y con más o menos velocidad por los polos del imán permanente.

287

La bobina del altavoz es solidaria a un cono (o diafragma) de material fibroso y liviano, el cual es el encargado de hacer mover la masa de aire que lo rodea, produciendo con ello las ondas acústicas. Hoy día es usual que los televisores incorporen más de un altavoz, sobre todo cuando son estereofónicos, tema este que es tratado en el tomo segundo de televisión de esta enciclope dia. En televisión monoaural es corriente el empleo de altavoces elípticos, como el que se mues tra en la figura 15.16, el cual es el resultado de la combinación de dos altavoces de diámetros diferentes (uno de graves y otro de agudos). Efectivamente, la frecuencia de resonancia de un altavoz depende del diámetro del diafrag ma, es decir, cuanto mayor sea el diámetro del cono, menor es la frecuencia de resonancia del altavoz y mejor reproduce las frecuencias bajas de audio. Inversamente, cuanto menor sea el diámetro del diafragma mejor reproduce el altavoz las altas frecuencias de audio. Así pues, el altavoz elíptico de la figura 15.16 equivale a dos altavoces: uno, de mayor diá metro, para los tonos graves, y otro, de menor diámetro, para los tonos agudos. Este tipo de altavoz no soluciona totalmente la reproducción de toda la gama de audio, ya que su respuesta a las notas graves es diferente. Sin embargo, es muy utilizado en los aparatos de tele visión económicos ya que permite situarlo en el frontal del mueble, al lado de la pantalla, encima o debajo de los mandos, ocupando un espacio reducido (al menos en sentido horizontal).

3 min

32,5 máx

15.16 Vista de alzado y perfil de un altavoz elíptico.

—j —5,3 máx —i33,5 máx!— I 61,5 máx


Puede considerarse el altavoz elíptico como una solución intermedia entre la utilización de un solo altavoz simple y la combinación de varios altavoces con respuesta para todas las frecuen cias de audio. Con el fin de obtener una buena distribución de la energía acústica, el altavoz elíptico se ins tala de modo que el diámetro mayor quede en posición vertical, lo cual, por otro lado, es la única forma posible de situarlo en el frontal de un televisor por los motivos ya apuntados anterior mente. El que en televisión se utilicen altavoces elípticos no es obligatorio ni se da esta circunstan cia en todos los receptores, ya que en receptores de gama alta se utilizan altavoces circulares de dimensiones medias situados en uno de los laterales del mueble, e incluso separados de éste en cajas acústicas propias. En estos casos se utilizan altavoces de tonos medios, es decir, con unas dimensiones del diafragma que son un compromiso entre los grandes diámetros de los altavoces para graves y los pequeños diámetros de los altavoces de agudos, o cajas acústicas con dos o más vías de altavoces (agudos, medios y graves). En lo que respecta a la impedancia de los altavoces para televisión, ésta suele ser de 8 Q, tal y como se ha visto en varios de los esquemas de este capítulo. Finalmente diremos que la potencia del altavoz ha de estar de acuerdo con la suministrada por el amplificador. Así, la potencia admisible de un altavoz es el valor máximo de potencia que puede aplicársele durante un corto intervalo de tiempo sin que éste se deteriore, y potencia de régimen es la potencia máxima que puede aplicarse a un altavoz de forma continuada. Si en el diseño del amplificador no se tienen en cuenta estas dos magnitudes, y se utiliza un altavoz de potencia admisible y/o de régimen insuficiente para el amplificador utilizado, se corre peligro de destruirlo.

289

TELEVISIÓN TE LE V IS IÓ N

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-e,,.

16.2 Deco<11ficador PAL trans,stor,zado

Decodificador PAL

INTRODUCCIÓN De los tres sistemas existentes de televisión en color el PAL es el utilizado en prácticamente todos los países europeos, incluido España, salvo Francia y países de su influencia en los que se utiliza el sistema SECAM. Se trata de un sistema perfeccionado del NTSC norteamericano. El sistema PAL adopta un retardo igual al tiempo de exploración de una línea, en el canal de crominancia, o memoria PAL, mediante el cual se mejora sustancialmente la codificación, tole rando márgenes más amplios de errores de diferencia de fase, al realizar en el mismo conjunto de decodificación el promedio de información de color contenida en dos líneas sucesivas. Este sistema PAL con línea de retardo, recibe el nombre de PALd, el cual se diferencia del PALs en que en este último el promedio de información de color contenido en una parte amplia de la escena coloreada es realizada por el ojo del observador. En la recepción, a diferencia de los sistemas NTSC y PALs, en el PALd se separan las seña les {R - V) y (A - V) antes de la demodulación. Recordemos que la señal R corresponde al rojo, la A al azul y la Y a la de luminancia. La operación se realiza en un circuito de matrizado que combina la señal retardada y la direc ta a la salida de una línea de retardo.

CIRCUITO DECODIFICADOR PAL En la figura 16.1 se ha dibujado el diagrama de bloques de un decodificador PALd, el cual cons ta de las siguientes partes: • Un amplificador de crominancia, con línea de retardo del tipo DL. A este amplificador se le aplica la señal de vídeo procedente del demodulador de vídeo. • Un conmutador de líneas alternadas, mandado por un multivibrador biestable, en el canal correspondiente a la señal de crominancia ( R- Y) , a la salida del circuito de matrizado de la línea de retardo. • Dos amplificadores de crominancia, intercalados en los canales (A - V) y (R - V). • Un demodulador síncrono para cada canal (A - Y) y (R - Y). • Un amplificador compuerta de salva (burst), que alimenta el control automático de color y el detector de fase de salva. • Un oscilador de subportadora de color equipado con un cristal de cuarzo y un control de reactancia, por medio del cual se mantiene la señal de la subportadora en la relación correcta de fase y frecuencia. • Un circuito de identificación de color, seguido por el circuito de supresión de color. • Un circuito de matrizado donde se obtienen las tres señales (A - V), (V - V) y (R - Y), al que le siguen los amplificadores de diferencia de color. Veamos en líneas generales, y con ayuda del esquema de bloques de la figura 16.1, el fun cionamiento del decodificador PAL.

16.1 Diagrama de bloques de un decodificador PAL.

TELEVISIÓN

¿¿¿

Gl

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292 2 92 1

1

-1 1

--

~

DECODIFICADOR PAL

La señal, tomada del demodulador de vídeo, primero se amplifica y luego pasa por una línea de retardo ultrasónica del tipo DL. Mediante sustracción y adición de la señal directa con la retardada, se obtienen las com po nentes de crominancia o señales de diferencia de color (A - Y] y (fí - Y). En este punto, las dos señales de diferencia de color aparecen ya separadas en dos cana les diferentes, pero la señal diferencia (R - Y), debido a la técnica de transmisión de las señales en el sistema PAL, aparece con fase alternada en cada línea. Así pues, el paso siguiente en este canal reproduce la señal ( R - Y ) simultáneamente con fases opuestas y se efectúa una conmu tación que selecciona para cada línea la señal diferencia [R - V) en fase correcta. La operación ia realiza un doblador de fase seguido de un conmutador electrónico controla do por un tren de impulsos cuya frecuencia es justo la mitad de la frecuencia de línea. A continuación las dos señales (R - Y) y (A - Y) se amplifican una vez más y se demodulan, pasando a un circuito que las matriza, obteniéndose en la salida de éste las señales de diferencia de color (R - Y), (A - Y) y (V - V). Éstas pasan a los amplificadores de diferencia de color donde obtienen la señal con amplitud suficiente para gobernar las rejas del tubo de rayos catódicos. Para el diseño de la etapa de crominancia lo más sencillo es situar el conmutador electróni co en el canal de crominancia, después de la línea de retardo. Efectivamente, la señal de crominancia es en ese punto de pequeña amplitud y la impedan cia de entrada de la etapa amplificadora que le sigue es elevada, lo que permite el funciona miento de los diodos con bajas tensiones y pequeñas intensidades de corriente; de esta forma, el multivibrador biestable debe suministrar poca potencia y puede estar equipado con diodos pequeños. Si se conmutase a nivel del demodulador, las tensiones alcanzarían el orden de los 30 V y las corrientes de algunos miliamperios, necesitándose diodos más potentes. En lo que respecta al oscilador de la subportadora de color diremos que su frecuencia de oscilación es de 4,43 MHz, según establece las normas CCIR. La componente (A - Y) se desfasa 90° antes de la demodulación. La salva de color se toma de la salida del amplificador de crominancia y se aplica a la entrada de un amplificador compuerta que sólo deja pasar dicha señal. A continuación se aplica a un detec tor para el control automático de croma (CAC), el cual controla la ganancia del amplificador de cro minancia, y a un detector de fase de salva que controla la fase y la frecuencia del oscilador local. El CAC mantiene constante la amplitud de la señal a la salida del amplificador de salva por medio de un potenciómetro de control de saturación. La señal de identificación se obtiene también de la señal de fase de salva. Esta señal es ampli ficada y aplicada al multivibrador biestable mediante un circuito puerta. Este circuito es controlado por un detector que compara la fase de la señal de identificación con la del multivibrador biestable. Si la fase es correcta, la puerta no es conductora, de forma que el ruido no puede perturbarla. En ausencia de señal de color el detector de fase no da señal, y así el circuito puerta permane ce conductor. En esta circunstancia, el circuito monocromator o de ausencia de color es activado y los amplificadores de crominancia que preceden a los demoduladores quedan cortocircuitados. Como se puede observar en el diagrama de bloques de la figura 16.1, el amplificador de compuerta de salva, ei circuito identificador y supresor de color y el multivibrador biestable son gobernados por los impulsos de frecuencia de línea.

DECODIFICADOR PAL TRANSISTORIZADO Aunque actualmente se fabrican excelentes decodificadores PAL integrados y han dejado de dise ñarse receptores de televisión en color con decodificadores PAL transistorizados, resulta muy didácti co el estudio del codificador PAL transistorizado, ya que esto permite conocer mejor el funcionamien to de los receptores de televisión en color por el sistema PAL. Por este motivo, a continuación, se estu dia un decodificador PAL transistorizado, para finalizar el capítulo con la exposición de uno integrado. En la figura 16.2 (véase desplegable) puede verse el esquema completo del decodificador PAL transistorizado. Se trata de un circuito muy complejo por lo que para un buen estudio del mismo lo mejor es descomponerlo en partes.

293

TELEVISIÓN

En este esquema se han indicado los diversos circuitos de que consta el decodificador, es decir, el circuito de arrastre de color, el amplificador de croma, la línea de retardo DL, el conm u tador, los amplificadores (R - Y) y (A - Y), el demodulador, el circuito puerta de salva, el oscila dor de subportadora y el biestable. A continuación se estudia por separado el funcionamiento de cada uno de estos circuitos.

CIRCUITO DE ARRASTRE DE COLOR La señal, procedente del demodulador de vídeo se aplica, en primer lugar, al circuito de arras tre de color (figura 16.3). El diodo D14 actúa como una resistencia controlada para asegurar un grado de saturación constante en las diferentes posiciones del potenciómetro de contraste. Con el potenciómetro f í 162 se ajusta la polarización del diodo y la tensión procedente del con densador C226, el cual depende de la posición del potenciómetro de contraste, y regula la resis tencia en sentido de paso del diodo D14 para mantener una saturación constante. Durante el retroceso de línea se aplica al diodo D14 un impulso a través de 7?156. Este impul so bloquea al diodo y deja la salva en máxima amplitud.

DEL D E M O D U LA D O R D E VÍDEO

+220

Vo

| | --------

AL A M P L IF IC A D O R D E CROM A

[

16.3 Circuito de arrastre de color.

AMPLIFICADOR DE CROMA Y CAC La señal, procedente del demodulador de vídeo, llega a los transistores T19 y T20 (figura 16.4), montados en emisor común. Al colector de T20 llegan los impulsos de línea conformados por el diodo D I 3. Estos impul sos provocan el bloqueo del diodo D18, al mismo tiempo que provocan el paso a conducción del transistor 727. Además, la señal no pasa hacia la línea de retardo durante la presencia de los impulsos de línea.

294

DECODIFICADOR PAL

IMPULSOS DE LÍNEA

16.4 Amplificador de croma. Al mismo tiempo, cambia la resistencia fí205, de 100 Q, por la f í l96, de 680 Q (véase esque ma de la figura 16.2), con lo cual se obtiene una mayor amplificación de la salva de color. El transistor T21, que sólo amplifica durante la presencia de los impulsos de línea, tiene como carga de colector un circuito resonante Z-27C142. La señal de salva de color, amplificada por 727 (puerta de salva) se aplica al comparador de fase (Figs. 16.2 y 16.4). Por otro lado, la señal de salva se rectifica en el diodo D76, cargando más o menos negativa mente el condensador electrolítico C 136 (figura 16.4), según la mayor o menor amplitud de esta señal. El funcionamiento del CAC es como sigue: Cuando no hay señal de salva, el transistor T19 queda polarizado por el divisor de tensión formado por las resistencia f í 164, f l 166 y f í 168. El cáto do del diodo D15 está conectado al emisor de 179 y su ánodo recibe un potencial de algunos voltios negativos más que su cátodo. Cuando está presente la señal de salva, la tensión en el condensador C 136 se hace más nega tiva, siendo tanto mayor cuanto mayor sea la amplitud de la señal de salva. Esto reduce la pola rización de base del transistor T 19, con lo que disminuye su corriente de emisor y, por tanto, ésta se hace más negativa, de forma que a partir de cierto valor de la tensión de emisor la resis tencia directa del diodo D15 disminuye al aumentar la salva y deriva parte de la señal de cromi nancia de la base de 779 a masa, a través de los condensadores C ,27 y C 132. Mediante el potenciómetro Rrn (figura 16.4) se puede variar la amplitud de la señal de salva en el colector del transistor 727 y, de esta forma, controlar la saturación.

LÍNEA DE RETARDO La línea de retardo (delay Une) es el elemento principal del sistema PAL. Es la que establece la característica de funcionamiento propia del sistema.

295

TELEVISIÓN

3 7 m áx

[ "tí 4 ? ^3 ^4

2 8 .5 m á x

7.5 \ m áx

16.5 Dimensiones de las lineas de retardo de la firma Philips.

En la figura 16.5 se ha dibujado la cápsula de una línea de retardo de la firma P h il ip s , con indicación de sus dimensiones en milímetros. Se fabrican para los diferentes sistemas y normas, según la tabla que se expone a conti nuación para algunas de ellas.

Características f /fillftr .

Tipo !ílj¡

DL63

DL680

DL701

DL711

Aplicación

CTV

VLP

C7VA/CR

VCR

Sistema

PAL-Brasil

PAL

PAL-Europa

PAL-Europa

Frecuencia nominal (MHz)

3,575611

7,500000

4,433619

4,433619

Ancho de banda a -3 d B (MHz)

2,8 a 4,5

5,5 a 8,5

3,43 a 5,23

3,03 a 5,43

Tiempo de retardo de fase (ns)

63.486 ± 5

64.400 ± 50

63.943 ± 5

63.935 ± 5

Tabla 16.1 Características de las líneas de retardo de las series DL50 y DL60 de la firma Philips.

En la figura 16.6 se ha dibujado el esquema de conexiones de estas líneas de retardo. Los valores de las resistencias, condensadores y bobinas que figuran en este esquema difieren según la línea de retardo utilizada, por lo que deberán consultarse los datos facilitados por el fabricante según el tipo que se desee utilizar.

16.6 Esquema de conexiones de una linea de retardo.

296

DECODIFICADOR PAL

Veamos ahora el funcionamiento de una línea de retardo. Según se indica en el diagrama de bloques de la figura 16.1, la separación de las señales (R - Y) y (R - Y] de la señal de croma se obtiene por adición y sustracción de las señales retardada, a la salida de la línea de retardo, y directa procedente del amplificador de croma. Para comprender el proceso se debe recurrir a las ecuaciones derivadas de la adición y sus tracción, las cuales se desarrollan a partir de la matriz en la línea de retardo de la figura 16.7.

ENTRADA o

(U

m u

16.7 Matriz de la línea de retardo en la que separan las componentes (R —Y) y(A —Y) de la señal de Fl de croma. En esta matriz se separan las componentes (R - Y) y (A - Y) de la señal de Fl de crominancia. En el circuito de la figura 16.7 la señal de entrada en la matriz con línea de retardo es Ven(r, y para un periodo de línea determinado puede escribirse:

i

(Kentrli = ^(A-Y) + ^(R-Y) siendo (Veotr)n la tensión aplicada a la entrada durante el período de barrido de la línea n, \/(A_y) la componente (A - Y) de la señal de Fl de crominancia y t/(rvY| la componente (R - Y) de la señal de Fl de crominancia. En la línea siguiente (n + I), se tiene, por tanto, (K s w )n + 1 =

^ ¡A -Y ) ~ i

^ (R - Y )

Llamando y al factor de atenuación de la línea, y considerando que entre la tensión de entra da y la de salida existe una inversión de fase propia del sistema PAL, la tensión en la salida de la línea vendrá dada por la igualdad: \/sal = - y• Ventr La tensión en la resistencia fí L1 (figura 16.7), en el instante en que se recibe la línea n + 1, es:

(vU h, = 0 U + 0U » i Y la tensión en R v (tensión de la línea anterior n):

297

El signo menos procede de la Inversión de fase entre la señal de entrada y la de salida. La tensión en la resistencia fív, al recibirse la línea n + 1, es: O U u, = B donde B es la relación entre la tensión presente en la resistencia variable R,, y la tensión en la entrada de la linea de retardo. Sustituyendo estas dos igualdades en la ecuación anterior se tiene:

| - ( O n + B ( V U +1 de donde se deduce que:

(ViL, =- y - (V v, + K - V+

-yVp.vP

Ajustando fív de forma que la relación B sea igual a y/2, la tensión en fíL1 valdrá:

(^rvV,. i ~ ~y Kr-y) es decir, la tensión en Rt , está formada por la componente ( R- Y) de la señal de Fl de crominancia. De la misma forma, la tensión en la resistencia R,2 (figura 16.7), se expresa por la igualdad:

(VL, =(^)n+ y en R.¿ se tiene:

(^)„ =-(VR,)n=4-('/^n Tomando un sentido de referencia para las tensiones:

y

OUhI=8- / V

yP = yv (A. Y)

Puesto que para realizar este proceso de matrizado en la línea de retardo, las tensiones de entrada y salida deben estar en oposición de fase (o en concordancia de fase), el tiempo de retardo de la línea debe ser un número entero de semiciclos de la subportadora. Este factor tiene influencia en la elección del tiempo de retardo para la línea DL. En el esquema de la figura 16.2 puede verse la situación de la línea de retardo. En él la señal de Fl de crominancia, con las dos componentes {R - Y) y (A - Y) se aplica a la entrada de la línea de retardo a través del diodo D I 8, y en las resistencias ñ 2.0 y ñ í20 aparecen las dos seña les {R - Y) y (A - / ) , respectivamente, que se aplican a las bases de los transistores T25 y T23. Mediante el potenciómetro de ajuste R206 se ajusta la relación B entre la tensión existente entre los terminales extremos de dicho potenciómetro y la tensión de entrada en la linea de retar do, es decir, el potenciómetro R2QB de la figura 16.2 es el mismo que hemos indicado mediante fív en la figura 16.7. Para finalizar diremos que la matriz expuesta corresponde a los circuitos sumador y sustrac ción de la figura 16.1.

DECODIFICADOR PAL

C IR C U ITO DE C O N M U TA C IÓ N PARA R - Y En el diagrama de bloques de la figura 16.1 se tiene que la salida (A -Y) de la línea de retardo se conecta directamente al amplificador de croma i/\ - Y), lo cual queda confirmado en el esque ma de la figura 16.2 en el que se puede observar cómo dicha señal se aplica a la base del tran sistor 723, que es el amplificador (A - Y), a través del condensador C138. La señal ( R - Y ) debe someterse, sin embargo, a un proceso de inversión de fase y al paso por un conmutador gobernado por un multivlbrador biestable, tal como se aprecia en el diagra ma de bloques de la figura 16.1 y como se verá al estudiar el circuito sobre el esquema de la figura 16.2. Efectivamente, la señal (R - Y), procedente de la línea de retardo, se aplica a la base del tran sistor Inversor de fase 725. Lógicamente en el colector y el emisor de este transistor se obtiene la misma señal (R - Y ) pero con las fases invertidas, es decir, que si en el colector la señal es positiva en el emisor será negativa y viceversa. Las señales presentes en el colector y el emisor de 725, invertidas en fase, se aplican, a tra vés de los condensadores C 1i16a y C t46b al conmutador electrónico formado por los diodos D25 y D26 (véanse las figuras 16.2 y 16.8). Este conmutador electrónico está controlado por una tensión en onda cuadrada de frecuen cia igual a la mitad de la de línea, y que es proporcionada por un multivibrador biestable gober nado por los impulsos de frecuencia de línea que se pueden ver en la parte inferior del esque ma de la figura 16.2. En la salida del conmutador, la señal [ R - Y ) se encuentra en fase correcta y puede aplicar se a la base del transistor amplificador [ R - Y ) (transistor T29 de la figura 16.2). La necesidad de este conm utador electrónico se debe a que en el sistema PAL la señal [ R - Y ) se invierte en fase de líneas consecutivas, y tal inversión está presente en la salida del circuito matriz de la línea de retardo (circuito de sustracción de las figuras 16.1 y 16.7). Para obtener una señal (R - Y ) con fase constante, es preciso utilizar un circuito conmutador forma do por un inversor de fase (transistor 725 junto con los diodos D25 y D26). El funcionamiento del circuito de la figura 16.8 es como sigue: Unos impulsos de tensión en forma de onda cuadrada, cuya frecuencia es igual a la mitad de la frecuencia de línea, se aplica a las resistencias ñ 215 y ñ 216, haciendo que los diodos conduzcan alternativamente. Durante la conducción de D25 la señal de croma presente en el colector de 725 pasa al amplificador [R - Y), mientras que cuando conduce D26 es la señal presente en el emisor de 725 la que pasa hacia el amplificador.

B IESTABLE

16.8 Circuito inversor de fase y conmutador electrónico en la linea (R-Y).

299

TELEVISIÓN

Dado que la fase R - Y se invierte continuamente en cada línea, los diodos cancelan esta inversión de fase, ya que en el punto de salida del circuito conmutador se obtiene siempre la fase correcta. Para que el circuito conmutador funcione correctamente se requieren dos condiciones: 1,° La onda cuadrada de corriente a través del diodo que conduce debe ser mayor que la mitad de la amplitud entre dos picos de la comente de la señal de crominancia R - Y e n dicho diodo. 2.° La caída de tensión en ñ 215 y fí216 debe ser suficientemente alta, con el fin de evitar que el otro diodo se haga conductor durante los picos de la señal de croma. La onda cuadrada de corriente a través del circuito de conmutación tiene una amplitud de 1,2 mA, lo cual proporciona una tensión de polarización de 3,5 V para cada diodo, suficiente para manejar una señal máxima de (R - Y) de 1,7 V de pico a pico. El valor de pico a pico de la corriente de la señal de croma que circula a través de los dio dos es de 1,2 mA como máximo, o sea que la primera condición también se cumple. Las pérdidas de inversión del circuito conmutador dependen muy poco de la corriente de polarización directa, siempre y cuando esta corriente sea mayor que media alternancia de la amplitud máxima de la señal de croma. Cuando esta corriente de polarización es inferior a este valor, se observa una distorsión no lineal en la onda de salida, y las pérdidas de inserción cre cen rápidamente. Si la corriente de polarización es sólo marginalmente suficiente, puede suceder que la com ponente (R - Y ) decrezca con relación a la componente (A - Y) cuando se incrementa el con traste de la imagen. Esto origina un desplazamiento de color, especialmente en los tonos de la piel, que son más sensibles. Por lo tanto, es aconsejable tener un margen en la corriente de polarización de un 20 %.

DETECTO R DE FASE DE SALVA Siguiendo el esquema de bloques de la figura 16.1, se puede apreciar en él, que al detector de fase de salva se le aplica la señal procedente del amplificador de puerta de salva y la señal pro cedente del oscilador de subportadora de color local. La señal de salida se aplica al circuito identificador de color y al oscilador de subportadora de color, después de pasar por un filtro paso bajo y por el transistor de reactancia. En el esquema de la figura 16.2 se identifica el detector de fase de salva (comparador de fase), conectado a la salida del circuito de puerta de salva. Recordemos que la señal de salva se obtiene en el cátodo del diodo de borrado D18. Mediante un impulso procedente del circuito de barrido horizontal, dicho diodo queda bloquea do durante el período de borrado y la señal de salva queda aplicada al transistor amplificador de puerta de salva T21 (a través de C l32), el cual la amplifica (figura 16.4). La salida de este amplificador se aplica por un lado al detector del CAC y, por otro, al detec tor de fase de salva. El detector de fase de salva consiste en un discriminador formado por un par de diodos (D19 y D20 de las figuras 16.2 y 16.9). En este circuito se compara la fase de salva con la fase del oscilador local de la subporta dora de color, proporcionando una tensión de salida cuyo valor tendrá uno u otro sentido, según sea el desfase, y cero cuando el desfase entre ambas señales es nulo. Se trata de un circuito discriminador en el que la tensión obtenida en el punto de unión f í l91f í 192 se aplica a un filtro paso bajo RC, formado por la resistencia fí224 y el condensador C147, con el fin de alisar los picos de tensión obtenidos (figura 16.2). Dicha tensión, una vez filtrada, ya está en condiciones de ser aplicada a un transistor de reactancia, o a un diodo de capacidad varia ble, para el ajuste de frecuencia del oscilador de la subportadora, que debe ser en la norma CCIR de 4.433.619 Hz exactamente.

300

DECODIFICADOR PAL

DEL OSCILADOR

16.9 Circuito detector de fase de salva.

Por otro lado, la tensión obtenida en el punto de unión de las resistencias fí20Ba y ñ 2C8b se aplica al circuito de identificación de color, el cual se estudia en un apartado posterior de este mismo capítulo.

O SCILADOR DE LA SUBPO RTADO RA DE CO LO R En el oscilador de la subportadora de color se genera la frecuencia de 4.433.619 Hz goberna da en fase y frecuencia por el detector de salva descrito en el parágrafo anterior. En televisión en color no se utilizan osciladores tipo Hartley o Colpitts porque se precisa una estabilidad muy elevada, sin ninguna desviación de frecuencia. Basta con ver la exigencia de generar una señal de, exactamente, 4.433.619 Hz. Por el motivo apuntado, en televisión en color se utilizan osciladores de cristal, los cuales son idóneos, por sus características de funcionamiento, para obtener la estabilidad de frecuencia deseada. Efectivamente, los cristales piezoeléctricos poseen un factor O elevado, lo cual quiere decir que están sintonizados agudamente y poseen, por tanto, una respuesta de frecuencia estrecha. Un oscilador de cristal mantiene un control muy constante de la amplitud y de la frecuencia de la señal. Los cristales se cortan para una frecuencia específica bien determinada, sin variación algu na, por lo que en el mercado pueden adquirirse cristales especialmente fabricados para pro porcionar la frecuencia de 4.433.619 Hz, utilizada como subportadora de color en el sistema PAL. Un segundo factor que inclina la balanza a favor de los osciladores de cristal es el hecho de que la señal de sincronismo de color tiene muy poco tiempo para el gobierno del oscilador local, por lo que éste funciona la mayor parte del tiempo sin control alguno. Efectivamente, en la norma CCIR el periodo de línea es de 52 ps y el Intervalo de borrado dura tan sólo 12 ps. Durante este intervalo de borrado, en el cual se emite un impulso de sin cronismo de línea, se emiten también, en el pedestal posterior, los impulsos de salva de color (burst), utilizados para el sincronismo del oscilador local. Dicha salva de color dura sólo una frac ción del tiempo utilizado en el intervalo de borrado (unos 2,5 ps). Como consecuencia de lo expuesto, el oscilador de la subportadora de color es gobernado tan sólo 2,5 ps, quedando un total de, aproximadamente, 60 ps durante los cuales el oscilador

301

TELEVISIÓN

funciona libremente, sin control alguno, por lo que debe exlgírsele que durante este tiempo la amplitud y la frecuencia de la señal generada se mantenga en valores constantes. Los circuitos osciladores de la subportadora de color, utilizados en los receptores de televi sión, son muy similares entre sí, encontrándose la mayoría de variaciones entre el oscilador pro piamente dicho y el demodulador. Para que el oscilador de cristal funcione de forma que de él se obtenga una señal de igual frecuencia y fase que la de la señal de sincronismo emitida por la emisora, no es suficiente que el oscilador se diseñe con precisión, ya que aunque así fuera, resulta prácticamente imposible que coincidan las fases de las dos señales. Para lograr este sincronismo de fase y frecuencia es necesario com parar la frecuencia generada en el oscilador de la subportadora de croma con la de sincronismo de color de entrada, lo cual se lleva a cabo en el circuito detector de fase de salva estudiado en el apar tado anterior. En la figura 16.10 se ha dibujado el esquema de un oscilador de cristal transistorizado, cuya frecuencia de oscilación, de 4.433.619 Hz, viene dada por el cristal que excita la base del transistor. En el colector del transistor se ha dispuesto un circuito resonante LC paralelo, sintonizado a 4.433.619 Hz. Para el funcionamiento de este circuito es preciso efectuar una realimentación (no dibujada en el esquema) desde el colector a la base del transistor. Esto se lleva a cabo a partir del cir cuito separador, detector de fase y circuito de reactancia.

D E L C IR C U ITO D E REAC TAN CIA

16.10 Oscilador transistorizado con cristal piezoeléctrico utilizado para generar la subportadora de croma.

ETAPA DE REACTANCIA El circuito de reactancia se encuentra en paralelo con el cristal, es parte del circuito de reali mentación y tiene por misión modificar el valor de la frecuencia de oscilación del oscilador local de la subportadora de color. Este circuito de realimentación determina, por tanto, la fase y la frecuencia de la señal de 4.433.619 Hz generada en el oscilador. Si cambia el valor del circuito de reactancia, la fase y la frecuencia de la señal generada en el oscilador cambian también.

302

DECODIFICADOR PAL

El control para el circuito de reactancia se obtiene por comparación de la fase de sincronis mo de color de entrada, de 4.433.619 Hz, con la señal de realimentación (también de 4.433.619 Hz) de la etapa separadora, la cual puede ser nula, positiva o negativa, tal como se estudia más adelante. Si la tensión de control a la salida del detector de fase de salva es nula, significa que ambas frecuencias están sincronizadas en fase. Si la tensión de control es positiva o negativa ello indi ca que existe un desfase entre ambas señales. En estos casos el circuito de reactancia actúa como un condensador a través del cristal piezoeléctrico, modificando la frecuencia generada por el oscilador. Efectivamente, dado que el cristal actúa como un circuito resonante, al variar la capacidad del circuito de reactancia (en paralelo con el cristal) varía la frecuencia de resonancia, estabili zándose el circuito a la frecuencia y fase correcta de la señal de sincronismo de color. En el esquema de la figura 16.11 se ha dibujado un circuito oscilador de la subportadora de croma en el cual, en vez de utilizar un transistor de reactancia para el ajuste del oscilador local, se utiliza un diodo de capacidad variable D27.

DEL DE TEC TO R D E FASE D E SALVA

16.11 Circuito oscilador de la subportadora de color con diodo de capacidad variable.

En este circuito el filtro paso bajo formado por F?224- C l47 alisa la tensión de salida del detec tor de fase de salva. Dicha tensión de control se aplica al diodo de capacidad variable D27. el cual varía su capacidad según la tensión inversa aplicada entre sus electrodos. Este diodo cons tituye, por tanto, el condensador de sintonía en serie para el cristal de cuarzo de 4.433.619 Hz y determina la frecuencia del oscilador. La bobina en paralelo L.¿8 reduce el exceso de capacidad del diodo para la polarización aplicada. Cualquier dispersión de la frecuencia de oscilación, determinada por los componentes, puede ser absorbida ajustando la bobina L2Ü. La base del transistor oscilador T27 está parcialmente desacoplada por el condensador C 15g) lo cual hace que el oscilador resulte menos sensible a la dispersión del transistor. En la figura 16.12 puede verse el esquema de otro circuito de reactancia, el cual utiliza un FET (transistor TI).

303

Si la frecuencia del oscilador se desplaza queda fuera de fase con la de la señal de sincro nismo de croma. En esta circunstancia se genera en el detector de fase de salva una tensión de corrección que se aplica a la puerta del transistor 77 de la figura 16.12. El FET pasa a conducir y el condensador C4 se conecta momentáneamente al cristal del oscilador, modificando éste su frecuencia de oscilación hasta que se sincroniza con la frecuencia de las señales de sincronis mo de color. En este instante la tensión de corrección pasa a ser nula, el FET se bloquea, y el condensador Cf queda desconectado del circuito oscilante. La proporción de capacidad conectada varía según la tensión de corrección aplicada a la etapa de reactancia. Lógicamente, el circuito está diseñado de forma que la frecuencia de oscilación del oscila dor de la subportadora de color sea exactamente de 4.433.619 Hz cuando la tensión de corrección sea nula, es decir, cuando esta frecuencia esté correctamente en fase con la de la señal de sincronismo de color. Un factor que determina esto último es la polarización del sur tidor del FET. El circuito de reactancia de la figura 16.10 está formado por el FET (de canal N), el cual está gobernado por la tensión de corrección aplicada a su puerta y procedente del detector de fase de salva. El potenciómetro fí5 es el de control de reactancia, el cual polariza adecuadamente a este transistor para que la frecuencia del oscilador sea la adecuada cuando a la puerta de 77 la tensión de corrección es nula. El transistor 77 actúa como una reactancia capacitiva variable en el cristal del oscilador.

16.12 Etapa de reactancia con FET.

CIRCUITO DE IDENTIFICACIÓN DE COLOR El circuito de identificación de color tiene por finalidad asegurar una buena inmunidad contra rui dos. Esto se consigue mediante un circuito resonante combinado con un circuito compuerta, el cual bloquea el canal de croa cuando éste no es necesario. En la figura 16.2 se puede ver la situación del circuito de identificación de color en el con junto del decodificador, y en la figura 16.13 el mismo circuito aislado del resto.

DECODIFICADOR PAL

El funcionamiento del circuito es como sigue: La señal de identificación, disponible en el detector de fase de salva en el punto de unión de fí208a con f?208b (figura 16.9), es una onda cua drada cuya frecuencia de impulsos es igual a la mitad de la frecuencia de línea. Esta señal se aplica a la base del transistor 722, el cual la amplifica. La carga de este transistor es el circuito resonante LC form ado por la bobina L59 y los condensadores C 144 y C 14S. Este circuito resonante está sintonizado a media frecuencia de línea. Con este circuito resonante se obtiene un mejor filtrado de componentes de ruido indesea bles, y promueve una conveniente operación de identificación y monocromación, incluso para señales de crominancia mezcladas con fuerte ruido. La tensión generada en el circuito resonante LC es senoidal, y se utiliza para formar una nueva señal de identificación, con un bajo nivel de ruido y tiempo preciso, provocando una rela ción alternada de los impulsos de línea. La señal es tratada como sigue: La tensión senoidal obtenida en el circuito resonante del colector de 722 se aplica a la base del transistor T24 a través del condensador C260, con una fase tal que las crestas de la onda senoidal coinciden con los impulsos de retroceso de línea aplicados a través de la resistencia f í l72 (figura 16.13).

16.13 Circuito de identificación de color.

Los impulsos de retroceso de línea, que están sobre las crestas positivas de la onda senoi dal, ponen en conducción al transistor 724, de modo que en su colector se obtienen impulsos negativos a media frecuencia de línea. Estos impulsos se aplican, a través del condensador C154, al multivibrador biestable (figuras16.2 y 16.13), de forma que la fase de onda cuadrada generada por éste quede determina da por los impulsos de identificación. Al ser recomendable que el circuito de identificación no opere cuando la onda generada por el multivibrador se halla en la fase correcta, se emplea un comparador de fase formado por los diodos D21 y D22, en el cual se compara la fase de la señal de identificación con la del multivi brador biestable. Una vez que la fase es correcta, aparece una tensión negativa (producto de la comparación) en el punto de unión de las resistencia f í 176 y f í l77. Esta tensión bloquea el transistor T24 y hace que el multivibrador resulte inmune al ruido.

305

Cuando se reciben señales de televisión en blanco y negro, es decir, sin señal de burst, el transistor T24 amplifica todos los impulsos de retroceso de línea que llegan a su base. Estos impulsos excitan al biestable y lo desvían siempre hacia el mismo lado, con lo cual no se gene ran en él impulsos de tensión. Por otro lado, el diodo D24 tiene por finalidad rectificar los impulsos obtenidos en el colector de T24, cargando al condensador C 160 con una tensión negativa lo suficientemente elevada para bloquear los transistores amplificadores de {fí - Y) y (4 - Y), es decir, los transistores T23 y T29 de la figura 16.2, con lo cual se obtiene un circuito monocromático (killer) cuando no se reciben las señales de televisión en color. Si hay señal de salva, pero ésta no es correcta, entonces la tensión suministrada por el com parador de fase en el punto de unión de fí , 76 con R ]?r (figura 16.13) desbloquea al transistor T24 y lo hace funcionar como amplificador solamente para los impulsos que coinciden con las cres tas de la onda senoidal. Estos impulsos, a media frecuencia de línea, ponen el multivibrador en fase correcta, con lo que el transistor T24 se bloquea de nuevo por el comparador y el multivi brador sigue funcionando en fase correcta por tiempo indefinido. En resumen, la señal obtenida en el identificador tiene por finalidad poner en fase correcta al multivibrador. Una vez realizado el «enganche» no se precisa más la presencia de la señal de identificación. Además, su permanencia es perjudicial, ya que abre un camino a la posible intro ducción de ruido en el ataque asimétrico del multivibrador. Al objeto de suprimir esta señal de identificación una vez obtenido el «enganche», es por lo que se dispone el detector de fase equi librado formado por los diodos D21 y D23. Mediante este circuito se consigue un funcionamiento muy seguro del circuito de identifica ción, aún en el caso de recepción de señales de croma con mucho ruido.

CIRCUITO BIESTABLE El circuito biestable controla al conmutador (R - Y), de forma que esta señal esté siempre en la misma fase a la salida del conmutador para poderla aplicar al amplificador de crominancia. Sobre el funcionamiento de este conmutador ya tratamos en un apartado anterior, por lo que ahora nos limitaremos al estudio del multivibrador. Se ha dicho que para el correcto funcionamiento del conmutador se necesitan unos impul sos rectangulares aplicados al punto de unión de fí215 con f l216 (figuras 16.2 y 16.8), los cuales son proporcionados por el circuito multivibrador de la figura 16.14, cuya frecuencia es la mitad de la frecuencia de línea y es puesto en «enganche» con las líneas mediante el impulso que le suministra el circuito identificador de color. Como se sabe, los circuitos biestables adoptan dos posiciones de reposo entre las que alter na durante su funcionamiento. En la figura 16.14 se ha dibujado el esquema de un circuito bies table utilizado en televisión en color sistema PAL. Se trata de dos transistores (T26 y T31) que alternan su estado de conducción y reposo. Cuando se aplica una señal procedente del identificador a la base de 726, este transistor pasa a conducir y el 737 se bloquea. Para el funcionamiento del circuito, y como es normal en esta clase de multivibradores, el colec tor del transistor T26 se acopla a la base del 73 7 y el colector de 73 7 a la base de 726 (figura 16.14). Las capacidades C l63 y C 153, en derivación con las resistencias fí2S0 y fí229 respectivamente, tienen por finalidad transferir los flancos inclinados de los impulsos de conmutación. La polarización de las bases se obtiene mediante los divisores de tensión formados por fí250^ 268_^271 73 7 y 7?229_'^230 7 ^231 T26. La señal de salida se puede tom ar directamente desde el colector de cualquiera de los dos transistores. En el caso del circuito de la figura 16.14 se toma del colector 726, mientras que del colector de 737 se toma, con polaridad opuesta, para ser aplicada al circuito identificador. Cuando la base de 726 recibe un impulso negativo procedente del circuito identificador, a través del condensador C l54, este transistor pasa al estado de bloqueo, con lo cual en su colec tor aparece una tensión positiva que es aplicada al conmutador electrónico.

DECODIFICADOR PAL

AL C O NM U TAD O R

16.14 Multivibrador para el gobierno del conmutador electrónico (R- Y).

Al quedar bloqueado 726 se reduce su corriente de colector y, por lo tanto, disminuye la ten sión en sus resistencias de carga. La variación de tensión alcanza la base de 737, a través de Y este transistor pasa a conductor. Al conducir 737 aumenta la tensión en ftZ26- f í 227 y este aumento de tensión alcanza a la base de 77 a través de 7?2Z9- f í 230- C 153, bloqueando completamente a T26. El circuito permanece en este estado hasta que se aplique un nuevo impulso a la entrada, instante en el cual el transistor 726 pasa al estado de conducción y 737 al de bloqueo. Sin embargo, en el circuito de la figura 16.14 no se reciben más impulsos del identificador cuando está «enganchado» el biestable, por lo que los impulsos para el gobierno de uno u otro estado de los transistores se obtienen a través de los condensadores C 15eh y C165a, los cuales conectan las bases de uno y otro transistor. Como ya se ha dicho, la frecuencia de oscilación tiene un valor igual a la mitad de la fre cuencia de línea, y se aplica al conmutador electrónico tomándola de la línea de colector de 726 (figura 16.2).

CIRCUITO DEMODULADOR SÍNCRONO Y MATRIZ DE COLOR El demodulador del circuito de la figura 16.2, que hemos repetido aislado del resto del circuito, junto con la matriz de color en la figura 16.15, consiste en un demodulador síncrono a base de diodos.

307

TELEVISIÓN

Rvtl

ENTRADA (R -Y )

ENTRADA (A-Y)

DE COLOR

16.15

308

Demodulador síncrono y matriz de color.

DE FASE Y FRECUENCIA

DECODIFICADOR PAL

En este circuito se mezclan las señales (R - Y) y (A - Y) (esta última desfasada 90°), con la subportadora de croma de 4.433.619 Hz. Para ello, los diodos D30 a D37 pasan al estado de conducción o de bloqueo según la polaridad de la subportadora de croma, haciendo que pasen o no las señales (R - Y ) y í / \ - Y ) hacia el circuito de matrizado. La señal del color verde se obtiene en la matriz formada por fí2g] y F?2g3 en paralelo con C212. Para obtener las tres señales [R, 1/ y A) es imprescindible aplicar a la matriz la señal de lumi nancia Y procedente del amplificador de luminancia, señal ésta que se aplica, según puede comprobarse en la figura 16.15, al punto de unión de las tres resistencias de matrizado R?90, F?2g3 y ^295' Una vez obtenidas las tres señales R, V y A, éstas son amplificadas por separado. El estudio de estos amplificadores se trata en otro capítulo de esta obra por no formar parte del circuito de decodificación PAL.

DECODIFICADOR PAL INTEGRADO Indudablemente, el decodificador PAL con componentes discretos descrito en las páginas ante riores, resulta muy útil para el estudio del funcionamiento de estos complejos circuitos; sin embar go, desde hace ya bastantes años, estos circuitos se diseñan con circuitos integrados por las numerosísimas ventajas que aportan, tanto en la fabricación del receptor como en la facilidad y economía en la reparación. Describir los numerosos circuitos integrados decodificadores PAL que hoy se fabrican sobre pasaría los límites impuestos a esta obra, además de ser muy similares entre ellos, por lo que nos limitamos a la descripción del TDA3565 de P h il ip s .

Decodificador PAL integrado TDA3565 En el integrado TDA3565 se combinan todas las funciones necesarias para la identificación y demodulación de una señal de televisión en color, codificada según el sistema PAL. En la figura 16.16 se puede ver el esquema de bloques de este integrado, que posee todas las etapas estu diadas en las páginas anteriores de este capítulo y alguna más. Contiene, además de un amplificador de luminancia, una matriz RVA y los amplificadores R, V y A que proporcionan una señal de salida nominal de 5 V de pico a pico. El TDA3565 se presenta en cápsula DIL de 18 pins y se alimenta con una tensión de 12 V (máximo 13,2 V) entre su terminal 1 (positivo) y 17 (masa). El canal de luminancia está diseñado para señales de luminancia con impulsos de sincronis mo negativos, con una señal de entrada típica de 0,45 V de pico a pico, es decir, desde el blan co de pico al tope de sincronismo; de esta forma el decodificador puede diseñarse fácilmente para aceptar señales externas de 1 V de pico a pico de amplitud, como las de los magnetos copios de vídeo, por ejemplo. La entrada de la señal de luminancia se efectúa a través del terminal 8 (figuras 16.16 y 16.17) mediante un acoplamiento por capacidad de 100 nF y una línea de retardo de 330 ns. La corriente de entrada máxima en el terminal 8 es de 1 pA (nominal 0,15 pA), debido a la alta impedancia de entrada, siendo las corrientes de carga y descarga del condensador de acoplam iento muy pequeñas. Por esta razón, puede disponerse un circuito con una línea de retardo de 1 k£2 (figura 16.17) en la entrada, sin que afecte de forma notable al nivel de negro de la señal de entrada. Además, el condensador de acoplamiento es de baja capa cidad (100 nF). El impulso de fijación se obtiene de la parte superior del impulso de almena y funciona úni camente durante los pórticos posteriores a los de sincronismo. El control de contraste de la etapa de luminancia se realiza mediante un potencióm etro de 10 k£2 que m odifica la tensión continua aplicada al terminal 6 del integrado entre 0 y 5 V con respecto a masa (figura 16.17). En la figura 16.18 puede verse el gráfico de la varia ción porcentual de la ganancia de las etapas de luminancia en función de la tensión de contraste.

309

TELEVISIÓN

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310

C3 S ¿

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I

16.16 Diagrama de bloques del circuito integrado TDA3565 de Philips.

I

DECODIFICADOR PAL

o supresión JL de color

16.17 Esquema de conexiones del decodificador PAL integrado TDA3565.

311

TELEVISIÓN

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a (%>

h / // /y

50

7

16.18 Variación porcentual de la luminancia en función de la tensión del control de contraste, del integrado TDA3565.

y / ✓t/ y 0

1

2

3

4

5

vs.,7
El diodo D 1, tipo BAW62, tiene por finalidad limitar la corriente de haz. Lo expuesto es igualmente válido con las entradas de control de brillo (terminal 9) y de satu ración (terminal 5). En las figuras 16.19 y 16.20 se han dibujado las gráficas de estos dos con troles. Una vez llevado a cabo el control de contraste de luminancia, esta señal pasa directamente a los tres circuitos de matriz para obtener las tres señales R, i / y A, tal como puede verse en el diagrama de bloques de la figura 16.16 (R matrix, G matrix y B matrix en el esquema). Veamos ahora el tratamiento de la señal de croma: La información de la señal de crominan cia se lleva, a través de un condensador de 22 nF y una resistencia fí4, de 1,5 kí 2, al filtro de 4,4 MHz formado por 7 y C 3 (figura 16.17). Al mismo tiempo, queda aplicada al amplificador de cro minancia cuya entrada se lleva a cabo por el terminal 3 del integrado, a través de un conden sador de 10 nF. 100

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G

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50

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JJ 0

1

2

3

4

5

v5.,7(V) 16.19 Tensión de salida del nivel de blanco en función de la tensión de control de brillo, del integrado TDA3565.

16.20 Variación porcentual de la ganancia del TDA3565, en función de la tensión de control de saturación.

La entrada del canal de croma es asimétrica y se debe acoplar en alterna, debiendo estar la tensión aplicada comprendida entre 55 mV y 1,1 V de pico a pico, lo cual corresponde a una señal de salva de 25 a 500 mV de pico a pico para una señal de barras de color con un 75 % de saturación. Obsérvese en la figura 16.17 que la señal de croma se aplica primero a la etapa de control de ganancia, que tiene un margen de control por encima de 30 dB. Esta etapa está controlada por el detector de CAC (ACC detector, en el esquema de la figura 16.16). Después, la señal se aplica a las etapas de control conmutadas de saturación y contraste.

312

DECODIFICADOR PAL

La etapa de control de contraste está acoplada directamente al control de contraste de lumi nancia, de esta forma se obtiene un buen arrastre entre el control de contraste de luminancia y la crominancia. Las dos etapas de control se fijan a la máxima ganancia durante el retroceso, por medio de los impulsos generados en el bloque separador de impulsos de puerta, con el fin de eliminar las fijaciones de saturación y contraste de croma durante el período de tiempo en que se encuen tra presente la señal de salva. La señal de salida, en el terminal 18 del Integrado, se aplica a la línea de retardo DL701 y entra de nuevo en el circuito integrado por los terminales 13 y 14 para su demodulación (figura 16.16). La tensión máxima de salida en el terminal 18, para una carga de 2 kQ, es de 4,5 V. Dado que la amplitud de la señal de salva en las entradas de los demoduladores se man tiene constante por el CAC, la amplitud de la señal de salida de croma en el terminal 18 depende de las pérdidas de inserción del circuito de la línea de retardo. La amplitud típica de la señal de salva, en posición normal de los controles, es de 1 V de pico a pico. Para el matrizado de la línea de retardo, la señal de salida de croma en el terminal 18 debe aplicarse directamente, a través de Rv R , un condensador de 10 nF, y dos resistencias de 33 Q, a la matriz de la línea de retardo L„, en donde se añade a la señal de croma, retardada por la línea de retardo DL701. Desde la matriz de la línea de retardo se aplica la señal {A - Y] al terminal 13 y la señal 1 ± (R - Y) al terminal 14 (figuras 16.16 y 16.17). Estos dos terminales son las entradas de sendos demoduladores, a los cuales se les aplican dichas señales junto con la subportadora de color de 4,43 MHz procedente del oscilador local; al demodulador de rojo directamente y al de azul previo paso por el conmutador PAL (figura 16.16). Efectivamente, obsérvese en el diagrama de bloques de la figura 16.16 que, dado que el oscilador local de la subportadora de color genera una frecuencia de 8,8 MHz, se dispone, for mando parte integrante del propio IC, un divisor de frecuencia por 2, el cual suministra la osci lación de 4,43 MHz, desfasada 90° para el demodulador (A - Y). Por otro lado esta frecuencia gobierna al conmutador PAL, cuya señal de salida se aplica al demodulador (R - Y) para que a la salida de este último circuito se obtenga la señal (R - Y) siempre con la misma fase. No se necesita ningún ajuste externo de 90°. Para restablecer la relación original entre las señales de diferencia de color, la ganancia de los canales {R - V) y (A - Y) difieren en un factor de 1,78. Las señales de diferencia de color obtenidas a la salida de los demoduladores se aplican luego a los circuitos matriz de R y A y a la matriz (V - Y). La señal (V - Y) se obtiene de acuerdo con la fórmula: (V - Y) = -0,51 (R - Y] - 0,19(A - Y) y se aplica al circuito matriz de Y (figura 16.16). Obsérvese asimismo en la figura 16.16 que para llevar a cabo el matrizado, y como es usual en televisión en color, a las tres matrices R, Y y A se les aplica la señal de luminancia. La señal de salva está Igualmente disponible en las entradas del demodulador (terminales 13 y 14 del integrado). Sin embargo, y debido a que el detector de salva tiene un circuito de entra da diferencial, la señal directa está únicamente en modo común y por lo tanto no le afecta. La amplitud de la señal de entrada de salva se mantiene constante mediante el detector de fase de salva y el generador de CAC. La salida del detector de salva se aplica al oscilador de la subportadora de color controlado por la red de resistencias y condensadores que está conec tada al terminal 15 del integrado. El oscilador de la subportadora de color no trabaja a 4,43 MHz, sino a 8,8 MHz, razón por la cual en este caso se le denomina oscilador de referencia. Se trata de un oscilador Integrado cuya frecuencia de oscilación viene dada por un cristal de 8,8 MHz conectado entre el terminal 16 y masa, a través de un condensador de 10 pF cuya finalidad es la de ajustar la frecuencia libre de funcionamiento del oscilador (figura 16.17).

313

TELEVISIÓN

El margen de enganche del oscilador de referencia, dado por el detector de salva, es supe rior a 500 Hz, siendo el valor típico de 100 Hz. Veamos ahora los circuitos de CAC y de supresión de color (killer) que forman parte del TDA3565. En lo que respecta al CAC, el funcionamiento es como sigue: La fase del biestable (;flip-flop de la figura 16.16), excitado por los impulsos de sincronismo, se compara en un detec tor H/2 con el rizado H/2 del detector de fase de salva. En esta circunstancia, cuando la fase no es correcta, el biestable recibe un impulso de puesta a cero desde el detector de H/2. Si, por el contrario, la fase es correcta, la tensión de salida del detector H/2 está relacionada directamen te con la amplitud de la salva y puede utilizarse para el CAC. Para evitar una imagen demasia do coloreada cuando se reciben señales débiles, la tensión de CAC está generada por medio de un detección del pico (peak detector) de la señal de salida del detector de H/2. Los circuitos de supresión de color y de identificación de color obtienen su información de la señal de salida gobernada por la puerta del detector H/2. En el terminal 4 del integrado está disponible la tensión de control para la identificación. Esta tensión es de 2,5 V cuando la amplitud de la salva es de 250 mV de pico a pico y la anchura del impulso de la puerta de salva es de 4 ps. La tensión en el citado terminal 4, cuando la señal de entrada es normal, alcanza los 5 V, y los 2,5 V cuando la tensión de entrada no lleva señal de croma. Si la tensión de salva disminuye, la tensión de control también lo hace, hasta alcanzar un nivel de 3,2 V. Con esta tensión se activa el circuito supresor de color (killer) y el televisor pasa a ofre cer imágenes en blanco y negro aunque las señales recibidas sean en color. Si se reciben emi siones monocromáticas (sin salva), la tensión de control es de 2,5 V. Se obtiene una señal de salva creciente sin supresión si la tensión de control sobrepasa un nivel de tensión de 3,5 V. La supresión de color se lleva a cabo simultáneamente en la etapa de control de saturación y en los demoduladores, consiguiendo así una muy eficaz supresión. Se puede conseguir una supresión o aparición manual del color mediante la entrada de con trol de saturación del terminal 5 (véase esquema de la figura 16.17). Para ello se dispone un conmutador de tres posiciones, una de las cuales conecta el terminal 5 a masa, para activar el supresor de color, y la otra al positivo de alimentación a través de una resistencia de 470 3 (no dibujada en el esquema), con lo que se elimina el supresor de color. En la posición central (nor mal) el circuito supresor de color funciona de acuerdo con la señal recibida. Una vez estudiado el CAC y el circuito supresor de color, pasemos a los circuitos amplifica dores y matriz R, V y A, que se pueden ver en el diagrama de bloques de la figura 16.16. Estos tres circuitos son completamente idénticos, por lo que para su estudio bastará con describir uno de ellos, siendo la exposición válida para los otros dos. En la matriz R se suman la señal de luminancia Y, procedente de la etapa de control de con traste de luminancia, y la señal diferencia de color procedente del demodulador (R - Y), obte niéndose la señal R. A continuación se amplifica la señal R y se aplica al fijador de nivel de negro (figura 16.16). El nivel de negro de la señal de salida se compara con un nivel de tensión de referencia externo (terminal 9 del integrado), la cual se utiliza, además, para el control de brillo. El Impulso necesario de fijación de nivel de negro se obtiene de la parte superior estrecha del impulso de almena presente en el terminal 7. La señal de salida se borra con la parte baja del impul so de almena a un nivel de 2 V de corriente continua. Las señales de salida R, V y A, alcanzan un valor de 5 V de pico a pico estando en posición nominal los controles de contraste y saturación y con unas señales de entrada nominales de 0,45 V de pico a pico de luminancia (incluyendo sincronismo) y 0,55 V de pico a pico, de croma con una relación salva/croma de 1:2,25. El nivel máximo del blanco de las señales de salida es de 9,6 V. Si una o más de las señales de salida sobrepasa este valor, entra en funcionamiento el circuito limitador del blanco de pico, reduciendo las señales de salida a través del control de contraste, lo cual se lleva a cabo por medio del condensador electrolítico conectado al terminal 2 (figura 16.17), el cual se descarga por medio de un generador interno de corriente de unos 5 mA.

314

Amplificadores de croma

INTRODUCCIÓN Los amplificadores de diferencia de color, de salida de vídeo RVA (o RGB, en inglés) o amplifi cadores de color o croma, como también se les conoce, se utilizan en aquellos receptores cuyos demoduladores de bajo nivel no suministran la suficiente amplitud de señal para el gobier no de las rejas del TRC. Dado que son tres las señales que se aplican al tubo de imagen, una para cada color, y que éstas se obtienen por separado de la matriz del decodificador, resulta lógico que sean tres los amplificadores de diferencia de color que se utilizan en los receptores de televisión en color. El amplificador de diferencia de color suministra tensiones de excitación bastante elevadas a los tres cañones electrónicos del tubo de imagen; además, estas tensiones han de ser diferentes para cada cañón. Así, para una tensión de luminancia (de blanco a negro) de 100 V presente en el cátodo de cada uno de los cañones de un tubo de máscara perforada, se necesitan las siguien tes tensiones de excitación (de pico a pico) para obtener un color completamente saturado: V m =100V

V v , = 215V Sin embargo, y dado que raramente se da la necesidad de reproducir un color azul total mente saturado, se considera suficiente una tensión de 200 V para la señal V ^ . La linealidad de cada uno de los amplificadores de diferencia de color debe ser superior al 80 % y su ancho de banda, a -3 dB, debe ser mayor de 1 MHz. En lo que respecta a la sobremodulación, es preferible que sea inferior al 5 % y la sobreoscilación menor del 2 %. Por otro lado, un amplificador de diferencia de color debe ser capaz de soportar variaciones de la tensión de alimentación de ± 10 % de su valor nominal, debidas a fluctuaciones de la ten sión de la red. Como se puede observar, son varias las exigencias que se le piden a un amplificador de dife rencia de color para que la reproducción de los colores sea satisfactoria, lo cual indica que no todos los amplificadores son válidos para este cometido. A continuación se describen algunos circuitos amplificadores de diferencia de color que cumplen los requisitos expuestos.

AMPLIFICADOR TRANSISTORIZADO DE DIFERENCIA DE COLOR El amplificador de diferencia de color que se describe en las líneas que siguen utiliza, en cada una de las etapas principales, un transistor de silicio para alta frecuencia tipo BF179, el cual se fabrica en tres versiones de acuerdo con la tensión de ruptura:

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TELEVISIÓN

BF179A (para el amplificador V - Y ) : \/BRCER = 160 V BFI79B (para el amplificador R - Y ) : 1/BRCER = 220 V BFI79C (para el amplificador A - V): VBRCER = 250 V En las etapas (R - Y) y (A - V) de un amplificador de diferencia de color pueden utilizarse dos disposiciones distintas de los transistores de salida: • Conexión en emisor común, excitado por los seguidores de emisor precedentes. • Conexión en base común, funcionando en «cascode» con los transistores precedentes. De estas dos disposiciones, la segunda es preferible por diversas razones. En primer lugar, porque en ella la tensión de ruptura entre colector y base con emisor abierto es mayor que entre colector y emisor, por lo que el margen de seguridad es mayor. En segundo lugar, porque la ten sión de codo es menor. Finalmente cabe añadir que en la segunda disposición la capacidad de entrada no resulta incrementada por el efecto Miller; la capacidad de realimentación del transis tor de salida participa únicamente en su capacidad de salida, pero no en la de entrada y en la de salida, como ocurre en el circuito en montaje emisor común. Para la obtención de la señal ( V - Y ) se recurre, como ya se sabe, al matrizado de las seña les (R - Y) y (A - Y), de acuerdo con la ecuación: V v ) = - ° ' 19 V v) - ° - 51V v, Esta operación de matrizado puede realizarse con las señales de colector de los transistores de salida, o bien con las señales de emisor de los transistores precedentes. Sin embargo, este segundo procedimiento tiene, sobre el primero, las siguientes ventajas: 1.° El ancho de banda de la señal (V - Y) no resulta afectada por los de las etapas de salida (R - Y) y
316

AMPLIFICADORES DE CROMA

17.1 Amplificador de diferencia de color con las etapas de salida (A - Y) y (R - Y) en montaje «cascode» con las etapas previas. Efectivamente, la amplitud de la señal (fí - Y) se reduce 0,88 veces y la de la señal (A - Y) 0,49 veces antes de la transmisión; como consecuencia, en el receptor deben restaurarse las amplitudes originales, de modo que la ganancia de la red amplificadora del canal [A - Y) debe ser mayor que la de la red (fí - Y) en 0,88 : 0,49 = 1,78 veces. Si esta corrección no se ha llevado a cabo en el amplificador de Fl de croma, puede reali zarse en el amplificador de diferencia de color, tal como ocurre en el circuito de la figura 17.2. La amplificación de cada una de las etapas depende de la amplitud de las señales obtenidas en los demoduladores síncronos. Así, suponiendo que en la salida del demodulador (fí - Y] se obtengan 6 V de pico a pico, y que el amplificador (fí - Y) deba suministrar una tensión a la reja del TRC de 170 V de pico a pico, la ganancia de este amplificador debe ser de: 170 V V (R-Y)

Q

OU

De acuerdo con lo expuesto, la ganancia del amplificador (A -Y), para restaurar el nivel de señal original, deberá ser de: Gv(a-y) = 1 ’78 Gv¡r-y) = 1,78 X 30 = 54 La carga del transistor de salida de cada una de las etapas es una resistencia de 10 k£2, colo cada en el circuito del colector; por tanto, en el circuito del emisor del amplificador (fí - Y) se dis pone una resistencia de unos 330 £2 para obtener una ganancia de 30. Esto se consigue median te dos resistencias conectadas en derivación (fí15 y f í )a) de 620 y 680 £2 respectivamente. En el amplificador (A - Y), cuya ganancia de tensión debe ser de 54, la resistencia del emi sor debe tener un valor de unos 190 £2, lo cual se obtiene por la disposición de las resistencias fí7 y fíg de 220 y 910 £2, respectivamente. Dado que las resistencias de colector son todas iguales, la relación entre las tres tensiones de señal también se puede aplicar a las corrientes, es decir: V-Y) = 0,19 /(A_y) - 0,51 /(n_y, Siendo, además, (figura 17.1): V-Y) — _ ^1 ~ ^2

317

TELEVISIÓN

17.2 Esquema completo de un amplificador de diferencia de color transistorizado.

Considerando, como así sucede, que la impedancia de entrada de la etapa de salida (V - Y) es muy pequeña, se puede escribir (figura 17.1): D

I

I _ 1 (A-V) 1 R t + R2 I

_ 2 _

R4 I(R « 3 +

Y)

fí4

donde se deduce: R, + R2 R. ñ 3 + fíA

318

0,19

0,51


Al resolver estas ecuaciones, y recordando que la conexión de f í 1y Rs debe proporcionar 190 Q y que R3 con fí4 proporciona 330 Q. (figura 17.1), se obtienen los siguientes valores de resis tencias para el circuito de matrizado de la figura 17.1: ñ, = 220 Q; fí2 = 910 íi; fí 3 = 620 Q; fí4 = 680 Q tal y como se indica en el esquema completo de la figura 17.2, en el que estas resistencias están numeradas como fí7, Re, f l 15 y f í 18 respectivamente. Dado que las señales de diferencia de color experimentan las mismas excursiones positivas y negativas con respecto al nivel de borrado, los transistores de salida se polarizan de forma que sus puntos de trabajo queden hacia la mitad de la tensión de alimentación. La polarización de las etapas ( R - Y ) y ( A - Y ) puede ajustarse independientemente por medio de los divisores de tensión ajustables colocados en los circuitos de base de sus correspondien tes etapas previas y formados por las resistencias 7?20- f í 21 y R~R2 respectivamente (figura 17.2). La polarización de la etapa { V- Y) depende, lógicamente, de la aplicada a las otras dos etapas y, además, de la dispersión en los valores de las resistencias y de los parámetros de los transistores. La tensión máxima de alimentación para cada una de las etapas puede llegar a los siguien tes valores, teniendo en cuenta fluctuaciones de la tensión de red superiores en un 10 % con respecto al valor nominal: {A - Y}: V/Smáx = 260 V (R ~ y ) - V Smax = 2 3 5 V [ V - Y) l/Sm^ = 165 V Ninguno de los valores citados sobrepasa la tensión de ruptura de los transistores de la serie BF179 y, además, éstos pueden soportar durante 20 s sobretensiones del 40 %. Dado que en los transistores se originan altas temperaturas debido a las elevadas corrientes que circulan por ellos, se precisa que cada transistor esté dotado de un disipador de calor. Éstos deben poseer una resistencia térmica inferior a: Para el transistor 77: 58 °C/W Para el transistor T4: 125 °C/W En el caso de 73, el cual tiene una disipación de sólo 0,6 W, su propia resistencia térmica de unión a ambiente (220 °C/W) es suficiente para mantener la temperatura de la unión por deba jo de 200 °C, por lo cual no es preciso dotarle de disipador térmico.

REDES DE COMPENSACIÓN DE FRECUENCIA El ancho de banda del amplificador de croma queda afectado por las siguientes capacidades: • • • •

Capacidades debidas al tubo de imagen (7 pF). Capacidades de los circuitos de fijación de nivel (8 pF). Capacidades parásitas (8 pF). Capacidad de salida de la propia etapa (7 pF).

Como consecuencia, cada etapa del amplificador de diferencia de color tiene una carga capacitiva total de unos 30 pF, la cual, junto con la resistencia de carga de 10 k£2, determina un ancho de banda de sólo 0,5 MHz. Así pues, y dado que se precisan anchos de banda superio res, es preciso incorporar al circuito redes de compensación de frecuencia. Las redes de compensación de frecuencia pueden ser, teóricamente, en serie, paralelo o una combinación de ambas. Si se utiliza únicamente una compensación en paralelo, el ancho de

319

TELEVISIÓN

banda aumenta 1,7 veces, con una sobremodulación de un 3 % en la respuesta transitoria, todo ello utilizando una inductancia igual a: L = 0,4 Rq Cc donde fíc es la resistencia de carga, de 10 k£2, y Cc la capacidad parásita total, de 30 pF. Mediante una combinación serie-paralelo el ancho de banda puede aumentarse 2,5 veces, aunque a expensas de una sobremodulación y sobreoscilación bastante pronunciadas. Si la compensación de frecuencia se dispone en el emisor del transistor de la etapa previa, el matrizado queda alterado para las frecuencias elevadas, por lo que este efecto debe corregirse conectando condensadores de valor adecuado en paralelo con las resistencias de matrizado. En el circuito de la figura 17.2 el ancho de banda se ha aumentado unas dos veces dispo niendo una inductancia compensadora en el colector de cada transistor de salida, combinada con otra compensación en el emisor de los transistores de las dos etapas previas, consistente en condensadores en paralelo con las resistencias de matrizado (figura 17.2). El valor de la inductancia de compensación en el circuito del colector es: L = 0,4 X Rc2Cc = 0,4 X (10 X 103 Í2)2 X 30 X 1 0 ''2 F = 1,2 mH En el circuito de emisor de la etapa previa (A - Y) se dispone un condensador C2, de 390 pF, en paralelo con Rv y un condensador C3, de 82 pF, conectado en paralelo con la resistencia de la matriz fí8. En la etapa previa (fí - Y) se utiliza un condensador C6, de 56 pF, en paralelo con la resis tencia f í 18 y un condensador C5, de 120 pF, en paralelo con la resistencia de la matriz f í 15. Mediante estos componentes se consigue mantener la relación correcta de las ¡mpedancias de la matriz en el margen de frecuencias necesario. Incluso con señal máxima, se produce una limitación muy pequeña de los impulsos de corrien te de colector durante los transitorios positivos de la tensión de colector, ya que no hay un gran aumento del tiempo de caída a causa de los condensadores añadidos. Para evitar la oscilación parásita debida a la elevada ganancia del amplificador, se intercala una resistencia de 100 3 en serie con la base de cada uno de los transistores de las etapas previas (fí5 y Rn de la figura 17.2).

PROTECCIÓN DE LOS CIRCUITOS DE FIJACIÓN DE NIVEL, TRANSISTORES DE SALIDA Y TUBO DE RAYOS CATÓDICOS Durante el funcionamiento pueden producirse descargas internas en el tubo de imagen, lo cual exige la adopción de medidas para proteger los circuitos de fijación de nivel y los transistores de salida, así como al propio tubo, evitando que puedan ser dañados por los elevados picos de tensión que se producen. Para esta protección se disponen explosores entre la capa de «aquadag» y los cátodos, electrodo de enfoque, primeros ánodos y rejas de control del tubo de ima gen. La tensión de ruptura de los explosores conectados a los electrodos de enfoque debe ser de 5 kV y para los otros electrodos de 1,5 kV. El alambrado de los explosores es bastante crítico. Se montan sobre una banda de cobre dispuesta alrededor del cuello del tubo de rayos catódicos, la cual se conecta a masa con un hilo normal y a la capa de aquadag mediante un conductor trenzado, cuya baja inductancia limi ta los picos de tensión que pueden aparecer entre sus extremos. Dado que por el hilo que va a masa no circulan corrientes de descarga, la tensión de pico entre un electrodo del tubo de ima gen y masa viene limitada por la tensión de ruptura del correspondiente explosor. Para evitar que picos de menor amplitud perjudiquen a los circuitos de fijación o al amplifi cador de diferencia de color, se intercala una resistencia en el conductor que va a cada una de las rejas de control del tubo de imagen (resistencias fí27, fí28 y fí29, de 2,7 k£2 cada una, de la figura 17.2). El bajo valor de estas resistencias se debe a la necesidad de que no afecten al ancho de banda del circuito. Para asegurar que puedan soportar la energía de los picos de ten sión, su potencia de disipación debe ser suficiente, del orden de 1 W.

320


AMPLIFICADORES DE CROMA EXCITADOS POR UN DECODIFICADOR INTEGRADO En los apartados anteriores se estudia, de forma resumida, un amplificador de salida de croma transistorizado que es excitado desde un decodificador también diseñado con componentes discretos. En la actualidad se utilizan modernos y eficaces decodificadores integrados, razón por la cual a continuación se analizan con más detalle los amplificadores de croma utilizados para ser excitados por estos integrados. Como ya sabemos, para obtener una buena imagen en cuanto a contraste y definición, es preciso que los amplificadores de croma sean capaces de manejar señales superiores a los 100 V de amplitud (incluyendo los impulsos de borrado), y una respuesta de frecuencia con un ancho de banda mayor de 4 MHz. Al diseñar una etapa de salida de croma, debe tenerse en cuenta que la carga capacitiva total es. aproximadamente, de 14 pF (capacidad del tubo de imagen, más la capacidad parásita, más la capacidad de conmutación). Por lo tanto, el circuito más adecuado es una etapa de salida excitada por un amplificador diferencial de ganancia relativamente alta, con una de las entradas realimentada desde la salida. Con esta fuerte realimentación se logra disminuir la distorsión no lineal, estabilizar el punto de trabajo y linealizar la respuesta en frecuencia. El integrado TDA2530 de P hilips es un clásico que cumple la función específica de exci tar las etapas de salida de croma y posee, además de los amplificadores diferenciales para cada canal de color, las matrices para la obtención de las señales de color R, V y A a partir de las señales de diferencia de color ( R - Y ) y { A - Y ) y luminancia Y. Además, tiene separa da la ganancia en corriente alterna y fija el nivel de negro de la salida utilizando un fijador de nivel conm utado con unos valores adecuados de los divisores de tensión. Gracias a este fija dor se obtiene una estabilidad muy alta del nivel de negro que, junto con las etapas internas de fijación de ganancia controlables exteriormente, permite un ajuste del blanco cóm odo y sin problemas. Las etapas amplificadoras de croma excitadas por este integrado son transistorizadas y pue den polarizarse en clase A, AB o B. A continuación se estudia cada una de ellas, ofreciendo al mismo tiempo al lector esquemas completos de las mismas, diseñados por la firma Philips, los cuales pueden servir de base para el estudio de otros amplificadores de esta clase utilizados con integrados más modernos. En la figura 17.3 se puede ver el esquema de principio de una etapa de salida clase A, utili zando un transistor NPN.

17.3 Esquema de principio de una etapa de salida de croma clase A.

El transistor y la resistencia del colector son recorridos por la corriente de polarización, mien tras que el condensador Cc se carga de forma rápida a través de la resistencia R para lo cual esta última ha de tener un valor pequeño.

321

TELEVISIÓN

Debido a que la tensión de salida 1/s ha de tener una gran amplitud (lo que implica que la ten sión de alimentación debe ser alta), se obtiene una elevada corriente de polarización, lo que es causa de una gran potencia total de disipación, cuyo valor máximo se alcanza cuando la ten sión de salida es nula, puesto que en ese instante: V-V« V —o P = V — -— 12— = VR R

V1 R

alcanzando un valor de unos 8 W. Cuando la tensión de salida \/s aumenta, la potencia de disipación disminuye hasta, aproxi madamente, cero. La disipación del transistor en c.c., en función de la tensión de salida, tiene forma de curva parabólica y viene dada por la fórmula:

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V - V. p

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En este caso, el valor máximo se alcanza cuando l/s = \//2, y es igual a

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Con una imagen de tonos grises, correspondiente a señales de nivel medio, es decir, con señales de salida Vs ~ V/2, el transistor funciona en las proximidades de este máximo de poten cia disipada. Suponiendo una distorsión despreciable, la potencia total disipada en la etapa no se modifi ca con la tensión alterna de salida. La disipación del transistor es independiente de la carga capacitiva. La gran potencia disipada en una etapa amplificadora clase A es perjudicial, puesto que con lleva los siguientes inconvenientes: • Gran disipación de calor. • Necesidad de utilizar un gran disipador de calor, con lo que aumenta la radiación de altas frecuencias y la capacidad parásita de la carga. • Gran consumo de corriente y, por lo tanto, una mayor potencia suministrada por la red. • Resistencia de carga de gran disipación. • Necesidad de utilizar transistores robustos. • Mayor espacio ocupado. Todos estos inconvenientes se reducen bastante si, en lugar de utilizar amplificadores en clase A se recurre al empleo de etapas amplificadoras complementarias, con lo cual el proceso de carga del condensador Cc no se realiza a través de una resistencia, sino a través de un segundo transistor. Las etapas de salida complementarias pueden diseñarse en clase AB o en clase 6 , depen diendo de si pasa o no corriente de polarización por ambos transistores. En la figura 17.4 se ha dibujado el esquema de principio de una etapa de salida clase AB. diseñada con dos transistores bipolares iguales, tipo NPN. Para las señales de BF el circuito se comporta como una etapa amplificadora clase A, con el transistor T1 acoplado a T2 como seguidor de emisor. La resistencia de colector de T1 (resistencia R, de la figura 17.4), puede tener, en este caso, un valor considerablemente mayor que la resistencia de colector de la etapa de salida en clase A de la figura 17.4, con lo cual la capacidad parásita que se carga a través de ella es conside rablemente menor que la capacidad Cc. La resistencia de emisor del transistor T2 (resistencia R2 de la figura 17.4), también puede ser relativamente elevada.

322


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EXCITACIÓN

17.4 Esquema de principio de una etapa de salida en clase AB.

Con señales de alta frecuencia, el condensador Cc no puede descargarse de forma rápida sobre fí2, puesto que antes que se produzca una descarga suficiente ya se le aplica el semici clo de carga siguiente, por lo que en cuanto baja la tensión de la base de T2 este transistor se bloquea, el diodo D queda polarizado en sentido directo y la carga de Cc puede circular rápida mente a través del transistor TI. La etapa pasa, por tanto, a funcionar en modo complementa rio durante las altas frecuencias, efectuándose la carga de Cc a través de T2 y su descarga a través de 77. También es posible realizar una etapa de salida en clase AB mediante dos transistores com plementarios, es decir, uno del tipo NPN y el otro del tipo PNP (figura 17.5). En el esquema de la figura 17.5 el transistor 77 (NPN) está excitado directamente, mientras que el 72 (PNP) lo está a través de un condensador de acoplamiento C.

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17.5 Esquema de principio de una etapa de salida clase AB, diseñada con un par de transistores complementarios.

Cuando la frecuencia de la señal está bastante por debajo de la mitad de la frecuencia de corte del filtro paso alto, formado por el condensador de acoplamiento C y las resistencias Rv R2 y la resistencia de entrada del transistor 72, este transistor no recibe prácticamente excitación. Para que en esta circunstancia se obtenga una elevada tensión positiva de salida \/s, (sólo con el transistor 77), el transistor T2, que trabaja como fuente de corriente, debe proporcionar

323

TELEVISIÓN

una corriente de polarización suficientemente alta. Esto se consigue mediante el divisor de ten sión formado por R. y R2, el cual está ajustado al nivel adecuado. La corriente icc que sale del punto de unión del colector de TI con el de 72 (figura 17.5), puede entonces alcanzar un valor positivo o negativo con cualquier señal de BF, dependiendo que /C1 sea menor o mayor que iC2. Como se puede apreciar, este circuito también funciona como amplificador clase A cuando se le aplican señales de BF. Si la señal aplicada es de alta frecuencia, superior a la de corte del filtro paso alto antes cita do, la etapa funciona con excitación de ambos transistores, ya que la señal de entrada se apli ca en contrafase. De esta forma el condensador Cc se carga rápidamente por medio de T2 y se descarga a través de 77. La disipación de potencia en c.c. de los circuitos amplificadores clase AB de las figuras 17.4 y 17.5 se debe a la baja corriente de polarización, y es mucho menor que la de una etapa de salida clase A. Esta disipación de potencia en c.c. se puede disminuir aún más bajando la corriente de polarización de los transistores hasta que alcance un valor nulo, en cuyo caso se obtiene una etapa complementaria clase B (figura 17.6). Obsérvese que este último circuito se parece bastante al de la figura 17.5. La diferencia entre ambos circuitos se encuentra en que el transistor 72 del esquema de la figu ra 17.6 no tiene la base polarizada por medio de un divisor de tensión resistivo y, por lo tanto, desa parece la corriente de polarización iC2. Con una señal de frecuencia suficientemente alta (y con una gran amplitud de señal), el transistor 72 pasa al estado de conducción con todos los semiciclos negativos de la señal de entrada (puesto que se trata de un transistor PNP), de forma que el con densador de acoplamiento C se carga con la corriente de base de 72 y, si no se toman medidas adicionales, este transistor se bloquearía con rapidez. Para evitarlo se hace descargar el conden sador C a través del diodo D2 con la ayuda de un impulso periódico de amplitud suficiente.

17.6 Esquema de principio de una etapa de salida complementaria clase B.

En la figura 17.6 puede verse cómo se aplican impulsos positivos a la base che T I a través del diodo de acoplamiento D 1. Más adelante se estudia cómo se obtienen estos impulsos. Las resistencias de colector fí, y R2 tienen el mismo valor y fijan el valor de la tensión de sali da l/s cuando los transistores están bloqueados. La etapa de salida complementaria clase B es, de las descritas, la que posee una menor potencia de disipación en c.c. Así, en clase A la potencia de disipación total media es de 4 W, en clase AB de 1,2 W y en clase B de tan sólo 0,4 W. En lo que respecta a la máxima disipación en corriente continua de cada transistor, se obtienen 2 W en clase A, 0,5 W en clase AB y menos de 0,1 W en clase B.

324


No obstante, al excitar con una señal de vídeo las etapas amplificadoras de las clases AB y S, se producen unas corrientes de carga y descarga del condensador Cc que son, aproxima damente, proporcionales a la frecuencia. Estas corrientes pasan a través de los transistores ocasionando en ellos una gran disipación y, por lo tanto, también en la etapa. A pesar de que la potencia de disipación por transistor aumenta con la señal de vídeo, alcan zando en ocasiones valores por encima de 0,5 W, la disipación en un amplificador clase AB o B resulta siempre pequeña en comparación con la de clase A. Una vez hechas estas consideraciones sobre las tres clases de amplificadores que pueden emplearse como amplificadores de salida de las señales de croma RVA en un receptor de tele visión en color, a continuación se estudian cuatro amplificadores excitados por un mismo circui to integrado, el TDA2530.

ETAPA DE SALIDA EN CLASE A En la figura 17.7 se tiene el esquema completo de las tres etapas amplificadoras de salida de las señales de croma fí, V y A, todas ellas iguales y polarizadas en clase A, las cuales son exci tadas por el integrado TDA2530. En estos amplificadores es muy conveniente utilizar una fuerte realimentación, tanto para reducir las distorsiones no lineales como para linealizar la respuesta de frecuencia. Por lo tanto, la base de cada transistor de salida se excita por medio de un amplificador diferencial, de ganan cia suficientemente alta, que forma parte del circuito integrado. Las tres salidas de los amplificadores diferenciales del Cl están en sus terminales 10, 12 y 14, los cuales se conectan directamente a las bases de los transistores amplificadores. Como todo amplificador diferencial, éstos disponen de dos entradas, una de ellas invertida. A la entrada invertida se le aplica la señal de vídeo (internamente en el propio integrado) y a la no invertida se le aplica la realimentación. Los tres amplificadores diferenciales tienen sus entradas no invertidas en los terminales 11, 13 y 15 del TDA2530, por lo que es a estos terminales a los que se aplica la citada tensión de realimentación. Para la realimentación se dispone una red de resistencias (fl2 a fí6 en la figura 17.7) conec tada a la salida de cada etapa amplificadora de salida, y que conecta a éstas con las entradas 11, 13 y 15 del integrado. Las salidas del circuito integrado se encuentran a un nivel de tensión continua de 8,2 V, por lo que las tensiones de los emisores de los transistores deben elevarse a unos 7,5 V. Para ello se recurre a una tensión continua auxiliar, proporcionada por el diodo Zener BZX61 C7V5. Obsérvese en la figura 17.7 que con sólo un diodo Zener se polarizan los emisores de los tres transistores. En paralelo con la resistencia Rz del divisor de tensión de realimentación, de valor relativa mente alto, se tiene una inevitable capacidad parásita en el circuito (no dibujada en el esquema por ser parásita), la cual ofrece una reactancia cuyo valor depende de la frecuencia. Como con secuencia, en este punto se tiene un factor de división que depende del valor de la frecuencia. Para anular esta capacidad se dispone un condensador C, en paralelo con fí3 (figura 17.7), con lo que se consigue un factor de división prácticamente independiente de la frecuencia y, por lo tanto, la ganancia también lo será. El valor de C, depende de la distribución del circuito y de los elementos que intervienen en él, por lo que si éste se diseña adecuadamente no es necesario añadir dicho condensador. Para reducir la capacidad parásita es también imprescindible que R2 posea una forma alar gada y se disponga directamente sobre la placa del circuito impreso, con una zona de masa enfrentada a la resistencia en la otra cara de la placa. La capacidad C2, en paralelo con el diodo Zener, tiene por finalidad alisar la tensión presen te en el emisor de los transistores y, de esta forma, evitar que se haga perceptible en éstos cual quier tensión alterna, sea de la frecuencia que sea. Las inductancias L v L \ y L ", conectadas en serie con el circuito de colector de cada uno de los transistores amplificadores de salida, mejoran la respuesta en las altas frecuencias.

325

TELEVISIÓN

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326 326


La resistencia de protección necesaria entre la salida de cada etapa final y el tubo de imagen está repartida en resistencias separadas. Una parte de esta resistencia (fía), de 820 Q, se encuentra en el circuito impreso de la etapa de salida y la otra, de 680 Q, en el circuito impreso del zócalo del tubo de imagen. En el esquema de la figura 17.7 se ha dibujado, con línea a trazos, la capacidad parásita de los terminales y del cátodo del tubo de imagen mediante sendos condensadores de 7 pF. Los potenciómetros numerados mediante ft6 son los de ajuste del nivel de corte, y los Rr¡, fí22 y fí23 los de ajuste del nivel de blanco (ajuste de la ganancia). La señal de luminancia Y, procedente del decodificador PAL, debe tener 1,5 V durante el período de borrado para la fijación de nivel en el TDA2530. Mediante la red resistiva formada por R?A a fí26 (figura 17.7), se reduce la amplitud de la señal de entrada de luminancia desde 3 V hasta el valor adecuado para el integrado TDA2530, que es de 1 V, sin que por ello varíe el nivel fijado de entrada de 1,5 V durante el período de borrado. Los circuitos LC indicados en la figura 17.7 por L2C25 y L3C24 tienen por finalidad desacoplar el circuito de las etapas de salida de las fuentes de alimentación de 225 y 12 V respectivamente. La tensión que alimenta los colectores de los transistores de salida (225 V) es, en este cir cuito, mayor que si se utilizasen etapas de salida en clase AB o 6, dado que las resistencias de colector R, forman un divisor de tensión con la red de realimentación y, como consecuencia, la tensión de colector queda reducida. La principal ventaja de este circuito es su simplicidad, al utilizarse un solo transistor por etapa.

ETAPA DE SALIDA CLASE AB CON DOS TRANSISTORES NPN El esquema de la figura 17.8 corresponde al circuito completo de las etapas amplificadoras de salida de croma, polarizadas en clase AS, con dos transistores NPN y excitadas por el integrado TDA2530. Al igual que en el circuito anterior, en éste se recurre a una fuerte realimentación, a través de los amplificadores diferenciales que forman parte del integrado, cuya finalidad no sólo es la de corregir la distorsión no lineal y mejorar la respuesta en frecuencia, sino también la de eliminar el efecto llamado de «zona muerta». Cuando el transistor T2 pasa al estado de conducción, en su base hay una tensión de codo, proporcionada por el diodo 1N4148 (conectado entre base y emisor del transistor), cuyo valor es unos 0,7 V positivos con respecto al emisor. Al aplicar al circuito altas frecuencias de vídeo, el condensador Cc (figura 17.4) no se des carga con la suficiente rapidez sobre la resistencia del emisor de T2 (es decir, sobre la red de realimentación), por lo que disminuye la tensión de colector de T1 y el transistor T2 se bloquea. Antes de que el diodo D2 pase al estado de conducción y, como consecuencia, Cc se des cargue a través de D2 y T1, la tensión de colector del transistor T 1 aún tiene que bajar dos veces la tensión de codo de un diodo. Este margen de tensión de dos veces la tensión de codo de un diodo, es decir, 1,4 V, con la que no tiene lugar excitación a la salida (puesto que el transistor T2 y el diodo D2 están bloqueados) se denomina «zona muerta». Sin embargo, al aplicar una fuerte realimentación, la tensión de excitación en este margen cambia con la máxima velocidad de subida del amplificador excitador, de forma que la zona muerta es recorrida muy rápidamente y la etapa se comporta, en la práctica, sin ningún efecto molesto en todo el margen de la tensión de salida. Obsérvese en este esquema, al igual que en el de la figura anterior en clase A, la disposición del diodo Zener y el condensador C,¿ para la polarización simultánea de los tres emisores, ya que debe elevarse la tensión de éstos a 7,5 V por los motivos apuntados al exponer el funciona miento del circuito anterior. La disposición de la red de realimentación R2 a R6 es la misma que en el caso anterior, con su correspondiente inyección de corriente para el ajuste del corte, por lo que no insistimos sobre este tema. La resistencia fíg, en el circuito de colector de T2, tiene por finalidad limitar la corriente y pro teger a este transistor en caso de un cortocircuito en la salida.

327

TELEVISIÓN TELEVISIÓN

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17.8 Circuito Circuitocompleto completodedelas lastres tresetapas etapasamplificadoras amplificadorasde decroma cromade deununreceptor receptorde detelevisión televisiónen encolor, color,funcionando funcionandoenenclase claseAB, AB, 17.B con con transistores transistoresNPN NPNexcitados excitadospor el integrado integrado TDA2530.

328 328

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También son de destacar, en este circuito, los desacoplos mediante filtros LC, al igual que en el circuito de la figura 17.7. Finalmente, en el esquema de la figura 17.8 se tiene una tensión de alimentación de 200 V (25 V menos que en el circuito de la figura 17.7). Con bajas y medias frecuencias se consigue una señal de salida de luminancia de hasta 100 V.

AMPLIFICADOR DE SALIDA DE CROMA, CLASE AB, CON TRANSISTORES COMPLEMENTARIOS La única diferencia entre éste y el anterior circuito se encuentra en que, debido a la utilización de transistores complementarios, debe diseñarse de forma que queden aplicadas a los mismos las polaridades adecuadas. Por este motivo el esquema de la figura 17.9 lo hemos reducido a una sola etapa, siendo las otras dos idénticas a la dibujada.

AL CATODO DEL TUBO DE IMAGEN

1

2

3

4

5

6

7

8

17.9 Circuito de una de las tres etapas amplificadoras de salida de croma, clase AB, empleando transistores complementarios.

329

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La tensión de polarización del emisor de 77 también se obtiene aquí mediante un diodo Zener, que le proporciona 7,5 V, ya que así lo exige, como se ha dicho anteriormente, el hecho de utilizar el integrado TDA2530. La resistencia Rs, en el emisor del transistor PNP (72), sin/e para estabilizar el punto de tra bajo de este transistor. Para que la realimentación producida por fí5 no sea efectiva del todo, se conecta una red RC en serie, formada por R7 y C4 en paralelo con Rr>. La corriente de polarización y la combinación de emisor se deja regulada de forma que, con variaciones bruscas pero breves de la señal, permita que haya una gran amplitud de salida de las altas frecuencias, mientras que con una excitación permanente de éstas, la tensión de sali da quede limitada por la carga del condensador C4 (en el emisor) y, por lo tanto, se vea limitada a su vez la disipación de potencia. Aunque en la figura 17.9 no se ha previsto ningún ajuste del corte, no existe inconveniente alguno en llevarlo a cabo diseñando el circuito como los anteriores. Las resistencias Ra y f í 10, colocadas en los terminales de colector de 77 y 72, cumplen varias funciones, las cuales se exponen en el apartado siguiente ya que son las mismas que en el pró ximo circuito.

AMPLIFICADOR DE SALIDA DE CROMA, CLASE B, CON TRANSISTORES COMPLEMENTARIOS En la figura 17.10 se tiene el esquema completo de las tres etapas amplificadoras de salida de croma, polarizadas en clase 6, con transistores complementarios, y excitadas, al igual que en los casos anteriores, por el circuito integrado TDA2530. En este circuito se lleva a cabo una fuerte realimentación mediante los amplificadores diferencia les del Cl, por la cual se corrige el comportamiento no lineal, se mejora la respuesta de frecuencia, se elimina la desventaja de la zona muerta y se estabiliza el punto de trabajo mediante un impulso. El problema que presenta este circuito consiste en que la carga del condensador de aco plamiento C3, por medio de la corriente de base del transistor 72, necesita una descarga perió dica para compensarla y mantener la tensión de C3 en el valor adecuado. Durante la actuación de la fuente de realimentación, si el amplificador no se encuentra tam bién sobreexcitado, la tensión de salida t/s es proporcional a la tensión de entrada de vídeo Ve cumpliéndose entonces la igualdad:

donde Kr es el factor de realimentación. Durante el período de borrado, y con un nivel de negro superior a la mitad de la tensión de ali mentación, el transistor 72 conduce de forma normal. En esta circunstancia, se aplica, a través de la resistencia Rv una corriente adicional bastante elevada. De esta forma, la corriente a través de 72 debe bajar hasta cero y la corriente restante pasa a través de 77, ya que, por efecto de la rea limentación, la tensión de salida y la corriente que circula por R2 permanecen constantes. Los cambios del estado de conducción al de bloqueo de los transistores se pueden presen tar únicamente cuando la base de 77 y la de 72 se hagan más positivas, debido al desacoplo capacitivo a través del condensador C3. Con una adecuada elección de la corriente adicional, la tensión en la base de 72 sube tanto, que el condensador de acoplamiento se descarga (a través de D4) hasta la mitad de la tensión de su punto de trabajo. La citada corriente adicional, necesaria durante el impulso de borrado, se obtiene por medio de un impulso de tensión adecuadamente grande (impulso de retroceso de línea mayor a la ten sión de alimentación), que se lleva a través del condensador C5 y la resistencia ñ 12 al terminal superior de la resistencia R x (figura 17.10).

330

AMPLIFICADORES AMPLIFICADORES DE CROMA CROMA

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17.10 17.10 Circuito Circuitocompleto completodedelas lastres tresetapas etapasdedesalida salidadedecroma. croma,clase claseB.B,diseñadas diseñadascon contransistores transistorescomplementarios complementariosexcitados excitados por porel integrado integrado TDA2530 TDA2530. 3 31 331

332

17.11 El TDA3565 dispone en su circulteria de los tes amplificadores de croma.

+ /2 V

TELEVISIÓN


El diodo D3 tiene por finalidad evitar que el impulso de tensión no quede cortocircultado por medio de la tensión de alimentación y fijar la tensión en el terminal superior de f í , , fuera del perio do de borrado, a un valor prácticamente igual a la tensión de alimentación. Al igual que en los circuitos anteriores, el diodo Zener D I y el condensador C2 son los ele mentos de fijación de la tensión de emisor de los transistores. Lo mismo cabe decir de la disi pación de la red de alimentación con la posibilidad del ajuste del punto de corte. Las resistencias fí9 y ñ 10, conectadas en los terminales de colector de los transistores T I y 72, tienen varios fines. Así, con una gran corriente de señal de salida, y debido a la carga capacitiva en altas fre cuencias, en las resistencias fí9 y f í 10 se produce una caída de tensión apreciable, de forma que con las condiciones constantes (tensión de alimentación, tensión de salida y corriente de carga), se reduce la tensión colector-emisor y con ella la potencia disipada en el transistor. A este efec to también colabora algo la disminución del desplazamiento de fase entre la corriente de colec tor y la tensión colector-emisor, ya que sin resistencias fí9 y f í 10 es prácticamente de 90°, debi do a la carga capacitiva en la gama de las altas frecuencias. Por otra parte, el desplazamiento de fase permanece tan grande, que durante los mínimos de la tensión colector-emisor la corriente de colector aún es pequeña y por eso, durante la exci tación, las resistencias reducen poco la tensión de colector mínima. También destaca que, incluso con una tensión de alimentación elevada, teniendo la misma tensión máxima de salida que sin sobreexcitación, la disipación de potencia del transistor es considerablemente menor que si no se disponen las resistencias Rg y f í 10. Además de lo expuesto, las resistencias fí9 y f í ,0 limitan la corriente de colector, protegiendo a los transistores contra cortocircuitos en la salida. Pero las ventajas de añadir estas dos resistencias no se limitan sólo a lo expuesto, ya que mediante ellas, se consigue reducir la radiación de señales fuera de la banda de vídeo, que se producen, particularmente, en los terminales de la etapa de salida de vídeo. Para finalizar, obsérvese en la figura 17.10 las resistencias de protección en la salida del amplificador, las disposiciones LC de desacoplo y los conexionados del circuito integrado, todo ello es igual que en los circuitos precedentes. Para el funcionamiento del circuito y para el desa coplo del impulso de tensión de la tensión de alimentación, es suficiente un condensador C5, una resistencia ñ )2 en serie con él y un diodo D3 para las tres etapas. Con la resistencia f í n , el diodo de paso D5 y el condensador C4 se polarizan los cátodos de los diodos D4 al valor de la tensión de alimentación menos la caída de tensión de codo del diodo D5; de esta forma se disminuye la zona muerta de 2VBE a VBB.

EJEMPLO DE AMPLIFICADORES DE CROMA El TDA3565 es un decodificador de color PAL de P h ilips , el cual es estudiado con detalle en el capítulo anterior de esta obra. Se trata de un decodificador en un solo circuito integrado, de gran calidad, que cumple con las mayores exigencias en el diseño de receptores de televisión en color pero que, además de efectuar la decodificación PAL también amplifica las señales de croma, rojo, verde y azul obtenidas en su matriz. En la figura 17.11 repetimos el esquema de bloques de dicho integrado, destacando las etapas correspondientes a los amplificadores de croma. El TDA3565 entrega señales de salida RVA con una amplitud comprendida entre 4,5 y 5,5 V (nominal de 5 V) de pico a pico, con un nivel de borrado de 2 V c.c. y que no posee entradas de realimentación como el TDA2530 expuesto en el apartado anterior. En el terminal 10 del integrado se obtiene la señal correspondiente al rojo, en el 11 el verde y en el 12 el azul (figura 17.11). Al igual que en el caso precedente, las etapas de salida de croma pueden polarizarse en clase A, en clase AS con dos transistores NPN, en clase AS con transistores complementarios o en clase 6. En la figura 17.12 se ha dibujado el esquema de las etapas amplificadoras de salida clase A, que es la más sencilla, pero posee una respuesta al impulso más lenta y una alta disipación de potencia, tal como se ha expuesto en líneas anteriores.

333

TELEVISIÓN

17.12 Circuitos amplificadores de croma clase A, para ser excitados por el integrado TDA3565.

En estos amplificadores de croma clase A los ajustes de ganancia y nivel de negro interaccionan entre sí. Los transistores utilizados son bipolares de RF, a los cuales de les debe colocar un disipador de calor. En la figura 17.13 se tiene el esquema de las tres etapas amplificadoras de croma, clase AB, con dos transistores NPN, excitados por el integrado TDA3565. La resistencia fí5 es una resistencia de realimentación acoplada a la base del transistor T I. Se trata de un amplificador tipo «cascode» cuyo transistor TI minimiza la deriva térmica del transistor de vídeo 72 y, además, proporciona una gran ganancia de lazo y un alto grado de estabilidad en c.c. La deriva térmica restante se puede separar en dos clases: a) Una deriva térmica diferencial producida por señales diferentes de vídeo en cada una de las tres etapas, y las cuales calientan a los transistores T1. b) Una deriva térmica común, causada por señales similares en las tres etapas que calien tan a los transistores T1, cambios en la temperatura ambiente y deriva térmica de la ten sión de referencia Vtel. La deriva térmica del primer apartado puede ser despreciada, puesto que es inferior a 0,25 V (corriente continua). En lo que respecta a la deriva térmica del segundo apartado, normalmente se utiliza un diodo Zener para proporcionar una tensión de referencia de baja impedancia, tal como se vio en el apar tado anterior en el que se expusieron amplificadores de salida RVA excitados por el Cl TDA2530. En el caso que nos ocupa, y como diferencia con el anterior, se ha dispuesto un circuito estabiliza dor de 2,3 V de c.c. para obtener unos ajustes independientes de la ganancia R5/(R, + R?) y el nivel de negro R5/(R3 + RJ, para señales de entrada con un nivel de negro nominal de 3 V de c.c. Efectivamente, la utilización de un diodo Zener (por ejemplo, de 2,1 V), causaría una deriva térmica común en la salida, con un cambio en la temperatura ambiente de 40 °C, de -9 ,7 V (c.c.). La deriva en la salida causada por el transistor T1, con un cambio en la temperatura ambiente de 40 °C, es de -3 ,9 V (c.c.). De lo expuesto se deduce que no hay compensación de las derivas para cambios de la tem peratura ambiente, y que la deriva común total sería de -1 3 ,6 V, razón por la cual se ha dis puesto un estabilizador transistorizado (T4). Mediante este estabilizador se compensa la deriva térmica causada por los cambios de temperatura ambiente, así como la deriva térmica causa da por el propio calentamiento del transistor T1. Si se desea una compensación en frecuencia, se conecta un pequeño condensador C, (dibujado a trazos en la figura 17.13), en paralelo con la resistencia Rv

334

17.13 Circuitos amplificadores de croma clase AB. con dos transistores NPN, para ser excitados por ei integrado TDA3565.


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335

TELEVISIÓN

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17.14 C,rcu,tos amphficadores de croma clase AB. con dos transistores complementarios, para ser exc1ta<1os por el integrado TOA3565

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En la figura 17.14 puede verse el esquema de los tres amplificadores de salida de croma RVA de un receptor de televisión en color, excitadas por el TDA3565, y en los que se emplean tran sistores complementarios. En el circuito de la figura 17.14 la resistencia fí5 es la de realimentación, y se conecta a la base del transistor de entrada 7 1. Al igual que en el circuito anterior, y por las mismas razones, no puede utilizarse un diodo Zener para proporcionar la tensión de referencia a los emisores de los transistores 72, por lo que se ha utilizado un circuito estabilizador de tensión transistorizado equivalente al de la figura 17.13. Sin embargo, la deriva térmica no puede compensarse completamente, debido a que en el caso de la figura 17.14 la deriva térmica del transistor 74 (de baja tensión y, por lo tanto, con baja disipación de potencia) ha de compensar la deriva térmica del transistor de alta tensión 72 (con gran disipación de potencia). Como consecuencia de ello, se produce una deriva térmica dife rencial, causada por señales de vídeo diferentes en las tres etapas, de 1,5 V en c.c. como máxi mo, y una deriva térmica común, causada por señales de croma similares en las tres etapas, de -4 V (c.c.) como máximo, y por los cambios de temperatura ambiente de 40 °C, de 1,6 V de c.c. como máximo. Así pues, la deriva térmica causada por el transistor 72 no es compensada por la deriva tér mica causada por el transistor 77, debido a la disipación de potencia diferencial entre estos dos transistores. La ganancia de cada una de las etapas de salida de vídeo de la figura 17.14 se ajusta de forma independiente por la resistencia fí2, y el nivel de negro mediante el ajuste de Rs para un nivel de negro nominal de entrada de 3 V (c.c.). Conectando un condensador en paralelo con fí, (C, dibujado a trazos en la figura 17.14), se puede compensar la frecuencia. Para finalizar con el estudio de los amplificadores de salida de croma de un receptor de tele visión en color, en la figura 17.15 se ha dibujado el esquema de uno polarizado en clase B, para ser excitados por el integrado TDA3565. El d e c o d ific a d o r PAL d e P hilips TDA3565 n o fu e d is e ñ a d o p a ra e x c ita r u n a s e ta p a s d e s a li d a d e c ro m a e n c la s e B, p u e s to q u e n o tie n e e n tra d a s d e re a lim e n ta c ió n , p o r lo q u e e n el c ir c u ito d e la fig u ra 17.15 h a s id o n e c e s a rio a ñ a d ir u n o s a m p lific a d o re s d ife re n c ia le s p a ra lle v a r a c a b o la re a lim e n ta c ió n , p u e s to q u e en e s ta c la s e d e e ta p a s d e s a lid a s e p re c is a u n a e le v a d a g a n a n c ia d e la zo.

Los amplificadores diferenciales están form ados por dos transistores de silicio tipo BC548. El diodo Zener BZX79, de 5,6 V, se utiliza en este circuito para proporcionar la tensión de referencia, ya que su coeficiente de temperatura es próximo a cero. Debido a la gran ganancia del lazo y a su compensación de temperatura, obtenida al usar transistores idénticos para los amplificadores diferenciales, resulta difícil que en este circuito se produzca alguna deriva térmica. La ganancia de cada una de las etapas de salida se ajusta de forma independiente median te las resistencias ajustables fí2, mientras que el nivel de negro se ajusta con R3. Este último ajus te se realiza para un nivel de negro nominal a la entrada de 3 V de c.c. En el circuito de la figura 17.15 es importante que las líneas de alimentación de todos los amplificadores estén separadas de la alimentación del integrado, ya que en caso contrario se podrían producir influencias mutuas debidas a impulsos de interferencias. Para ello basta con disponer una inductancia de unos 10 pH en el terminal 1 del TDA3565 (terminal de alimenta ción), la cual dejará pasar hacia el integrado la corriente de alimentación y se opondrá a cual quier impulso de interferencia. Los terminales de masa del decodificador y de los amplificadores de salida se deben conectar directamente a tierra. De los cuatro amplificadores de salida de croma descritos en este apartado, el de clase AB, con dos transistores NPN, es el más adecuado para ser excitado por el TDA3565, ya que es el que proporciona una mínima deriva térmica, una baja disipación de potencia y, además, preci sa pocos componentes.

337

TELEVISIÓN

SALIDAS TDA 35'iO

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t17.15 7. t 5 Circuitos Circuitos amplificadores de de croma croma clase clase B, para ser excitados por el integrado TDA3565. 338 338


K.

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Entrada in v e rtid a

LEVELSHIFTER t

DIFFERENTIAL STAGE

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77.16 Diagrama de bloques de uno de los tres amplificadores de salida de vídeo del TDA6103Q.

Actualmente también se fabrican los tres amplificadores de salida de croma en un único cir cuito Integrado, como el TDA6103Q, de P h il ip s , cuyo diagrama de bloques se ha dibujado en la figura 17.16 (mostrando uno solo de los amplificadores de salida de diferencia de color). El TDA6103Q posee un ancho de banda de 7,5 MHz, con un valor nominal de tensón de entrada de 12 V o comprendida entre - 6 y +6 V si trabaja en modo diferencial. Se presenta en cápsula SOT111BE de 9 terminales, con disipador de calor incorporado dadas las altas potencias que en él se disipan. Funciona con una tensión continua de 250 V.

17.17 Cápsula S0T111BE.

339

TELEVISIÓN

Su velocidad de respuesta es muy elevada (1.600 V/ps) y puede utilizarse en unión de una gran variedad de decodificadores de color. Las salidas de cátodo están protegidas contra picos de corriente de hasta 10 A, causadas por picos de tensión positiva. Además, posee entradas de señal tanto invertida como no invertida, lo que permite su utili zación con señales de vídeo tanto negativas como positivas. En la figura 17.18 se ha dibujado el esquema de los amplificadores de salida de vídeo, rojo (R), verde (G) y azul (B) de un receptor diseñado con este integrado. Las salidas del integrado se realizan por los terminales 7, 8 y 9 y se conectan directamente a los respectivos cátodos del TRC mediante resistencias limitadoras de 1,5 k í l La tensión en estos tres terminales oscila entre 0 V y 250 V, según el nivel de luminosidad del punto que se obtenga en pantalla.

17.18 Esquema de aplicación del TDA6103Q.

340

Separador de los impulsos de sincronismo

Capítulo 18

INTRODUCCIÓN Hasta aquí se han estudiado en este libro todos los circuitos de un televisor en color, desde la antena hasta el altavoz y el cátodo del TRC. Sin embargo, todos estos circuitos no son sufi cientes, en lo que respecta a la señal de vídeo, para proporcionar una imagen en la pantalla del televisor, pues si se aplican las señales de rojo, verde y azul a los respectivos cátodos del TRC, sin que los respectivos haces de electrones exploren toda la superficie de la pantalla, lo único que se consigue es un punto blanco muy brillante en el centro de ésta. Es preciso, por tanto, que los haces de electrones procedente del cátodo del TRC barran toda la pantalla. Este barrido o exploración de la pantalla debe realizarse en perfecta sincroni zación con la exploración que se lleva a cabo en el tubo captador de imágenes del centro emi sor, es decir, que el comienzo y final de la exploración de una línea n en el receptor debe coin cidir exactamente con el inicio y final de la misma línea n en el centro emisor. Para efectuar esta exploración sincronizada, la emisora transmite, junto con la información de imagen, unos impulsos de sincronismo horizontal y vertical que, adecuadamente tratados en el televisor, servirán para que el barrido horizontal y vertical del haz de electrones del TRC esté en perfecta sincronización con el barrido horizontal y vertical del haz explorador del tubo cap tador de imágenes de la cámara de televisión. Los impulsos de sincronismo que contiene la señal de vídeo son los de sincronismo hori zontal, los de sincronismo vertical y los ecualizadores antes y después del impulso vertical. Todos estos impulsos se producen en instantes diferentes, según sea la línea explorada, además de tener características distintas. Para tratar adecuadamente la señal de televisión en el receptor se deben separar los impulsos de sincronismo horizontal y vertical, de forma que se puedan derivar hacia circuitos distintos y poder así aplicarlos por separado a las bobinas de desviación horizontal y vertical del tubo de rayos catódicos. En este capítulo se estudia el circuito separador de sincronismo, es decir, el circuito median te el cual se separan los impulsos de sincronismo horizontal y los de sincronismo vertical de la señal de vídeo. Antes de entrar en el estudio del separador de sincronismo vamos a resumir, como recordatorio, algunos conceptos imprescindibles para el correcto estudio de estos circuitos, y que no son otros que las características de estos impulsos según las normas CCIR europea y FCC norteamericana.

IMPULSOS DE SINCRONISMO SEGÚN NORMA CCIR Los impulsos de sincronismo llegan al receptor mediante la portadora de vídeo, y son tratados con ella en las etapas de sintonía, Fl, demodulador y amplificador de vídeo. Así pues, en el amplificador de vídeo, además del contenido de la información de imagen, se tienen los impul sos de sincronismo, los cuales también se aplican al cátodo del TRC, a un nivel de negro, que hace que durante el retorno horizontal y vertical del haz de electrones por la superficie de la pan talla no aparezca imagen alguna en ésta, es decir, durante la presencia de los impulsos de sin cronismo se bloquea totalmente la emisión de electrones del cátodo a la pantalla del TRC.

341

Así pues, en cualquiera de las etapas de vídeo, demoduladora y amplificadora, que se han estudiado en los capítulos precedentes, pueden extraerse los impulsos de sincronismo. Sin embargo, lo más normal es extraer dichos impulsos del amplificador de vídeo, puesto que en esta etapa dichos impulsos poseen una amplitud suficiente para ser tratados con comodidad. En lo que respecta a la norma CCIR, el número de imágenes por segundo se ha fijado de tal forma que evite el centelleo de la imagen, tal como se hace en el cine con el número de imáge nes por segundo. Este número se ha establecido en 25 imágenes por segundo. De acuerdo con esto, los Impulsos de sincronismo de la imagen para un barrido de 625 líneas generan una frecuencia ftlfie3 de: /êa = 625 líneas por imagen x 25 imágenes = 15.625 Hz La duración de un período de línea (7jinea), es decir, la duración entre impulso e Impulso es de: T.,

= — -— = = 64 ps Llinea 15.625 Hz

Este tiempo es el que tarda el haz de electrones en recorrer una línea horizontal por la pan talla del TRC, sea cual sea la dimensión de ésta. La duración de un ciclo de imagen (Tmagen) completo vale, de acuerdo con todo lo expuesto, imagen = 625 líneaS X 64 pS = 40 ms Por otro lado, tenemos que en televisión se utiliza el barrido interlineado, es decir, que pri mero se barren las líneas impares y luego las pares. Cada barrido completo de todas las líneas pares o impares recibe el nombre de cuadro, por lo que una imagen está formada por dos cua dros, uno de líneas impares y otro de líneas pares que se entrelazan. De acuerdo con esto, y sabiendo que se transmiten 25 imágenes por segundo, el número de cuadros será: número de cuadros = 25 imágenes x 2 = 50 La duración de un cuadro (7"cuadr0) vale, por consiguiente, la mitad del tiempo de duración de una imagen, es decir, r

71^ 40 ms = — ™gen_ _ -------------cuadro 2 2

pe ms

En resumen, los tiempos de barrido vertical y horizontal, según norma CCIR, se establecen en los siguientes: • Tiempo de exploración de una línea: 64 ps. • Tiempo de exploración de un cuadro: 20 ms. • Tiempo de exploración de una imagen: 40 ms. Los impulsos de sincronismo, tanto de línea como de cuadro, consisten en un aumento brus co de la amplitud de la señal, teóricam ente en forma rectangular, desde un valor del 75 % al 100 %. Es decir, se toma como nivel de los impulsos el 100 % de la amplitud, correspondiente al negro más negro. Recuérdese que las variaciones de amplitud de la señal que contiene la información de imagen oscilan entre un 10 % para el blanco a un 75 % para el negro, por lo que estando la amplitud de los impulsos de sincronismo comprendida entre el 75 y el 100 % de la amplitud de la señal, dichas amplitudes corresponderán a un negro seguro, es decir, lo que nor malmente se denomina en el argot técnico más negro que el negro.

SEPARADOR DE LOS IMPULSOS DE SINCRONISMO

La duración de los impulsos de cuadro es, según norma CCIR, el 42 % del ciclo de línea, es decir, 427;ne3 Impulso de Icuadro

42 x 64 ps -|

qq

qq

= 26,88 ps

El retorno al nivel de negro entre cada impulso (7'rEtornoal nM5l dBregJ equivale al 8 % del tiempo de exploración de una línea, o sea: 877

T retorno al nivel de negro

8 x 64 ps

_ _ _ J i n e a _ _ _____________ -j q q -j q q

= 5 1 2 US ’

^

La duración del impulso de línea (7jmpolso^ llnea) es tan sólo el 9 % del tiempo de exploración de línea, lo que da un tiempo de: 977

t

= _____ linea

Impulso de línea

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9 x 64 ps

= __________ l ___. = -| q q

5' 7 fi

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Todos estos tiempos son los que han de servir para fijar exactamente la información de vídeo de una forma gráfica, tal como se expone a continuación. En la figura 18.1 se ha dibujado la forma de onda obtenida en la salida del demodulador de vídeo, correspondiente a tres líneas. Se aprecia en ella que está formada por una señal variable (según el contenido de la información de imagen) y unos impulsos, que corresponden a los de barrido de línea, que alcanzan el 100 % de la amplitud total, y que están separados entre sí por unos tiempos de 64 ps. Los impulsos de sincronismo forman un escalón con los impulsos de bloqueo o borrado, es decir, antes y después de la aparición del impulso de sincronismo existe un pequeño intervalo de tiempo en el que la señal de vídeo alcanza un nivel de negro del 75 % y se mantiene cons tante en él, por lo que antes y después de la aparición de dicho impulso existe un tiempo en el que el haz de electrones del TRC se bloquea, no incidiendo sobre la pantalla.

sincronismo

o de borrado

18.1 Representación gráfica de la señal de vídeo, correspondiente a tres líneas de imagen, con sus correspondientes impulsos de sincronismo de línea.

343

TELEVISIÓN

La acción del impulso de sincronismo es sólo el 25 % del tiempo total invertido por el impul so de bloqueo o borrado de retorno de línea. Estos porcentajes se mantienen constantes en función de la señal de entrada, es decir, que cualquiera que sea el valor de la señal de entrada siempre se le asignará el 100 % de su ampli tud máxima. A partir de este valor se extraen los porcentajes citados, correspondiendo los valo res del 10 % al blanco y del 75 % al negro. Los porcentajes intermedios corresponden así a toda la escala de grises. Lo citado en relación a los grises se refiere, lógicamente, a una señal de televisión en blanco y negro, en la cual las tres señales de rojo, verde y azul poseen el mismo nivel, puesto que en momen to que aparezca un color quedan desequilibradas las tensiones aplicadas a los cátodos del TRC. En la figura 18.2 se han representado todos los tiempos que se han citado en las líneas ante riores de este capítulo (no se han dibujado en esta figura los impulsos de salva de color, ya que carecen de interés para el estudio que nos ocupa).

18.2 Tiempos invertidos por los impulsos de sincronismo, bloqueo y señal de imagen, y forma de onda obtenida a partir de dichos impulsos.

1 1 ,8 4 U S

En dicha figura se observan las siguientes particularidades, comenzando por la izquierda: En primer lugar se alcanza el nivel de negro (75 %), correspondiente al impulso de bloqueo o borra do (en el que el haz de electrones procedente del cátodo queda bloqueado). Este nivel del 75 % se mantiene constante durante 0,96 ps. Transcurrido este tiempo se produce el impulso de sincronismo de línea, el cual alcanza una amplitud del 100 % de la amplitud total de la señal de vídeo compuesta y tiene una duración de 5,76 ps. A continuación desaparece el impulso de sincronismo, descendiendo de nuevo el nivel de la señal al 75 % de la amplitud total, o nivel de bloqueo, y se mantiene en este nivel durante 5,12 s. Durante este tiempo se incorporan los impulsos de la salva de color o burst (no dibujados en la figura 18.2). Así pues, el tiempo total del impulso de borrado, incluido el impulso de sincronismo, será de: 0,96 ps + 5,76 ps + 5,12 ps = 11,84 ps A continuación se envía la información de imagen, la cual dura un tiempo de 52,16 ps. Durante este tiempo la amplitud de la señal de vídeo oscila entre el 10 y 75 % de su amplitud máxima, según la información contenida en la línea. Una vez finalizada la línea se genera un nuevo impulso de borrado, en el cual se alcanza el 75 % del nivel máximo y se inicia de nuevo todo el proceso descrito. Sumando los tiempos de impulso de borrado y de información de línea se tiene un tiempo total de: 11,84 ps + 52,16 ps = 64 ps (que es el tiempo total empleado en la exploración y retorno de una línea).

344


En la parte inferior de la figura 18.2 se ha dibujado también la forma de onda de tensión resul tante, destinada al barrido, y que por su forma especial recibe el nombre de tensión en diente de sierra. Dicha tensión en diente de sierra es la que se utiliza para el barrido del haz de electrones sobre la pantalla, y se obtiene, por procedimientos que luego se describen, a partir de los impulsos de sincronismo. De momento, y con el fin de familiarizarnos con esta forma de onda, observemos que el descenso se produce con gran rapidez, en tan sólo unos 6,72 ps, tiempo durante el cual el haz de electrones regresa al extremo izquierdo de la pantalla para iniciar una nueva exploración. Sin embargo, el tiempo que tarda la tensión en diente de sierra en alcanzar su valor máximo es de unos 57,28 ps, tiempo durante el cual el haz de electrones explora una línea de Imagen de izquierda a derecha de la pantalla y el haz de electrones procedente del cátodo incide sobre la pantalla con una intensidad que depende de la información contenida en la señal de video. En cuanto a los impulsos de sincronismo vertical, en la figura 18.3 se ha dibujado la forma de los mismos. Estos impulsos son Independientes de los de sincronismo horizontal. Constan de unos impulsos de ecualización y otros de sincronismo de cuadro. La frecuencia de los Impulsos de ecualización es doble que la de los impulsos de sincronis mo horizontal, por lo que se producen en la mitad de tiempo, es decir, en 32 ps (figura 18.3). La misión de estos impulsos es la de efectuar el retomo de cuadro y mejorar el sincronismo vertical, puesto que los cuadros se alternan con líneas pares e impares.

Impulso ecualizador

Impulso de sincronismo vertical

18.3 Representación gráfica de los impulsos de sincronismo vertical.

IMPULSOS DE SINCRONISMO SEGÚN NORMA FCC Al igual que en la norma CCIR, en la FCC también se establecen unos Impulsos de sincronismo vertical y horizontal, aunque con una frecuencia de 60 cuadros por segundo, correspondiente a 30 imágenes por segundo. Como consecuencia, la norma FCC establece una frecuencia horizontal de 15.750 Hz y una frecuencia vertical de 60 Hz; es decir, 30 imágenes con un total de 60 cuadros. En lo que respecta a las amplitudes, éstas son las mismas que en la norma CCIR, es decir, entre el 75 % y el 100 % de la amplitud máxima de la señal de vídeo.

SEPARACIÓN DE LOS IMPULSOS DE SINCRONISMO Se ha dicho antes que en los amplificadores de salida de vídeo, correspondientes a las señales de croma de rojo, verde y azul, se tiene la señal de vídeo compuesta. Ésta está formada por la información de imagen, los impulsos de sincronismo vertical, los impulsos de sincronismo hori

345

TELEVISIÓN

zontal y los impulsos de borrado. Dicha señal se aplica en su totalidad a cada uno de los cáto dos del TRC, ya que gobernarán la intensidad de cada haz de electrones según el contenido de la señal de imagen y, además, bloqueará sus emisiones durante los tiempos de retroceso de línea. Sin embargo, para el gobierno de la desviación del haz por toda la superficie de la pantalla del tubo de imagen, sólo nos interesan los impulsos de sincronismo. Éstos, a su vez, deben separarse mediante circuitos paralelos para que lleguen en perfecta sincronización a las bobinas de deflexión vertical y horizontal del tubo de rayos catódicos (de estas bobinas y de su funcio namiento se trata más adelante, en otro capítulo de esta obra). Para llevar a cabo este proceso, los impulsos de sincronismo deben extraerse de la señal compuesta y, a continuación, han de separarse los impulsos verticales de los horizontales. En la figura 18.4 se puede ver el esquema de bloques del circuito que separa los impulsos. En él la señal compuesta de vídeo, tomada del amplificador de luminancia, se aplica a una etapa amplificadora transistorizada, cuya polarización de base es tan negativa que está normalmente bloqueada. Solamente los impulsos que rebasen la señal de imagen son capaces de provocar la conducción del transistor y pasar así a las etapas siguientes.

Entrada

— VArVArWV18.4 Esquema de bloques del separador de los impulsos de sincronismo horizontal y vertical de la señal de vídeo compuesta.

Como consecuencia de todo ello la componente de imagen y la parte inferior de los impul sos son recortados. Este proceso se repite en un segundo paso separador, marcado con 2 en la figura 18.4, de forma que los impulsos que tienen ahora polaridad opuesta son recortados también en su parte superior. Con ello se obtiene la misma amplitud para todos los impulsos. Los impulsos seleccionados y amplificados llegan luego a un miembro integrador (3 de la figura 18.4) y a un miembro diferenciador (4 de la figura 18.4). El integrador consiste en un filtro paso bajo cuyo condensador se elige de forma que la constante de tiempo RC haga que el condensador resulte muy poco cargado por los cortos impulsos de línea y por los aún más cortos impulsos de ecualización. Los impulsos de sin cronismo vertical, por el contrario, pueden cargarlo hasta, prácticamente, el valor de la ten sión de impulso. En la salida del integrador aparece, por tanto, una pequeña tensión (figura 18.4) cuando reci be los impulsos de línea, y una tensión elevada cuando recibe los impulsos verticales. El circui to integrador convierte así la duración de un impulso en amplitud de impulso. El diferenciador consiste en un filtro paso alto en el que los bordes de los impulsos son trans formados en impulsos de aguja positivos y negativos (véase forma de onda en la figura 18.4). Los impulsos de aguja negativos quedan inoperantes, mientras que los positivos sirven para la sincronización del oscilador de relajación de líneas que estudiaremos en un próximo capítulo de esta obra.

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Se consiguen así, en la doble salida del circuito separador de impulsos, dos señales diferen tes: una servirá para el gobierno de las bobinas deflectoras verticales y la otra para el gobierno de las bobinas deflectoras horizontales. Llegados a este punto el lector se preguntará para qué sirven los impulsos de ecualización. Para contestar a esta pregunta recurrimos a la figura 18.5, en la cual se ha dibujado el curso de la tensión \/sv presente en la salida del integrador si no existieran impulsos de ecualización. En la parte inferior de esta figura se ha dibujado la forma de onda del primer cuadro con línea fina y la del segundo cuadro con línea más gruesa. De acuerdo con todo esto, y sin impulsos de ecualización, la tensión a la salida del integra dor para el primer cuadro (línea fina) alcanza el valor V/Sv, en el cual se produce la sincronización, en el tiempo f ,, mientras que en el segundo cuadro la tensión de sincronización se alcanza más tarde, en el tiempo f2. Nos encontramos, pues, ante una diferencia de tiempo que hace que los impulsos de sin cronismo vertical no actúen en períodos de tiempo iguales. El desplazamiento entre f, y f2 se debe a que, después del primer cuadro, el condensador del miembro integrador no está cargado del todo cuando el impulso vertical del segundo cua dro llega al punto A de la figura 18.5.

18.5 Tensión de sincronismo vertical\lsv presente en la salida del integrador para el primer cuadro de imagen (línea fina) y para el segundo cuadro (línea gruesa), si no se introducen los impulsos de ecualización.

Como consecuencia, para el segundo cuadro se precisa un mayor tiempo de carga del con densador integrador, y la tensión de sincronismo se obtiene más tarde. Este desplazamiento es, desde luego, inadmisible, por lo que para evitarlo se introducen los impulsos de ecualización, los cuales compensan el tiempo de diferencia cargando más el con densador integrador en el segundo cuadro. Efectivamente, como se puede apreciar en la figura 18.6, los impulsos de sincronismo horizontal se mantienen en sus posiciones alternadas, de forma que se puedan obtener en un cuadro las líneas pares y en el otro las líneas impares; sin embargo, en el segundo cuadro el primer impulso de ecualización se produce antes que en el primero, de forma que a partir de él coinciden en el tiempo los impulsos de ecualización del pri-

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18.6 Tensión de sincronismo vertical\lsv presente en la salida del integrador para el primer cuadro de imagen (línea fina) y para el segundo cuadro (linea gruesa), al estar presente impulsos de ecualización.

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mer y segundo cuadro, haciendo que el condensador integrador tenga la misma carga cuando se le aplica el primer impulso de sincronismo vertical. De esta forma, la sincronización vertical se produce en el instante correcto.

CIRCUITOS SEPARADORES DE IMPULSOS DE SINCRONISMO Existen diversos circuitos capaces de separar los impulsos de sincronismo vertical y horizontal de la señal de vídeo compuesta. Actualmente los separadores de impulsos de sincronismo for man parte de circuitos integrados, pero para su estudio resulta más eficaz partir de los diseña dos con diodos o con transistores, razón por la cual en las páginas que siguen lo haremos así, finalizando con el estudio de uno integrado.

SEPARADOR DE IMPULSOS DE SINCRONISMO CON DIODO Se ha afirmado, en páginas anteriores, que el separador de los impulsos de sincronismo recibe la señal compuesta de vídeo, tomada del demodulador o del amplificador de luminancia (con más frecuencia de este último circuito ya que en él la señal está amplificada), y suministra a un circuito integrador y a otro diferenciador los impulsos de sincronismo, eliminando el contenido de imagen que posee la señal de vídeo. Para llevar a cabo esta función, se aprovecha la particularidad de que los impulsos de sin cronismo de una señal de vídeo sobresalen un 25 % por encima del nivel de negro, o sea, están presentes en el nivel de bloqueo de la señal de imagen. Así pues, los circuitos separadores de los impulsos de sincronismo actúan solamente en la región de la señal de vídeo que va del 75 al 100 % de la amplitud total, siendo inoperantes para amplitudes por debajo del 75 %. El separador de sincronismo más sencillo consiste en un limitador por diodo. Aunque en la actualidad esta forma de separar los impulsos de sincronismo no es muy utili zada, la consideramos de gran interés ya que es un circuito básico que permite comprender mejor los sistemas actuales, mucho más perfeccionados, que expondremos más adelante en este mismo capítulo. El separador de sincronismo por diodo no afecta a la fase del impulso y tampoco lo amplifica. Consiste en un diodo cuya resistencia directa es baja en una polaridad de la señal y alta en la polaridad opuesta, tal como corresponde al funcionamiento de cualquier diodo. Consiste en un diodo en serie con la señal de vídeo procedente del amplificador de lumi nancia (figura 18.7), el cual limita el impulso para las señales de sentido negativo. En la misma figura se ha dibujado la forma de onda presente en la entrada y salida del circuito. El diodo D se conecta en serie entre la entrada y la salida, y la resistencia R es la de carga del circuito. El diodo queda polarizado mediante una fuente de alimentación, de forma que permanece bloqueado para las señales de vídeo negativas, siempre y cuando éstas no sobrepasen un determinado valor, el del impulso de sincronismo. Si la señal de vídeo alcanza una amplitud del 75 % (o más), entonces el valor de tensión de dicha amplitud contrarresta la polarización inversa del diodo, pasando éste al estado de conducción. D Entrada o----------( 4

■oSalida

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18.7 Esquema de principio de un separador de impulsos de sincronismos mediante diodo semiconductor.

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lr


De acuerdo con esto, el diodo queda polarizado sólo en sentido directo al recibir los impul sos de sincronismo, por lo que para dichos impulsos circula una corriente por el diodo hacia masa a través de la resistencia R y la fuente de alimentación. El paso o no de corriente por R genera en esta resistencia una tensión en forma de almena, como la dibujada en la figura 18.7, cuya frecuencia y fase se corresponde con los impulsos de sincronismo. El valor del recorte viene dado por el valor de la tensión proporcionada por la fuente de ali mentación. Cuanto mayor sea dicho valor, más difícil será contrarrestar la polarización inversa del diodo y más recortada será la señal de vídeo. Como se puede apreciar, mediante este circuito se pueden extraer los impulsos de sincro nismo, sin embargo, presenta el inconveniente de precisar una fuente de alimentación indepen diente que lo hace poco atractivo, aparte de que la fuente de alimentación proporciona un valor fijo y, como consecuencia, puede darse el caso de que los impulsos de señales débiles no pue dan circular por el diodo hacia la salida, y que señales fuertes puedan hacer pasar por el diodo la componente de la señal de vídeo que corresponde a la imagen. Para evitar todos estos inconvenientes es preciso desarrollar una polarización en el diodo cuyo valor varía según la amplitud de la señal recibida. En la figura 18.8 se ha dibujado el esquema de un circuito separador de los impulsos de sincronismo con diodo, en el cual se desarrolla una polarización cuyo valor es igual al valor promedio de los impulsos de sincronismo, y que se adapta a cualquier nivel de la señal de entrada. Esta función se realiza por medio del condensador C y la resistencia Rv los cuales forman un grupo RC con elevada constante de tiempo. El funcionamiento del circuito de la figura 18.8 es como sigue: La señal de entrada, de sen tido positivo, hace que se cargue el condensador C a través de la resistencia R?. Transcurrido un breve espacio de tiempo, la tensión en C alcanza un valor igual al valor promedio de la señal. El condensador C se descarga ligeramente a través de ñ, en ausencia de los impulsos de sincronismo, es decir, cuando el diodo está bloqueado. Cuando a la entrada del circuito se aplica un nuevo impulso de sincronismo, se produce un paso de corriente por R2 para recargar a C, por lo que en ft, se obtiene una tensión que coinci de con los impulsos de sincronismo. El condensador C actúa, de hecho, como la fuente de alimentación de la figura 18.7, con la ventaja de que la tensión en él varía con el nivel de la señal de vídeo y, por lo tanto, ajustando automáticamente el nivel al que conduce el diodo. La constante de tiempo R:C debe ser la adecuada para que el diodo permanezca bloquea do para cualquier señal que no sea la de sincronismo. Por ejemplo, si el condensador C adquie re su nivel de carga máxima cada 64 ps (norma CCIR), es preciso que la constante de tiempo sea, por lo menos, lo suficientemente elevada para impedir que se produzcan pérdidas de nivel entre los intervalos de carga. Un valor orientativo para esta constante de tiempo es de 25 ms, el cual es un valor más que suficiente para asegurar el bloqueo del diodo entre dos impulsos de sincronismo consecutivos. El circuito de la figura 18.8 está diseñado para aplicar a su entrada señales de vídeo positi vas. Para utilizarlo con señales de vídeo negativas basta con invertir el diodo.

EnlradaO—

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-o Salida

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18.8 Circuito separador de impulsos de sincronismos con diodo.

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TELEVISIÓN

Como se ha podido comprobar, el separador de los Impulsos de sincronismo mediante un diodo semiconductor es un circuito muy simple, aunque en la actualidad ya no se emplea por que se sustituye por otros circuitos que dan mejores resultados, sin deformación alguna de la señal y con mejor rendimiento. Respecto a esto diremos que la corriente de carga del conden sador C de la figura 18.8 no es constante, sino que sigue un curso exponencial (como corres ponde a la carga y descarga de cualquier condensador), por lo que la tensión en R2 no es per fectamente rectangular, como hemos dibujado con fines didácticos en la figura 18.8, sino que presenta una deformación debida a la curva de carga del condensador.

SEPARADOR DE IMPULSOS DE SINCRONISMO TRANSISTORIZADO El separador de sincronismos transistorizado tiene la ventaja de amplificar la señal del impulso. Además, con un diseño bien realizado es posible conseguir que los impulsos obtenidos en la salida del circuito tengan, todos ellos, la misma amplitud, cualquiera que sea el nivel de la señal de entrada. En la figura 18.9 se ha dibujado el esquema de un sencillo circuito separador de sincronismos transistorizado. En él se ha empleado un transistor PNP, aunque no existe inconveniente alguno en utilizar uno NPN si se tiene en cuenta la polaridad de la señal de vídeo y la de la alimentación. El esquema de la figura 18.9 corresponde a un transistor montado en emisor común, cuyo emisor se conecta directamente a masa. El divisor de tensión formado por R2-R 3 polariza la base del transistor a una tensión fija, de forma que el transistor permanece bloqueado para cualquier señal de vídeo que no sobrepase un determinado valor, es decir, trabaja como amplificador en clase B. Al aplicar una señal de vídeo negativa entre base y emisor, el transistor pasa al estado de conducción o de bloqueo según el nivel de ésta. Así, durante los impulsos de sincronismo, los cuales poseen una amplitud máxima negativa, el transistor pasa al estado de conducción, por lo que toda la tensión de salida aparece en la resistencia de carga fí4, es decir, en el colector del transistor se obtiene una tensión nula, o casi nula, con respecto a masa. Durante los instantes en los que se recibe información de imagen, el nivel negativo de ésta no es suficiente para hacer conductor al transistor, por lo que éste pasa al estado de bloqueo. En esta circunstancia, la máxima tensión se obtiene entre emisor y colector del transistor, con el negativo en el lado del colector. De acuerdo con todo lo expuesto, entre emisor y colector se obtiene una tensión en forma de almena, que corresponde a los impulsos de sincronismo pero que, además, ha sido amplificada. El circuito de la figura 18.9 tiene el inconveniente de estar polarizado con una tensión fija, dada por el divisor de tensión R2-R 3, de forma que los impulsos de sincronismo que se aplican

a

a

- | | ------------- o Salida Entrada o -

R,

C,

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II

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18.9

350

Circuito separador de impulsos de sincronismos transistorizado, con polarización fija.


a la base del transistor deben ser ligeramente más negativos que la tensión \/BE necesaria para producir la saturación del transistor. Si los impulsos de sincronismo son más negativos que la tensión VBE, la información de imagen será siempre positiva en este punto, por lo que el transis tor queda bloqueado debido a su polarización fija y la información de sincronismo se obtiene correctamente para un determinado nivel de señal. Sin embargo, cuando el nivel de señal varía, la separación de los impulsos no se realiza correctamente. Por estos motivos, en la mayoría de los casos se utilizan circuitos autopolarizados como el de la figura 18.10. En el circuito de la figura 18.10 el transistor permanece bloqueado cuando no se recibe señal en su entrada. En el instante de recibir una señal de vídeo en su entrada, con polaridad negati va, el transistor pasa al estado de conducción y el condensador C2 se carga. Durante el tiempo que transcurre entre dos impulsos de sincronismo consecutivos, el con densador C2 se descarga lentamente a través de Rv es decir, la constante de tiempo R.Ct es elevada, de forma que la descarga de C 2 sea lenta y, por lo tanto, se mantenga la tensión en Cz, lo que equivale a decir la tensión l/BE del transistor. El condensador C 2 es, por tanto, el encar gado de polarizar la base del transistor a un valor de tensión adecuado.

18.10 Circuito separador de impulsos de sincronismos con transistor autopolarizado.

Así pues, el condensador C 2 se carga durante los impulsos de sincronismo a un nivel sufi ciente para mantener bloqueado al transistor; en cambio, sólo deja pasar los impulsos de infor mación correspondientes al nivel del negro. En la figura 18.11 se ha dibujado el esquema de otro circuito separador de sincronismo tran sistorizado, en el que se utiliza un transistor NPN. La señal de entrada es, en este caso, positi va y se aplica a la base del transistor a través de la resistencia R: y el condensador C r Los impul sos positivos hacen que el transistor pase al estado de conducción, puesto que se trata de un

18.11 Circuito separador de impulsos de sincronismos con transistor NPNy entrada de señal positiva.

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transistor NPN y, a la vez, se carga el condensador C. hasta alcanzar el valor de cresta de la tensión de la señal de entrada. Al finalizar el impulso de sincronismo, el condensador C, se descarga a través de fí,, con lo cual se polariza el transistor al corte. La constante de tiempo de fí,C , debe ajustarse lo suficientemente alta para que C, pierda sólo el 25 % de su carga entre impulso e impulso de sincronismo. El resultado de ello es que los impulsos de sincronismo que siguen, recargan a C, antes que empiece a conducir el transistor. De esta forma se evita que el transistor conduzca, excepto en el lapso de tiempo en que están presentes los impulsos de sincronismo. Al mismo tiempo el transistor se excita a la saturación, con lo que su tensión de colector des ciende desde una tensión máxima positiva a una tensión mínima positiva, que hemos cifrado en +20 V y +0,2 V respectivamente (figura 18.11). Así pues, durante los instantes en que se aplica un impulso de sincronismo positivo el tran sistor pasa al estado de conducción, bajando su tensión de colector a unos +0,2 V con respecto a masa, y durante los instantes en que se aplica la información de vídeo el transistor queda pola rizado al corte por C,, de forma que su tensión entre colector y masa sube a unos +20 V. De este modo se obtienen los impulsos de sincronismo amplificados entre colector y masa, tanto verticales como horizontales, desapareciendo por completo la información de imagen. Otro circuito separador de sincronismo transistorizado muy utilizado es el dibujado en la figu ra 18.12. En este circuito la señal negativa de vídeo se aplica a la base del transistor.

o+

18.12 Circuito separador de impulsos de sincronismo transistorizado, con polarización mixta.

El condensador C, y la resistencia fí, suministran la polarización automática de la base, mien tras que el divisor de tensión formado por f í - f í 2 proporciona una polarización fija. La red de resistencias y condensadores fí 5-C 2 y fí6-C , separan los impulsos de sincronismo de cuadro por integración, tal como se estudia en un apartado posterior de este capítulo. Para finalizar, en la figura 18.13 se muestra el esquema de un circuito separador de sincro nismos transistorizado y con polarización mixta, similar al de la figura 18.12. Este circuito consta de dos transistores BC158. La señal de vídeo, tomada del emisor del transistor preamplificador de vídeo, se deriva por un lado hacia los circuitos de CAG y, por otro, hacia la base del primer transistor del circuito separador. Dicha señal de vídeo debe ser en este caso de signo negativo. Las resistencias fí 3 y fí., proporcionan la polarización fija del transistor T 1 , funcionando como detector de sincronismos.


C4

18.13 Otro circuito separador de impulsos de sincronismo transistorizado. con polarización mixta.

La red R2-C 2 proporciona polarización automática y evita el bloqueo después de producirse un fuerte impulso de interferencia de ruido. Los impulsos de sincronismos positivos aparecen en colector de 77 y son aplicados a la base de 72 a través de C3> llevando a este transistor al corte. Con objeto de lograr suficiente amplitud de sincronismo en la salida de T2, alimentado con +25 V, se inserta un choque de 25 mH en su circuito colector. De esta forma los impulsos de sincronismo de líneas llegan al punto medio del comparador ya diferenciados, con una amplitud de 40 V de pico a pico. Los impulsos de sincronismo de cuadro, se obtienen integrando los impulsos presentes en el colector de T2.

SEPARADOR DE IMPULSOS DE SINCRONISMO CON BLOQUEO INTERMITENTE DE RUIDO Dado que la señal de vídeo está modulada en amplitud, queda sujeta a interferencias parásitas que, sumadas a la información de imagen, pueden hacer que esta señal alcance valores por encima del 75 % marcado como límite de negro, con lo que se producen unos impulsos pará sitos que pueden afectar al sincronismo de la imagen. Para evitar esta interferencia, muchos receptores de televisión incorporan al circuito separa dor de sincronismos un bloqueador intermitente de ruido. En la figura 18.14 se ha dibujado el esquema de un circuito de bloqueo intermitente de ruido. En éste, la señal de vídeo se aplica simultáneamente al separador de sincronismos y a una com puerta de ruido. El transistor T1 es el separador de sincronismos normal. La señal de vídeo se aplica a la base de T1 a través de F),CV los cuales poseen una constante de tiempo elevada para permitir que sólo los impulsos de sincronismo activen al transistor T 1 . Puesto que el emisor de T 1 está conectado al colector de T2, es decir, que ambos transis tores están conectados en serie, resulta evidente que para que ambos pasen al estado de con ducción deben activarse simultáneamente. El transistor T2 está normalmente activado debido a la corriente continua de polarización que circula a través de T1, L y FtA hacia la base de T2. Comparado con la mayoría de los circuitos transistorizados la única particularidad que lo diferencia es la tensión positiva de polarización de colector de T1, puesto que ésta debe ser elevada ya que alimenta a dos transistores en serie.

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TELEVISIÓN

r I

Salida de sinc.

F

18.14 Circuito separador de impulsos de sincronismo, con bloqueo de ruido.

Las resistencias R? y fí3 forman un divisor de tensión que reduce la tensión de colector de T1 a un valor de unos 50 V. A la base del transistor T2 también se le aplica la señal de vídeo, pero en este caso inverti da, de forma que los impulsos de sincronismo sean negativos. La polarización para la compuerta de ruido se obtiene igualmente a partir del positivo gene ral y de la resistencia de Rr siendo lo suficientemente elevada para evitar que los impulsos de sincronismo bloqueen al transistor 12. Si al receptor llega una señal de vídeo en la que esté presente un impulso de ruido cuya amplitud sea mayor que la de los impulsos de sincronismo, entonces dicho impulso excita nega tivamente la base de 12. bloqueándose éste. Dado que T1 funciona en serie con T2, ambos transistores quedan bloqueados, de forma que el impulso de ruido no puede pasar, evitándose con ello que a la salida aparezcan impulsos de sincronismo falsos. Este circuito elimina la mayor parte de los impulsos de ruido, pero cualquiera de éstos que posea una amplitud igual a la de los impulsos de sincronismo puede pasar a través del circuito y producir, por tanto, un falso impulso de sincronismo en la salida del transistor T1.

SEPARACIÓN DE LOS IMPULSOS DE SINCRONISMO VERTICALES DE LOS HORIZONTALES Se ha estudiado en este capítulo cóm o se separan los impulsos de sincronismo de la señal de video. Sin embargo, esto no es suficiente para establecer el barrido de los haces electrones por la superficie de la pantalla del TRC, puesto que en la salida del separador de los impulsos de sincronismo se obtienen todos los impulsos, tanto los de línea como los de cuadro, siendo nece saria una nueva separación, esta vez de los impulsos de sincronismo horizontal de los de sin cronismo vertical.

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Se ha dicho, al comienzo del capítulo, al tratar los bloque de las etapas de sincronismo de un televisor, que la separación de los impulsos de sincronismo horizontales de los verticales se lleva a cabo mediante un circuito integrador y otro diferenciador, los cuales vamos a tratar en los apartados que siguen. Pero antes conviene recordar un hecho fundamental que permite sepa rar unos impulsos de otros: los impulsos de sincronismo horizontal tienen una cadencia de 66 ps entre ellos, mientras que la de los verticales es de 20 ms.

CIRCUITO DIFERENCIADOR C a rg a Un circuito diferenciador consta de dos compo nentes: una resistencia y un condensador monta dos en serie tal como se ilustra en la figura 18.15. Mediante este sencillo circuito es posible extra er de la etapa separadora de sincronismos los impulsos de sincronismo horizontal o de línea. En la figura 18.16 se han dibujado las formas de onda de los impulsos de entrada y salida del cir cuito. En la parte superior de esta figura se han dibujado los impulsos de sincronismo de línea, de forma rectangular, obtenidos en la salida de la etapa separadora de sincronismos, y que son, por tanto, la forma de onda de la tensión aplicada a la entrada del circuito diferenciador de la figura 18.15. 18.15 Circuito diferenciador. Veamos ahora lo que sucede en el circuito al aplicarle los impulsos de sincronismo horizontal. En el instante ?1 (figura 18.16), el condensador recibe toda la amplitud de la señal de sincro nismo, circulando la máxima intensidad de corriente por el circuito. Como consecuencia, en la resistencia R se obtiene una tensión máxima Vs con un fuerte abrupto o escarpado (véase la forma de onda de la tensión de salida Vs en el instante f, de la figura 18.16 inferior). Entre los tiempos f, y f 2 el condensador se va cargando (tiempo de duración del primer impul so). Dicha carga sigue un curso exponencial, como corresponde a la carga de un condensador.

18.16 Representación gráfica dé los impulsos de entrada y salida en un circuito diferenciador.

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A medida que el condensador se carga, la corriente que circula por el circuito disminuye su valor de forma exponencial, por lo que la tensión de salida \/s en la resistencia R disminuye de valor. En el instante t2 el condensador se ha cargado por completo, la corriente por el circuito es nula y en la resistencia R la tensión t/s es nula. Toda la tensión aparece, en este instante, en el condensador. En el instante t2 desaparece el impulso de entrada Ve, por lo que el condensador pasa a la descarga sobre la resistencia R. Lógicamente la descarga es de sentido opuesto (flecha a tra zos de la figura 18.15), por lo que la tensión en la resistencia cambia de polaridad (figura 18.16). Al iniciarse la descarga la corriente por R es máxima, y máxima es, por tanto, la tensión en ella, aunque, como hemos dicho, de sentido opuesto a la tensión producida durante la carga. A medida que disminuye la carga del condensador (entre los instantes t2 y f 3 de la figura 18.16) la corriente de descarga disminuye su valor exponencialmente, hasta alcanzar el valor cero en el instante f3. Cuando se alcanza el valor cero, de la corriente de descarga desaparece la tensión l/s en la resistencia. En el instante f 3 se recibe un nuevo impulso de sincronismo horizontal en la entrada del cir cuito, y con él se repite todo el proceso descrito. El diferenciador transforma así los impulsos rectangulares de entrada en impulsos en forma de aguja y, además, alternos. Para conseguir que el proceso descrito se realice tal como se ha expuesto, es imprescindi ble que el condensador se cargue y descargue dentro del breve período de tiempo que dura el impulso; por lo tanto, la constante de tiempo RC debe ser pequeña. Para diferenciar bien los impulsos de sincronismo de línea, esta constante de tiempo suele ser del orden de los 0,1 ps, es decir, bastante menor que la quinta parte de la duración de un impulso de sincronismo horizontal, el cual tiene una duración de 5,76 ps en la norma CCIR. En electrónica se considera una constante de tiempo corta, toda aquella que posea un valor igual o inferior a la quinta parte de la anchura del impulso de entrada, y larga aquella cuya dura ción sea superior a cinco períodos de impulso. De acuerdo con lo expuesto, un condensador de 47 pF y una resistencia de 2,2 kí 2, pro porcionan una constante de tiempo de: RC = 47 pF X 2,2 kO = 0,1 ps generando una forma de onda similar a la dibujada en la figura 18.17. En lo que respecta a los impulsos de sincronismo vertical, que también se aplican al diferen ciador, tenemos que cada tramo total de los mismos es casi tan ancho como el período de impulso horizontal, por lo que el diferenciador produce la misma forma de onda tanto en los bor des de los impulsos verticales com o horizontales, manteniendo así los circuitos horizontales sin cronizados durante el período de tiempo en que se aplican los impulsos verticales. Es decir, la forma de onda y frecuencia de la figura 18.17 se mantiene constante sea cual sea el tiempo de impulso aplicado a la entrada. Para finalizar diremos que a pesar de que en la salida del diferenciador se obtengan impul sos alternos, sólo se aprovechan los impulsos positivos para aplicarlos al oscilador horizontal que se estudia en un próximo capítulo.

18.17 Forma de onda obtenida en la resistencia Rde la figura 18.15, para una constante de tiempo de 0,1 ps.


C IR C U ITO INTEG RADO R El circuito integrador es también un circuito muy simple, puesto que al igual que el diferenciador consta de un condensador y una resistencia (figura 18.18).

Entrada V, Salida Vs

18.18 Circuito integrador.

En este caso, sin embargo, la tensión de salida se obtiene en el condensador, y los valores de R y de C son mucho mayores, es decir, poseen una constante de tiempo mucho más eleva da (de unas 5 veces el período de los impulsos verticales). Dado que la constante de tiempo es elevada, el condensador C se carga con los impulsos de forma acumulativa; es decir, antes que descienda demasiado la tensión en él, debido a la descarga, un nuevo impulso vertical lo recarga. Recordemos que el tren de impulsos verticales está formado por seis impulsos de corta duración, precedidos y seguidos de un tren de impulsos ecualizadores. Al aplicar a la entrada del integrador seis impulsos verticales sucesivos, el condensador se carga algo con el primer impulso, pero no totalmente por ser la constante de tiempo elevada y, por lo tanto, mucho antes que se produzca la carga total, el impulso de entrada desaparece. El condensador comienza ahora a descargarse, pero antes de que la tensión entre sus pla cas descienda demasiado de valor, otro nuevo impulso vertical queda aplicado al circuito. Con ello el condensador vuelve a sufrir una nueva carga, ésta acumulándose a la que ya tenía, con lo que la tensión en él alcanza un valor algo más elevado que el anterior. Este proceso es acumulativo durante los seis impulsos verticales que se aplican a la entra da, con lo que en el condensador se obtiene una tensión máxima al final del sexto impulso. En la figura 18.19 se representa de forma gráfica este proceso de carga del condensador.

Período de impulso vertical

Impulso horizontal

Señal de entrada

» 11111 i hnnnnm Impulsos ecualizadores

Impulsos ecualizadores

Tensión de

Nivel del umbral

18.19 Curso de la tensión en el condensador integrador durante la aplicación de los impulsos verticales.

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TELEVISIÓN

Como se puede apreciar en la figura 18.19, la curva de la tensión de salida, entre los termi nales del condensador, está constituida por seis pequeñas curvas exponenciales, unidas una a otra formando escalones; es decir, para cada impulso se suma o integra su carga en el con densador, hasta alcanzar el nivel de umbral o de disparo. En lo que respecta a los impulsos ecualizadores, remitimos al lector a las figuras 18.5 y 18.6 de este capítulo, con sus explicaciones correspondientes, en las que se expuso la finalidad de los mismos, bastando ahora decir que estos impulsos aseguran, que en un cuadro, los haces electrónicos de los tres cañones del TRC empiecen el barrido en la esquina superior izquierda de la pantalla, y en el cuadro siguiente en la parte central superior de la misma, asegurando con ello el interlineado del barrido horizontal. Los impulsos horizontales, que lógicamente también se aplican al circuito integrador, no apa recen en la salida de éste, puesto que al ser un filtro paso bajo y ser los impulsos horizontales de muy corta duración (elevada frecuencia), el condensador puede cargarse y descargarse con suma facilidad debido a su elevada constante de tiempo y, por esta razón, en la salida del inte grador prácticamente no se obtiene ninguna tensión debida a estos impulsos horizontales.

SELEC C IO N DE LOS IM P U LS O S DE S IN C R O N IS M O EN C IR C U ITO S TRAN SISTO R IZADOS Para la selección o separación de los impulsos de sincronismo de línea de los de cuadro, basta disponer un circuito diferenciador y otro integrador en la salida de un transistor separador de sin cronismo. En la figura 18.20 se ha dibujado el esquema de un circuito de esta clase, el cual permite la separación de los impulsos verticales de los horizontales. Consta de un circuito integrador, for mado por R,CV conectado al colector del transistor, y que es alimentado por la resistencia de carga Rc, y de un circuito diferenciador, formado por ñ 2C2, que es alimentado por la resistencia de emisor Re. A la entrada del transistor se aplican todos los impulsos, por lo que se obtienen amplificados tanto en el colector como en el emisor del transistor. En algunas ocasiones, para reducir la interacción entre las entradas a los generadores de barrido horizontal y vertical, se conecta una resistencia de desacoplo en serie con el colector, de un valor comprendido entre 500 y 1.000 Q. Para obtener más eficiencia en los circuitos integrador y diferenciador, en ocasiones se dupli can, e incluso se triplican, sus redes de resistencias y capacidad.

R,

Entrada

18.20 Circuito selector de los impulsos de sincronismo.

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—Ó

C, II

I


DESFASADOR El desfasador consiste en un circuito que permite la exacta eliminación de la modulación de video durante la separación de los impulsos de sincronismo, e incluso de las perturbaciones parásitas. Este circuito suele añadirse después del separador de impulsos y, a veces, es indispensable para invertir, al mismo tiempo, la polarización de la señal, con el fin de aplicar la polaridad ade cuada al oscilador de barrido. En la figura 18.21 puede verse el esquema de un separador de impulsos de sincronismo, con sus correspondientes circuitos diferenciador y desfasador, así como la forma de onda obtenida en diversos puntos del mismo.

Del preamplificador de video

18.21 Circuito separador de los impulsos de sincronismo, con etapa desfasadora, y formas de onda obtenidas en los puntos 1a 6 del mismo.

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TELEVISIÓN

El funcionamiento de este circuito es como sigue: La señal negativa de vídeo, presente en el emisor del preampllflcador de vídeo, se aplica a la base del transistor 77. El condensador de 22 nF y la resistencia de 1 k£2, conectados a su base, lo polarizan automáticamente según el nivel de la señal, mientras que el divisor de tensión formado por las resistencias de 15 k£2 y 150 k£2 le proporcionan polarización fija. Los Impulsos de sincronismo de línea se toman directamente desde el colector del transis tor y se llevan al detector de fase a través de un condensador de 4,7 nF. La red formada por las resistencias y condensadores conectados en el colector separan los impulsos de cuadro (por integración) y los aplican a la base del transistor 72, el cual se encarga de invertir su polaridad a fin de que sea adecuada para sincronizar el oscilador de cuadro. Este transistor no sólo actúa com o inversor, sino también como un efectivo circuito integrador. mediante el condensador de 3,3 nF conectado entre sus electrodos de colector y base. Los números encerrados dentro de una circunferencia corresponden a las formas de onda, con el mismo número, que se obtienen en los diversos puntos del circuito.

CIRCUITO INTEGRADO SEPARADOR DE IMPULSOS DE SINCRONISMO En la actualidad existe una gran diversidad de circuitos integrados con los que se puede realizar la separación de los impulsos de sincronismo de la señal de vídeo. La exposición de todos ellos sería excesiva para cualquier obra, por lo que limitaremos nuestro estudio a describir el TDA4820T, de la firma P h ilip s , que precisa muy pocos componentes externos para su funcionamiento. En la figura 18.22 se ha dibujado el esquema de bloques de este integrado, así como los componentes externos que se precisan para su funcionamiento. Se presenta en cápsula de plástico DIL tipo SOT96-1, de 8 terminales (figura 18.23). Se alimenta con una tensión continua de 12 V nominales, aplicados entre el terminal 1 y el 8 (masa), aunque puede funcionar con tensiones comprendidas entre 10,8 y 13,2 V. La señal compuesta de vídeo se aplica al terminal 2 del integrado, mediante acoplamiento capacitivo con un condensador de 220 nF. Esta señal de entrada debe ser positiva y debe tener

Im pulsos d e

18.22 Diagrama de bloques del circuito integrado TDA4820T, separador de los impulsos de sincronismo.

360


un valor comprendido entre 0,2 y 3 V de pico a pico, con unos impulsos de sincronismo com prendidos entre 50 y 500 mV de pico a pico. Una vez en el integrado, la señal se amplifica unas 15 veces y se fija en nivel de negro, mediante el condensador C2, en unos 2 V. A continuación, la señal de vídeo se aplica a un circuito de tensión de referencia, que esta blece ésta en el 50 % del valor de pico de la tensión de los impulsos de sincronismo, asi como a los circuitos separadores de los impulsos de sincronismo vertical y de la señal compuesta de los impulsos de sincronismo, donde se tienen los impulsos de sincronismo horizontal. Este valor del 50 % de la tensión de pico de los impulsos de sincronismo es generada y almacenada por el condensador C3, de 220 nF. conectado al terminal 3 del integrado. Como la tensión de referencia del 50 % del valor de pico de los impulsos de sincronismo también se aplica a los dos circuitos comparadores, los cuales separan los impulsos de sincro nismo, se obtienen en los terminales 7 y 6 del integrado los impulsos de sincronismo com pues to (horizontal y vertical) y de sincronismo vertical, cuya amplitud alcanza el 50 % del valor de la tensión de pico de los impulsos de sincronismo. El separador de impulsos de sincronismo vertical posee un circuito integrador de doble pendiente. La temporización de los impulsos de salida vertical está determinada por una resistencia exter na conectada al terminal 4 del integrado. Si el terminal 4 está abierto el tiempo de presencia de los impulsos verticales en el terminal 6 es de 45 ps (30 ps mínimo, 60 ps máximo). Si se conecta el terminal 4 a masa, a través de la resistencia Rv entonces los impulsos de sincronismo vertical obtenidos en el terminal 6 pasan a tener una duración de 18 ps (11 ps mínimo, 25 ps máximo). La resistencia fí, optimiza el valor de la temporización de los impulsos de sincronismo. Con un valor igual o superior a 3,3 k£i el tiempo de duración de los impulsos de sincronismo es igual o superior a 23 ps. En lo que respecta a los impulsos de sincronismo horizontal, en el terminal 7 del integrado, la duración de los mismos es de 250 ns (500 ns, como máximo). La tensión de salida en los terminales 6 y 7 es de 10,5 V nominales.

18.23 Cápsula S0T96-1. utilizada por el integrado TDA4820T. separador de los impulsos de sincronismo.

361

Circuitos de desviación de cuadro

Capítulo 19

INTRODUCCIÓN La finalidad del sistema de deflexión es explorar toda la superficie de la pantalla del receptor de televisión, de izquierda a derecha y de arriba abajo, produciendo así la sensación de trama que la cubre en su totalidad, y que no es otra cosa que el resultado de un defecto visual del ojo humano que retiene en su retina las imágenes durante un cierto tiempo. El sistema de deflexión de un receptor de televisión en color está formado por los circuitos de barrido horizontal y vertical, el yugo de deflexión, un circuito de acerico, un yugo de conver gencia y un circuito de control de convergencia (figura 19.1). En este capítulo sólo se estudian los circuitos de desviación vertical o de cuadro, formado por un oscilador vertical, un amplificador de salida de desviación vertical y la bobina de desvia ción vertical, dejando para los siguientes capítulos el estudio del resto de circuitos.

CIRCUITOS DE DESVIACIÓN VERTICAL Si no hay desviación vertical, lo único que se verá en la pantalla del televisor será una línea blan ca y delgada sobre su eje de simetría horizontal. Si la desviación vertical no es lineal, puede parecer que, por ejemplo, las personas tengan las piernas largas y las cabezas achatadas o

19.1 Esquema de bloques del sistema de deflexión de un receptor de televisión en color.

363

TELEVISIÓN

viceversa. Para evitar todo esto, los circuitos de desviación vertical deben diseñarse y ajustarse con el máximo cuidado, de forma que la imagen reproducida no sufra deformación alguna. Para que el haz de electrones procedente de los cátodos del TRC barra con exactitud toda la superficie de la pantalla de arriba abajo, tiene que bajar un poco por cada línea que se explo ra. Esto significa que, a medida que el haz se desvía de izquierda a derecha durante la desvia ción horizontal, se le aplica una segunda fuerza que lo desvía hacia abajo. Cuando el haz llega a la parte inferior de la pantalla, debe retornar rápidamente a la parte superior de ella para iniciar la exploración del siguiente cuadro. La sincronización del barrido vertical viene dada por los impulsos de sincronismo vertical o de cuadro, obtenidos a la salida de la red integradora estudiada en el capítulo precedente. Para el barrido de cuadro, o barrido vertical, de un tubo de imagen de televisión se precisa un campo magnético que varíe linealmente con el tiempo y que vuelva rápidamente a su valor inicial. Para producir este campo magnético en la bobina de desviación se aplica una corriente eléctrica que sigue esta ley, denominada variación en diente de sierra (figura 19.2).

19.2 Señal en diente de sierra para la desviación vertical de los haces electrónicos de un TRC.

Retorno

Esta corriente se puede descomponer en dos partes: la primera de ellas, durante la cual la corriente crece de valor, hace que el campo magnético de la bobina deflectora aumente su intensidad provocando que el haz barra verticalmente la pantalla; durante la segunda, de retor no, la corriente disminuye rápidamente de valor, disminuyendo con ella el campo magnético de la bobina de desviación y, por tanto, el haz de electrones regresa rápidamente a la parte supe rior de la pantalla. El tiempo total empleado en el barrido y retorno del haz viene dado por la frecuencia de cua dro. En la norma CCIR europea, de 50 cuadros por segundo, el tiempo de barrido y retorno vale:

t. = — — = —

v

fv

= 20 ms

50 Hz

Y en la norma FCC norteamericana, de 60 cuadros por segundo, es:

El circuito generador de la corriente de barrido vertical comprende, en general, las siguientes partes (figura 19.3): • Un generador de tensión en dientes de sierra. • Uno o varios pasos amplificadores. • Una etapa amplificadora de potencia que alimenta la bobina de desviación vertical. La potencia necesaria depende de la bobina de desviación y del tipo de tubo de imagen uti lizado. A los circuitos citados cabe añadir unos circuitos de corrección y linealidad, los cuales son necesarios por los motivos que vamos a citar a continuación.

364

CIRCUITOS DE DESVIACIÓN DE CUADRO

CIRCUITOS DE LINEALIDAD

GENERADOR

AMPLIFICADORAS

ETAPA FINAL BOBINA DE DESVIACIÓN

19.3 Esquema de bloques de los circuitos de desviación vertical.

Los tubos de rayos catódicos presentan una ligera curvatura que tiende a hacer plana la superficie de la pantalla (figura 19.4). Como consecuencia de esta forma, la distancia desde la unidad de desviación al centro geométrico de la pantalla es más corta que a los bordes de ésta, por lo que el haz recorre mayor distancia cuanto más separado del centro geométrico se encuentre. Esto provoca una mala desviación del haz si no se toman algunas precauciones, consistentes en superponer a la corriente en diente de sierra una señal de corrección (correc ción en S). La forma de onda aplicada a la bobina de desviación vertical es, por tanto, la que se ha dibu jado con línea más fina en la parte inferior de la figura 19.4. Además de lo expuesto, el oscilador en diente de sierra debe estar perfectamente sincroni zado, de forma que no sólo se desplace la imagen por la pantalla, sino que la falta de un impul so de sincronismo, por el motivo que sea, no produzca molestias visuales al espectador y per mita un perfecto entrelazado. Asimismo se disponen ajustes de frecuencia, amplitud y linealidad que permiten el ajuste correcto de la imagen en todos ellos.

Corriente sin

Corriente con

19.4 Debido a que la distanciad entre la unidad de desviación y la pantalla del TRCes mayor cuando el haz de electrones incide en la parte superior o inferior de ésta que cuando incide sobre su centro geométrico, es preciso efectuar una corrección de la forma de onda de la corriente en diente de sierra aplicada a las bobinas de desviación.

365

GENERADOR DE TENSIÓN EN DIENTE DE SIERRA Para la obtención de la tensión en diente de sierra se recurre, generalmente, a un oscilador RC, es decir, circuitos en los que la constante de tiempo viene dada por la carga y descarga de un condensador C en una resistencia R. En el caso de los circuitos de desviación de cuadro para televisión, este oscilador debe po seer ciertas cualidades: • Buena estabilidad de frecuencia para variaciones de temperatura y de la tensión de ali mentación. • Margen de sincronización suficientemente amplio. • Ajustes de amplitud y frecuencia independientes uno del otro. El principio de funcionamiento del circuito está basado en la carga y descarga de un con densador. Efectivamente, supóngase un circuito como el la figura 19.5, formado por la conexión en serie de un condensador C y una resistencia R, y a los cuales se aplica la tensión de la fuen te de alimentación E cuando se cierra el Interruptor S. R

C

19.5 Carga de un condensador a través de una resistencia.

Antes de cerrar el circuito, la tensión v en el condensador es nula. Al cerrarlo se inicia un paso de corriente cuyo valor depende del valor de la resistencia R. es decir, es tanto menor cuanto mayor sea el valor de R. Esta circulación de corriente hace que el condensador comience a cargarse, y cuando la ten sión en él sea igual y de signo opuesto a la de la fuente de alimentación, ambas tensiones se anulan y se corta el paso de corriente. Se dice entonces que el condensador está totalmente cargado. El proceso de carga de un condensador sigue una función exponencial, de forma que, en un Instante cualquiera, f, la tensión en él alcanza un valor: v = E (1 - e-'/RC) donde E es la tensión aplicada, t el tiempo transcurrido, RC la constante de tiempo del circuito y e es el número neperiano 2,718282. Así, en un circuito RC formado por un condensador de 10 pF en serie con una resistencia de 100 k£2, al que se le aplica una tensión de 10 V, se tiene una constante de tiempo RC: RC = 10 pF x 100 k í 2 = 1 s La tensión en el condensador, transcurrido un tiempo de un segundo, vale: v = E (1 - e-lWC) = 10 V x (1 - 2,718282_1/1) = 6,32 V es decir, el 63,2 % de la tensión total aplicada.


Un condensador se considera totalmente cargado cuando transcurren cinco constantes de tiempo, es decir, en el caso del ejemplo, al pasar cinco segundos la tensión en el condensador es: v = E ( 1 - e-'/RC) = 10 V x (1 - 2,718282"5/l) = 9,93 V valor este lo suficientemente cercano a los 10 V de la fuente como para considerar cargado al condensador. En la figura 19.6 se ha dibujado la curva exponencial de carga de un condensador, en la que se puede determinar el porcentaje de tensión obtenido en él transcurridas unas determinadas constantes de tiempo. En el ejemplo expuesto, y a fin de facilitar la exposición, la constante de tiempo RC la hemos establecido en un segundo; en otros casos, como ocurre en los circuitos de desviación vertical, dicha constante de tiempo es diferente. Así, si la constante de tiempo es de 0,01 s, el condensador alcanza la plena carga después de transcurridos 0,05 s, com o se puede deducir por cálculo.

19.6 Curva exponencial de carga de un condensador.

Todo lo expuesto es válido para la descarga de un condensador. En este caso, sin embar go, el circuito es el de la figura 19.7, en el cual el condensador, previamente cargado, se des carga a través de una resistencia R al cerrarse el interruptor S.

19.7 Descarga de un condensador sobre una resistencia.

La descarga del condensador sigue, igualmente, una función exponencial, pero en este caso la tensión en él disminuye hasta alcanzar el valor cero (figura 19.8). También aquí se considera al condensador totalmente descargado una vez transcurridas cinco constantes de tiempo RC.

367

TELEVISIÓN

19.8 Curva exponencial de descarga de un condensador.

Si se elige adecuadamente una resistencia para la carga y otra para la descarga de un con densador, los tiempos de carga y descarga serán diferentes, por lo que es posible obtener un circuito capaz de generar una tensión en diente de sierra. En la figura 19.9 se muestra la forma de obtener una señal en diente de sierra mediante el cierre y apertura del interruptor S entre los instantes f 1 y t2. La fuente de alimentación E carga al condensador C, a través de R, en un tiempo que depen de de la constante de tiempo RC. Si una vez cargado el condensador se cierra el interruptor S, éste se descarga sobre R', en un tiempo que depende de la constante de tiempo R’C. Si R posee un valor mayor que el de R se obtiene una carga mucho más lenta que la des carga, por lo que en C tiene una tensión en diente de sierra cuyo retorno a cero es tanto más rápido cuanto menor sea R' con respecto a R. Para que este proceso se realice automáticamente basta con sustituir el interruptor S por un transistor gobernado por los impulsos de sincronismo vertical, de 50 Hz o 60 Hz, según la norma utilizada (figura 19.10). Para que el circuito de la figura 19.10 funcione a la frecuencia de cuadro basta utilizar para el desbloqueo las señales de sincronismo vertical, teniendo la precaución de elegir una cons tante de tiempo RC adecuada para que el diente de sierra sea lo suficientemente lineal. Para una frecuencia dada, la tensión de salida disminuye cuando aumenta la constante de tiempo, puesto que el condensador no se carga del todo. De acuerdo con esto y con la curva exponencial de la figura 19.6, la parte más lineal de la curva de carga se corresponde con las tensiones más bajas, por lo que una mejor linealidad va acompañada de una disminución del nivel de salida.

U J1 19.9 Circuito capaz de generar una tensión en diente de sierra.

368

19.10 Sustitución del interruptor de la anterior por un transistor gobernado por los impulsos de sincronismo vertical.


El oscilador de la figura 19.10 presenta el Inconveniente de que la descarga de! condensa dor no sólo se efectúa al aplicar entre base y emisor una señal de sincronismo, sino con cual quier señal parásita, de amplitud suficiente, que pueda pasar por el circuito separador de sin cronismos y que llegue a la base del transistor oscilador. Por este motivo este oscilador no se emplea nunca en la forma descrita, tal como veremos en las líneas que siguen.

OSCILADOR DE EFECTO MILLER Con un amplificador que posea un elevado factor de realimentación se consigue una buena linealidad y un elevado nivel de salida. Efectivamente, considérese el circuito de la figura 19.11, en el que se ha representado un amplificador realimentado. Si se admite que la tensión a la salida del amplificador está desfasa da 180° con respecto a la de entrada, la tensión v presente en la salida posee un valor: v = -G E (1 - e - |/(l+« RC) donde G es la ganancia de tensión del amplificador.

c II Salida

S/ I

19.11 Principio de funcionamiento de un oscilador de efecto Miller.

1

Esta expresión tiene la misma forma que la hallada para el circuito RC simple, lo que permi te establecer los circuitos equivalentes de las figuras 19.12 y 19.13. En estos circuitos la tensión de salida en función del tiempo es del mismo valor que la presente en un condensador C ’ de valor (1 + G)C,, que se carga a través de una resistencia R con una diferencia de potencial E igual .a GE.

-E

o

fl O Salida o

19.12 Oscilador de efecto Miller.

369

TELEVISIÓN

-EG

O

19.13 Circuito equivalente del oscilador de efecto Miller del esquema de la figura precedente.

i /

I C’=(1+G )C

Salida

En este caso, y para un mismo nivel de salida, la constante de tiempo RC resulta multiplica da por el factor (1 + G), lo que da como consecuencia una mejor linealidad del circuito. El Interruptor S de la figura 19.12 se puede sustituir por un transistor conmutador controla do por los Impulsos de sincronismo de línea. No obstante, en la práctica se prefiere completar el circuito de forma que se obtenga un oscilador de relajación, es decir, que oscile libremente a una frecuencia ligeramente inferior a la de los impulsos de sincronismo, utilizándose éstos para el ajuste de la frecuencia generada en el oscilador. En la figura 19.14 se ha dibujado el esquema de un oscilador de efecto Miller transistoriza do, que genera una señal en diente de sierra a la frecuencia de cuadro. En este esquema, el transistor 77, del tipo PNP, es el integrador de efecto Miller propiamente dicho, mientras que 72, del tipo NPN, funciona como interruptor y asegura el retorno a cero de la tensión en diente de sierra. La resistencia de carga del primer transistor está formada por ft 3 y f l 4. La salida del oscilador se obtiene en el punto de unión de estas dos resistencias, ya que el valor de f ?3 es mucho mayor que el de R4.

19.14 Esquema de un oscilador transistorizado de efecto Miller.

370


Para comprender el funcionamiento de este circuito nos basaremos en los oscilogramas de la figura 19.15, donde se han marcado tres tiempos fundamentales en el funcionamiento del cir cuito: t0, í y t2. En el instante fH el transistor 72 (NPN) pasa al estado de bloqueo, ya que a su base queda aplicado un potencial más negativo que -V cc. El condensador C 1 está cargado, pues to que el punto de unión R .-R A se ha puesto a - V cc cuando T2 conducía y el otro terminal del condensador estaba conectado a masa a través de la pequeña impedancia base-em i sor de 77. El transistor 77 conduce, ya que su base está polarizada negativamente a través de R (figu ra 19.14). El paso de corriente de colector de 77 circula por R. y R4, haciendo que el potencial, en el punto de unión estas dos resistencias, se acerque al positivo de masa. Esta variación positiva se transmite por C, a la base de 77, con lo que tiende a anular la pola rización negativa proporcionada por R .. La tensión negativa aplicada a la base de T1 disminuye su valor,haciéndose más positiva, con lo que este transistor se hace cada vez menos conductor. Pero, al descargarse C, lentamente a través de Rv la corriente de colector aumenta y, con ella, la tensión de colector en el punto de unión de R3 con R4. Esta variación de potencial se transmite a la base del transistor T2 a través C2, hasta que en el instante t, el transistor se desbloquea por alcanzarse en su base el potencial -Z cc (figura 19.15). Al pasar 72 a conducción se produce la carga de C, a través de él y del circuito base-emi sor de 77, saturando a éste.

19.15 Oscilogramas de tensiones presentes en el circuito de la figura 19.14.

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TELEVISIÓN

La única resistencia de carga de 77 es ahora f l4, la cual limita su corriente de colector, pues to que R3 queda cortocircuitada por 72. Los condensadores C¡ y C 2 se cargan hasta alcanzar una diferencia de potencial igual a la tensión de alimentación -V.C C ' Al llegar el instante t2 de la figura 19.15 la corriente de carga de C 1 no es suficiente para man tener saturado el primer transistor, por lo que su potencial de colector desciende hacia -V cc (transistor bloqueado), obligando a la base de T2 a acercarse a -2 V CC, ya que al ser muy gran de la constante de tiempo C2R2, no puede descargarse C2 y la tensión presente en él se suma a la de alimentación, siendo ambas casi iguales y del mismo signo. Esta tensión hace que el transistor 72 quede bloqueado enérgicamente. A partir de este instante todo el ciclo se repite. Este bloqueo de 72 es muy rápido, ya que es acumulativo. Efectivamente, al inicio del blo queo de T2 se interrumpe el circuito de carga de C,, precipitando la variación de la tensión de colector del primer transistor hacia -V,ccEn la figura 19.15 se puede seguir todo el proceso descrito. En ella el primer oscilograma corresponde al curso de la tensión en colector del primer transistor; el segundo a la tensión en la base del mismo transistor; el tercero a la tensión en la base de 72; y el cuarto al curso de la tensión en el punto de unión de R3 con R4, la cual es la tensión v, en diente de sierra, que se uti liza en el gobierno vertical de los haces de electrones del TRC. El circuito de la figura 19.14 debe estar perfectamente sincronizado con los impulsos de sin cronismo vertical obtenidos de la señal de vídeo. En la figura 19.16 se muestra cómo se consi gue esta sincronización. En la parte superior de la figura 19.16 se puede ver el curso de la tensión en base del tran sistor 72 si no se aplica impulso de sincronismo al circuito. En este caso, aunque se produce la tensión en diente de sierra para el barrido vertical de la imagen, su frecuencia es inferior a la esta blecida por las normas, siendo el tiempo tL el de barrido de cada cuadro. Se dice entonces que

19.16 Forma gráfica de cómo se consigue la sincronización del oscilador de efecto Miller.

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el oscilador trabaja a una frecuencia libre. Esto permite que se produzca el barrido de la panta lla aunque no se reciba emisión, apareciendo ésta totalmente blanca. En el diseño del circuito se debe hacer que la frecuencia de cuadro, trabajando sin señal, sea algo inferior a cuando sí se reciba señal de vídeo. Cuando se recibe emisión y se aplican los impulsos de sincronismo vertical al colector de TI de la figura 19.14, éstos hacen que el condensador C2 alcance antes su tensión de carga, con lo que se adelanta el tiempo en el cual a la base de 72 se aplica la tensión —2 t/cc y, como con secuencia, el bloqueo de 72. En la parte central de la figura 19.16 se han dibujado los impulsos de sincronismo vertical, y en la parte inferior la tensión aplicada a la base de 72 cuando se reciben estos impulsos. Como se puede ver, la frecuencia de cuadro aumenta y el tiempo de barrido de cuadro de íc, coincide ahora con el de la señal de vídeo recibida. Para finalizar diremos que un impulso de sincronismo parásito, de la misma amplitud que las señales de sincronismo, puede perturbar el funcionamiento del circuito sólo durante una peque ña parte del período. La desaparición momentánea del sincronismo sólo provocará un ligero alargamiento del período, lo que se traduce en un lento desplazamiento de la imagen. Esta forma de sincronización recibe el nombre de sincronización directa.

OSCILADOR DE BLOQUEO Este tipo de oscilador ha sido, por su sencillez de funcionamiento y diseño, muy utilizado en tele visión. Al igual que el anterior, también basa su funcionamiento en la carga y descarga de un condensador para obtener la tensión en diente de sierra para el barrido vertical de la imagen. Existe un gran número de circuitos basados en este oscilador; a continuación se describen algunos de los más utilizados. En la figura 19.17 se ha dibujado el esquema de un oscilador de bloqueo transistorizado. En este montaje, los circuitos de base y colector están fuertemente acoplados por medio de un transformador cuyos devanados, con algunos cientos de espiras, poseen una relación n j/n 2 de algunas unidades. El condensador C, es de desacoplo. Para comprender el funcionamiento de este oscilador nos basaremos, al igual que en el caso anterior, en los oscilogramas obtenidos en diversos puntos del circuito (figura 19.18). Considérese en primer lugar el instante f0, en el que el transistor deja de conducir. En este instante se tiene (figura 19.18): tensión en emisor {Vt) igual a la tensión -V cc, estan do el condensador C,, cargado a dicha tensión por la previa conducción del transistor. La corriente de colector L es, por tanto, nula.

19.17 Oscilador de bloqueo.

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El condensador C2 se descarga sobre R3 según una ley exponencial, con la constante de tiempo RC correspondiente. Al principio de la descarga existe una sobretensión en los devanados del transformador, la cual disminuye rápidamente (constante de tiempo próxima a L /R z). A medida que se va des cargando C2, el potencial de emisor se va acercando gradualmente al de masa (positiva), hasta que en el Instante f, la tensión de emisor ¡guala a la de base. En ese instante el transistor empie za a conducir y aparece una corriente de colector ic (figura 19.18). El sentido de acoplamiento de L, y Lz es tal, que la tensión de base VB se acerca a - V ^ , lo que lleva al transistor a la saturación de forma acumulativa. La corriente de carga de C disminuye progresivamente. Cuando la tensión inducida en el circuito de base ya no es suficiente para que el transistor se mantenga saturado, se produce su bloqueo acumulativo (instante t2).

19.18 Oscilogramas de tensiones y corrientes presentes en el circuito de la figura 19.17.

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El potenciómetro ñ, modifica el tiempo de descarga de C entre los tiempos t0 y t v puesto que con dicho potenciómetro se polariza más o menos la base del transistor a fin de establecer su punto de funcionamiento. De esta forma se puede variar la frecuencia del oscilador (tensión Vw en la figura 19.18). En la figura 19.19 se ha dibujado el esquema de otro oscilador de bloqueo, vanante del des crito. En este segundo circuito la resistencia de amortiguamiento fí 2 se dispone en el circuito de colector, en derivación con el devanado Lr El diodo D queda polarizado en sentido inverso durante el tiempo de conducción, con lo cual deja fuera del circuito a la resistencia R„ durante este periodo de tiempo. En la figura 19.20 se tiene una tercera variante de oscilador de bloqueo. Para pequeños valores de fí., y del coeficiente de acoplamiento, el oscilador produce una onda senoidal de amplitud constante, cuya frecuencia viene determinada por el coeficiente de autoinducción y las capacidades parásitas del circuito. Sin embargo, si el coeficiente de aco plamiento entre los devanados del transformador, así como el de fí3, son elevados, se producen simultáneamente oscilaciones de baja y alta frecuencia, lo cual se traduce en tensiones en dien te de sierra en el condensador Cr El condensador C„ se carga a través de fí 3 y se descarga rápidamente a través del transis tor cuando éste conduce, generándose asi en C 2 la tensión en diente de sierra. El principio de la reacción es. pues, el mismo que el de los otros osciladores de bloqueo des critos, pero los elementos que determinan la frecuencia están colocados en el circuito de base. La oscilación del transistor produce una sobretensión positiva que carga a C,. Este conden sador se descarga poco a poco a través de fí, y ñ 2, y al final de la descarga, cuando la tensión

19.19 Variante del oscilador de bloqueo de la figura 19.17.

19.20 Otra variante del oscilador de bloqueo de la figura 19.17.

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TELEVISIÓN

aplicada a la base del transistor se acerca a la de emisor, el transistor pasa al estado de con ducción y el condensador C 2 se descarga a través de él, reiniciándose, a partir de este punto, todo el proceso. En la figura 19.21 se ha dibujado el esquema de un circuito variante del anterior. En este caso el condensador C2 se descarga directamente a través del diodo D y del transistor, sin que la corriente de descarga circule por el devanado L.¿ del transformador, lo cual facilita el diseño del transformador.

19.21 Esquema de un oscilador de bloqueo, variante del esquema de la figura 19.20.

En algunos casos, sobre todo cuando estos circuitos están integrados, la resistencia de carga R3 puede reemplazarse por un transistor, utilizado como generador de corriente constan te, lo cual mejora la linealidad de la señal generada. La sincronización en todos estos circuitos se realiza con suma sencillez, al igual que en los osciladores de efecto Miller, aplicando a la base del transistor los impulsos de sincronismo de polaridad adecuada. En el caso de que los impulsos de sincronismo sean de polaridad inversa, éstos pueden aplicarse al colector, de modo que el transformador de acoplamiento se encargue de producir la inversión. Para finalizar con el estudio de estos osciladores, en la figura 19.22 se ha dibujado el esque ma de un circuito en el que se puede ver la disposición de los controles de frecuencia y nivel de la señal. El funcionamiento de este circuito es como sigue: Al aplicar la tensión continua de alimenta ción - l / cc al circuito, aparece una tensión en la base del transistor que hace que éste pase al estado de conducción. Como consecuencia, circula una corriente por el devanado L.¿ del trans formador, conectado en el circuito de colector del transistor. Este devanado induce una tensión en L v conectado a la base. A medida que aumenta la corriente que circula por L2 y excita en forma positiva al colector, la base se excita de forma negativa, por lo que siendo el transistor del tipo PNP, la corriente de colector sigue aumentando hasta que el transistor llega a la saturación. Por otro lado tenemos que, dado que el transistor está conectado en serie con el conden sador C2, éste se carga rápidamente, apareciendo en él la tensión de retroceso de cuadro, es decir, el flanco desciende de la tensión en diente de sierra. Al alcanzar el transistor la saturación, su corriente de colector deja de aumentar, por lo que en el devanado Lz se obtiene un fuerte campo magnético no variable. Al ser estable el campo magnético generado en L., no se induce tensión alguna en L 1 y, como consecuencia, la tensión aplicada a la base del transistor disminuye de valor hasta alcanzar el valor de la tensión conti nua de polarización proporcionada por R,¿. El condensador C 2 se descarga ahora a través de fí 3 ¡nvirtiendo así la polarización del tran sistor y haciendo que éste pase al estado de bloqueo. La descarga de C2 a través de R3 es lenta, al ser elevada la constante de tiempo del con junto, por lo que en el condensador se produce el flanco de subida de la tensión en diente de sierra que permitirá el barrido vertical del cuadro. Dado que el transistor está bloqueado, el campo magnético estable del devanado L2 se

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19.22 Oscilador de bloqueo transistorizado, con controles de frecuencia R, y efeamplitud reconcentra ahora e induce un impulso de tensión de signo opuesto en ambos devanados. Este impulso de tensión polariza en sentido de paso al diodo D, por lo que éste cortocircuita al deva nado L2 y elimina así la cresta de tensión inversa en él generada (figura 19.22). La adición de este diodo es indispensable para evitar que la polarización inversa generada en L 2 cuando el transistor se bloquea dañe a este último. El transistor permanecerá bloqueado hasta que la tensión en C 2 disminuya al mismo valor que la tensión de polarización directa en fí2. En ese momento el transistor conduce de nuevo y el ciclo se repite. El nivel de polarización directa de la base del transistor está determinada por el divisor de tensión f í,- f í 2, siendo fí, ajustable. Según la posición del cursor de fí, la tensión de polarización de base será mayor o menor, por lo que la posición de dicho cursor hará que la tensión en C 2 alcance antes o después la igua lación con la tensión de polarización directa de base, es decir, mediante el ajuste de fí, se con sigue que el transistor tarde más o menos tiempo en pasar al estado de conducción y, por lo tanto, se regula la frecuencia de la tensión en diente de sierra. El potenciómetro fí¿ ajusta la amplitud de la señal en diente de sierra, por lo que con él se controla el tamaño de la imagen, de forma que cubra verticalmente toda la pantalla, sin dejar espacios negros en la parte superior e inferior ni que «sobresalga» de su límite vertical. La sincronización del oscilador con la señal de vídeo se realiza aplicando los impulsos de sin cronismo vertical a la base del transistor (figura 19.22). Estos impulsos deben ser de signo nega tivo puesto que el transistor es PNP. Al igual que los demás circuitos estudiados, la frecuencia de oscilación del circuito, sin apli car impulsos de sincronismo, es menor que la frecuencia de cuadro normalizada, de forma que los impulsos de sincronismo vertical controlan el oscilador hasta llevarlo a la frecuencia de cua dro normalizado. Los impulsos de sincronismo vertical de signo negativo, provocan que el transistor pase al estado de conducción antes que la tensión en C 2 iguale a la de fí2, con lo que se aumenta la frecuencia de cuadro del oscilador a los 50 Hz de la norma CCIR o a los 60 Hz de la FCC.

ELECCIÓN DEL OSCILADOR Todos los circuitos osciladores estudiados en este capítulo pueden proporcionar tensiones en diente de sierra válidas para el barrido vertical de un TRC. Sin embargo, el oscilador de bloqueo tiene a menudo una impedancia de salida menor, por lo que a igualdad de tensión puede sumi nistrar una potencia superior si se emplea el transistor adecuado.

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TELEVISIÓN

En lo que respecta a la estabilidad de la frecuencia generada en función de la temperatura ambiente, ésta viene determinada por la variación de las corrientes residuales en las uniones de los transistores (corrientes que afectan, lógicamente, a las constantes de tiempo de descarga de los condensadores) y por la variación de potencial VEB de desbloqueo de los transistores. Para evitar el efecto que los cambios de temperatura ejercen sobre la frecuencia de oscila ción, algunos osciladores de bloqueo, muy sensibles a estas variaciones, se estabilizan median te resistencias NTC. Otro elemento sensible del circuito es el condensador integrador, donde se obtiene la ten sión en diente de sierra. A la frecuencia de cuadro, su valor es elevado en un oscilador de blo queo (de 5 a 150 pF), lo que obliga el empleo de un condensador electrolítico. Pero un conden sador electrolítico del tipo corriente presenta graves inconvenientes que enumeramos a conti nuación: a) b) c) d)

Importantes desviaciones del valor inicial. Rápido envejecimiento con variaciones de su valor. Corriente de fuga en función de la temperatura. Resistencia interna y autoinductancia elevadas, que producen al inicio de la tensión en diente de sierra una distorsión imposible de eliminar.

En el caso de osciladores de efecto Miller, el valor aparente de la capacidad de integra ción es el producto del valor del condensador utilizado por la ganancia G del amplificador. Dado que la ganancia del amplificador es alta, se utilizan condensadores de pequeña capa cidad (de 0,2 a 2 pF). Estas capacidades pueden obtenerse por medio de condensadores de poliéster. Como consecuencia de ello los osciladores de efecto Miller suelen ser más esta bles en frecuencia. Para finalizar diremos que los osciladores de efecto Miller poseen una buena linealidad, aun que ello no es un factor que influya excesivamente en la elección del oscilador, ya que como se estudia más adelante la forma de la onda debe modificarse antes de aplicarla a la última etapa de la base de tiempo.

AMPLIFICADOR DE LA SEÑAL DE DESVIACIÓN DE CUADRO La señal en diente de sierra para la deflexión vertical no posee sufiente amplitud, a la salida del oscilador, para generar el campo magnético necesario para la desviación vertical de los haces de electrones del TRC. Es, por tanto, necesario amplificar su valor, para lo cual se precisa una etapa final de potencia y una etapa preamplificadora para el acoplamiento entre oscilador y etapa final. La necesidad de una etapa amplificadora intermedia es necesaria, ya que resulta difícil que la tensión en diente de sierra, a la salida del oscilador, se aplique directamente a la etapa final, debido a que en este caso el oscilador debería ser de bloqueo con un transistor de potencia. Un circuito de este tipo no posee gran estabilidad, a menos que se utilicen elementos especia les, tales como resistencias NTC. Además, la mejor forma de onda de la señal de ataque no es la de diente de sierra lineal, y su conformación es difícil, lo que reduce el margen de potencia disponible. Dejando de lado las correcciones de forma que deben aplicarse a la tensión en diente de sie rra, nos encontramos ante un problema análogo a los que plantea la excitación de las etapas amplificadoras de audio. En la figura 19.23 se puede ver el esquema de una etapa amplificadora, formada por el tran sistor 77, el cual ataca la etapa final de potencia formada por el transistor 72. El transistor utilizado debe ser capaz de disipar de 200 a 500 mW y tener una ganancia en corriente lo suficientemente elevada. Debe emplearse estabilización de temperatura por medio de las clásicas redes de resisten cias, o mediante un elevado factor de realimentación.

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19.23 Etapa amplificadora con emisor común. La no linealidad de la característica de transferencia de esta etapa puede aprovecharse para corregir la forma de onda en diente de sierra. Una resistencia elevada en la entrada del circuito (resistencia ñ,), permite un ajuste de la amplitud y evita la carga excesiva del oscilador. En la figura 19.24 se puede ver otra forma de acoplar el oscilador vertical con la etapa final de potencia.

19.24 Etapa amplificadora de emisor común.

Consiste en un amplificador seguidor de emisor, es decir, tomando la señal de salida del emi sor del transistor 77. La gran impedancia de entrada y la débil impedancia de salida de este cir cuito proporcionan una buena adaptación entre oscilador y etapa final. La estabilidad en temperatura es excelente y permite un acoplamiento directo a la etapa final. La linealidad es igualmente muy buena y las correcciones se efectúan mediante redes de reali mentación. Como inconveniente de este sistema de adaptación diremos que la tensión proporcionada por el oscilador debe ser elevada, ya que un circuito seguidor de emisor no proporciona ganan cia en tensión. Cuando la tensión de salida del oscilador es pequeña, o cuando por razones de estabilidad se quiere cargar muy poco el circuito, se precisan dos etapas amplificadoras. En este caso es aconsejable que la primera etapa sea en emisor común y la segunda seguidor de emisor.

AMPLIFICADOR DE SALIDA DE DESVIACIÓN DE CUADRO La fabricación de la bobina de desviación constituye un compromiso entre diferentes factores tecnológicos: Así, si la bobina tiene una gran relación L/R (R = resistencia de la bobina), con un buen rendimiento en las bajas frecuencias, nos encontramos con que la bobina será demasia do voluminosa. 379

Dado que el volumen de la bobina de desviación de cuadro es, aproximadamente, el mismo que el de la bobina de desviación de línea, la constante de tiempo L/R es pequeña en compara ción con la duración del barrido. Como consecuencia, este devanado se comporta como una resis tencia de valor fí y, por lo tanto, la tensión en ella, durante la parte activa de la exploración, vale: v = Ri donde i es el valor instantáneo de la corriente que circula por ella. Durante el retorno, el cual es de 10 a 20 veces más rápido, la inductancia de la bobina adquiere importancia, y la tensión en ella toma el valor siguiente:

donde /pp es el valor de cresta necesario para desviar el punto luminoso de un extremo a otro de la pantalla, y Tr el tiempo invertido en el retorno. Una vez hechas estas consideraciones previas, a continuación se exponen las posibles for mas constructivas de la etapa de salida de cuadro, la cual puede estar constituida por un tran sistor trabajando como amplificador en clase A o por dos transistores en clase B.

AMPLIFICADORES DE SALIDA DE CUADRO CLASE A En el caso de amplificadores en clase A generalmente se utiliza el montaje en emisor común, con lo que se aprovecha la ganancia en tensión de una etapa de esta clase. El montaje en colector común no es muy utilizado, aunque también es posible si se traslada la carga al circuito del emisor. Para el acoplamiento entre el transistor de potencia y la bobina de desviación de cuadro se puede recurrir a cualquiera de los sistemas siguientes: • • • •

Acoplamiento Acoplamiento Acoplamiento Acoplamiento

directo. p o r transformador. p o r inductancia y condensador. p o r autotransformador.

Acoplamiento directo El acoplamiento directo de la etapa amplificadora de salida vertical a la bobina de desviación de cuadro se realiza conectando dicha bobina al colector del transistor (figura 19.25).

19.25 Acoplamiento directo de la bobina de desviación de cuadro al amplificador de salida vertical.

19.26 La conexión de una inductancia, con pequeña resistencia óhmica, en derivación con la bobina de desviación de cuadro mejora el descentrado del punto debido a la componente continua.


Este circuito tiene el inconveniente de producir en la unidad de desviación un campo mag nético debido al paso de la componente continua, la cual es, por lo menos, igual a la mitad de la amplitud del diente de sierra. Como consecuencia, el punto luminoso no queda centrado, pre cisándose un reajuste del mismo y, por lo tanto, el rendimiento del circuito es interior al 20 %. Puede obtenerse una sensible mejora conectando en derivación con la bobina de desviación de cuadro (L) una pequeña inductancia L \ con pequeña resistencia óhmica, que absorba la mayor parte de la componente continua (figura 19.26).

Acoplamiento por transformador El acoplamiento po r transformador (figura 19.27), permite elegir libremente las impedancias a acoplar (la impedancia de salida del transistor y la de la bobina de desviación de cuadro). También facilita la utilización de circuitos de realimentación (en particular, permite una realimen tación global de corriente), pero ello obliga a la inclusión de un voluminoso transformador que encarece al circuito. Como ventaja más apreciable de este montaje cabe citar que la componente continua no se induce, lógicamente, en el secundario y, por lo tanto, no se produce desviación del punto luminoso.

19.27 Acoplamiento por transformador de la bobina de desviación de cuadro al amplificador de salida vertical.

Acoplamiento por inductancia y condensador En la figura 19.28 se muestra el esquema del acoplamiento por inductancia y condensador. En este caso tampoco la componente continua circula por la bobina de desviación de cua dro (L en el esquema), puesto que el condensador se opone a su paso.

19.28 Acoplamiento por inductancia y condensador de la bobina de desviación de cuadro al amplificador de salida vertical. Este circuito puede utilizarse con bobinas de desviación de cuadro de baja impedancia (de 5 a 20 Q). En este caso la inductancia U de colector es más pequeña y más bárata que el transformador. En cambio, ahora se precisa un condensador electrolítico de gran capacidad, lo que puede ser causa de modificaciones en la linealidad del circuito en función del envejecimiento de este componente.

Acoplamiento por autotransformador Para finalizar, en la figura 19.29 se ha dibujado el esquema del acoplamiento p o r autotransfor mador.

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19.29 Acoplamiento por transformador de la bobina de desviación de cuadro al amplificador de salida vertical.

Este método de acoplamiento es intermedio entre los dos precedentes: por un lado permite la libre elección de las impedancias y, por otro, la capacidad del condensador es más pequeña que en el caso anterior debido a la mayor impedancia del circuito. El autotransformador posee un volumen intermedio entre el de la inductancia y el del transfor mador.

AMPLIFICADORES DE SALIDA DE CUADRO CLASE B Los amplificadores de salida de cuadro clase B pueden diseñarse con transistores del mismo tipo o con transistores complementarios (figuras. 19.30 y 19.31). Tanto en el caso de la figura 19.30 como en el de la 19.31 los transistores trabajan en con trafase (push-pull). La complejidad de estos circuitos queda compensada por la mejora del rendimiento (alrede dor del 65 %). El circuito de la figura 19.30 precisa de una etapa previa desfasadora, que proporcione seña les en diente de sierra de signo opuesto a las bases de cada uno de los transistores.

19.30 Etapa final de salida vertical en clase B con dos transistores PNP.

19.31 Etapa final de salida vertical en clase B diseñada con transistores complementarios.

FUNCIONAMIENTO DEL AMPLIFICADOR DE SALIDA DE CUADRO Supóngase una etapa amplificadora de salida de cuadro que posee una carga de colector cons tituida por los siguientes elementos (figura 19.32): • la inductancia L (inductancia simple o transformador) • a resistencia r, formada por la resistencia rc de la unidad desviación de cuadro y por la totalidad de la resistencias del circuito (especialmente la resistencia de realimentación si la hubiere).

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Dado que L y r están en derivación, la intensidad de corriente de colector il. está formada por dos corrientes: la corriente /L y la corriente /. De estas dos corrientes, ¡L podria eliminarse si se adopta para L un valor elevado; pero para que ello fuera posible se necesitaría que L alcan zara varios miles de henrios. De esta forma el valor de su reactancia

9-vq i.

t

1

XL = 2 n fL sería lo suficientemente alto para que iL fuese muy pequeña o nula. Ahora bien, se puede dar a la inductancia L un valor menor y, sin embargo, el rendimiento ser mejor que con L = Para ello recurrimos a la figura 19.33, donde se ha dibujado el curso de la corriente durante el barrido vertical. En esta figura el aumento de corriente es lineal, siendo el valor de la tensión en la bobina de cuadro:

19.32 Circuito equivalente de la etapa de salida vertical.

v = ir

En un principio, si el transformador fuese ideal, se podría afirmar que si la corriente en el secundario es un diente de sierra, en el primario también lo sería. Sin embargo, los transformadores poseen una corriente magnetizante; es decir, que si el secundario se abre (sin bobina de desviación), por el primario circula una corriente de valor l0 que sirve para la magnetización del núcleo.

19.33 Curso de la corriente durante el barrido vertical de la imagen. En el supuesto de que la tensión aplicada al primario fuese senoidal, en el secundario la corriente magnetizante sería igualmente senoidal, pero con un desfase de 90°. En el caso que nos ocupa, la corriente en la carga y en diente de sierra y la corriente m ag netizante tienen una forma parabólica. En la figura 19.34 se ha dibujado la forma de onda obte nida en la bobina del primario, la cual viene dada por la expresión: /

pm

-/

- k - í — 6\ \ 2

- ^ 4

Siendo,

2f - 1

y /CAV el valor medio de la corriente de colector cuando no hay barrido.

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19.34 Forma de onda obtenida en el primario.

Para grandes valores de L, es decir, para una constante de tiempo T, pequeña en compara ción al cociente L /R, la componente alterna parabólica se hace pequeña. Por contra, cuando (en el caso real) T > L/R, el valor de la corriente / puede ser del mismo orden que la amplitud máxima de la corriente en diente de sierra /m de la bobina de desviación, y la forma de corriente de colector deberá ser muy distinta al diente de sierra clásico. La figura 19.35 representa la curva total de la corriente de colector /c. Obsérvese que esta curva alcanza un valor mínimo en el instante t ^ . Si se modifica la polarización de base del transistor, se consigue un instante en que este mínimo de corriente pasa por cero. En estas condiciones puede demostrarse que este instante está situado a tmn = 0,21 T y que la corriente media 1^, es, aproximadamente, la mitad de lm necesaria en la bobina de desviación de cuadro. Si el transformador fuera ideal, la corriente media de colector debería ser, por lo menos, igual a /m. En cambio, haciendo que la corriente ic pase por cero en el instante fmln = 0,21 T, la corrien te es mínima y vale, aproximadamente, 0,58/m, con lo que se obtiene un considerable ahorro de corriente (del 42 %). En resumen, la adopción de valores pequeños para la inductancia en derivación con la bobi na de desviación de cuadro, hace que este elemento sea recorrido por una corriente de forma parabólica, no despreciable, por lo que una cuidadosa elección de dicha inductancia, en función de la resistencia del circuito de desviación, permite reducir la corriente media de colector a un valor 0,58/m. Esta economía de corriente tiene su origen en el hecho de que, en la parte inferior del dien te de sierra, la corriente necesaria no es suministrada, en ese instante, por el transistor, sino que se obtiene a partir de la variación de campo magnético de la inductancia o del transfor mador.

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Esta forma de funcionamiento se denomina funcionamiento en corriente media mínima. Para finalizar diremos que, dado que la etapa final de desviación de cuadro es una etapa de potencia, precisa de los elementos de refrigeración adecuados, así como una estabilización de temperatura en el punto de funcionamiento del transistor, mediante un aumento del valor de la resistencia de emisor (lo cual hace disminuir la potencia disponible para una misma tensión de alimentación) o disminuyendo la Impedancia de ataque de la etapa final. La solución más con veniente parece ser una etapa excitadora con colector común.

CIRCUITOS DE CORRECCIÓN Se ha dicho en el apartado anterior, que la forma de onda de la corriente de colector en el tran sistor amplificador de salida de desviación de cuadro difiere sensiblemente del diente de sierra perfecto. Dado que la tensión de entrada del transistor vBE es pequeña en comparación con la tensión vRE presente en la resistencia de emisor, la tensión de ataque de la etapa final, es decir, la tensión vBE + vRE debe tener la misma forma que la corriente de salida. Se obtiene este resultado superponiendo a la tensión en diente de sierra del generador una tensión parabólica, obtenida por medio de redes RC, las cuales se incluyen en la cadena ampli ficadora, o bien por realimentaciones selectivas. En las figuras 19.36 y 19.37 se muestran dos circuitos RC utilizables en estos dos casos, así como las formas de onda de la señal presente en la entrada y salida de los mismos. El valor de los componentes utilizados resulta difícil de calcular para obtener una forma de onda correcta para la desviación de cuadro, debido a los siguientes factores: 1.° La no linealidad del diente de sierra proporcionada por el oscilador de cuadro. 2.° La no linealidad de las características de transferencia de los transistores amplificado res. 3.° La necesidad de obtener una corriente de barrido que posea una cierta deformación en S, a fin de compensar el efecto producido por la curvatura de la pantalla. Por estos motivos se calculan valores aproximados y se disponen varios elementos de ajustes de linealidad que se ajustan observando en la pantalla la señal proporcionada por una mira.

o-------v.

a,

-------- 0

II c

19.36 Circuito RCpara la corrección de la linealidad de las corrientes de desviación de cuadro, y formas de onda en la entrada y salida del circuito.

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19.37 Otro circuito RCpara la corrección de linealidad de las corrientes de desviación de cuadro, y tornas de onda en su entrada y salida.

EJEMPLO DE CIRCUITO DE DESVIACION DE CUADRO TRANSISTORIZADO CON OSCILADOR MILLER En los apartados anteriores se han estudiado por separado cada una de las etapas constitu yentes de un circuito de desviación de cuadro. A continuación se reagrupan los circuitos par ciales y se exponen, como ejemplo, tres circuitos de desviación de cuadro, empezando por el que utiliza un oscilador Miller (figura 19.38). El oscilador Miller está formado por los dos primeros transistores y está sincronizado por señales positivas. La señal en diente de sierra es modelada en la salida por circuitos RC. El circuito está dotado de dos etapas amplificadoras. La primera, en emisor común con alta impedancia de entrada, representa una carga pequeña para el generador. En esta etapa se apli ca una primera realimentación por medio de la resistencia Rn , conectada entre colector y base de 73, mientras que la corriente de barrido, que circula a través de la resistencia de emisor f i 12 (de muy bajo valor), crea una reallmentación global. La segunda etapa amplificadora está montada en colector común y ataca la etapa final de potencia de baja impedancia. En la base de esta etapa se dispone un potenciómetro P2, mediante el cual se ajusta el punto de funcionamiento del transistor y también, debido al aco plamiento directo entre esta etapa y la final, el punto de funcionamiento de esta última. La etapa final está acoplada con la bobina de desviación de cuadro mediante transformador. Una realimentación selectiva envía una tensión parabólica a la primera etapa amplificadora, lo cual permite modelar la forma de la tensión de ataque de la etapa final y ajustar la linealidad del conjunto. Destaca en este circuito la presencia de una resistencia dependiente de la tensión (VDR), en paralelo con el primario del transformador de acoplamiento, mediante la cual se amortigua el Impulso de retorno.

EJEMPLO DE CIRCUITO DE DESVIACIÓN DE CUADRO TRANSISTORIZADO CON OSCILADOR DE BLOQUEO El esquema de este circuito se ha dibujado en la figura 19.39. Consta de un primer transistor T1 trabajando, con los componentes asociados, como osci lador de bloqueo, y cuyo período de recurrencia está fijado por el circuito de base.

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19.38 Circuito de desviación de cuadro transistorizado con oscilador Mitier.


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La red de integración RC se descarga periódicamente a través del diodo D2 y el transis tor. En el devanado n 2 aparece una tensión que com pensa las caídas de tensión en los dos primeros transistores y en el diodo D2, con el fin de que al inicio de cada barrido la corrien te de colector del último transistor tenga un valor reducido, es decir, un valor medio míni mo. El transistor T2 trabaja como amplificador en montaje seguidor de emisor. Se trata de un transistor NPN que, acoplado al PNP de la etapa final, asegura una buena estabilidad en tem peratura. Finalmente, la etapa amplificadora de salida está acoplada mediante el condensador C:i a la bobina de desviación de cuadro. La linealidad de la desviación se ajusta realimentando a los condensadores de integra ción con una parte de la tensión presente en el em isor del transistor am plificador de poten cia.

19.39 Circuito de desviación de cuadro transistorizado con oscilador de bloqueo.

EJEMPLO DE CIRCUITO DE DESVIACIÓN EN CUADRO TRANSISTORIZADO CON TRANSISTOR CONMUTADOR Este circuito, cuyo esquema se ha dibujado en la figura 19.40, consta de un transistor con m utador T1, seguido de dos etapas amplificadoras similares a las del circuito de la figura 19.39. El transistor conmutador está inicialmente bloqueado. Entonces, los condensadores de la red RC formada por R ^R ^C ^-C ^ se cargan, y la tensión que aparece en ellos queda aplicada a las etapas amplificadoras siguientes. El aumento de corriente en el colector de la etapa amplificadora final, que recorre el devana do del transformador conectado en su colector, genera en este devanado un aumento de flujo magnético que induce una tensión en el secundario, la cual queda aplicada a la base del tran sistor T1, aumentando así la tensión aplicada a este electrodo. Cuando la tensión aplicada a la base de TI se hace positiva con respecto al emisor, el tran sistor pasa al estado de conducción, cortocircuitando los condensadores y, como consecuen cia, cebando el retorno del diente de sierra. El impulso de retorno lleva a este transistor a la saturación. Una vez terminado el retorno se inicia un nuevo ciclo.

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19.40 Circuito de desviación de cuadro transistorizado con transistor conmutador.

EJEMPLO DE CIRCUITO DE DESVIACIÓN DE CUADRO CON AMPLIFICADOR DE SALIDA COMPLEMENTARIO CLASE B En la figura 19.41 se tiene el esquema de un circuito de desviación de cuadro con amplificador de salida complementario en clase B. Este circuito consta de dos partes: la primera es un oscilador en diente de sierra con un con mutador controlado de silicio S C S I; la segunda es una etapa amplificadora de potencia con transistores complementarios polarizados en clase B. El principio de funcionamiento puede explicarse con ayuda de la figura 19.42. Cuando se aplica la tensión al circuito, el condensador C no está cargado, la tensión en el cátodo K del conmutador controlado de silicio es entonces prácticamente la tensión de alimen tación y el elemento N está bloqueado, puesto que su tensión en la puerta G es menos positi va que en el cátodo K. El condensador C se carga a través de la resistencia P3, hasta que la tensión en el cátodo K es tal, que la tensión en la puerta es más positiva que en él, en este instante, el elemento N comienza a conducir. La corriente de colector se reparte entre P 4 y la base del elemento P, el cual a su vez envía la corriente de colector hacia ft, y la puerta G, haciendo aún más conductor al elemento N. Los dos elementos N y P llegan a la plena saturación y el condensador C se descarga enton ces a través de ellos. Una vez descargado C, el conjunto vuelve al estado de bloqueo y C inicia una nueva carga a través de fí3, de modo que se repite el ciclo. El diente de sierra obtenido con este montaje es descendente (hacia polaridad negativa). En la práctica generalmente se omite P4, figurando dicho terminal sin conexión, lo cual hace que el conjunto presente una condición más favorable para el bloqueo. Para disponer de una mayor sensibilidad de sincronismo, éste se aplica al electrodo puerta del elemento N, cuya ganancia en corriente es más elevada que la del elemento P. La unión cátodo-puerta está protegida mediante el diodo D I (figura 19.41) contra los picos de tensión inversa, presentes cuando se produce la descarga de C5. En el cátodo de este

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390

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1

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19.42 Principio de funcionamiento del conmutador controlado de silicio del circuito de la figura 19.41. diodo hay una tensión en diente de sierra de 4 V de pico a pico que, sumada a la integrada por la red Ca-P 8-P 2, da una forma de onda en diente de sierra más lineal en la base de 77. Dicha señal es amplificada por el transistor 72, el cual excita al par de transistores complementarios de salida 73-74. El impulso de retroceso producido en la bobina de desviación de cuadro se aplica, a través de Cg-f? l8> al cátodo de D2, el cual se hace más positivo que la fuente de alimentación (ánodo) y pasa al estado de bloqueo. En estas condiciones C 10 se carga con la energía almacenada en la bobina; la descarga de C 10, resonante con la bobina de desviación de cuadro, se efectúa a través de la misma red y de la bobina. Al bajar la tensión de retroceso, el emisor se hace menos positivo que la base, y el transis tor 74 se desbloquea. El tiempo de retorno tiene una duración aproximada de 1 ms. La corrección en S de la corriente que circula por la bobina de desviación, se realiza median te el condensador C v¿ de 3.000 pF. Esta corriente es de 1,1 A de pico a pico y viene limitada por la resistencia ñ 20 = de 0,33 Q; la caída de tensión en esta resistencia se aplica al emisor de 77, produciendo una realimentación en alterna que mejora la linealidad del barrido. El emisor de 77 está, a su vez, realimentado, en continua, por medio de P 19, la cual estabili za la tensión continua en el punto A. La estabilización del punto de trabajo del par complementario de salida viene dado por la resistencia P 16 (con coeficiente de temperatura negativo). Para el correcto funcionamiento del circuito se deben ajustar cuatro controles: P,: P2: P3: P4:

control de la frecuencia de oscilación control de la linealidad control de la amplitud control de la corriente de reposo de los transistores de salida para reducir al mínimo la distorsión de cruce.

CIRCUITOS INTEGRADOS DE DESVIACIÓN DE CUADRO En la actualidad, al igual que los demás circuitos de un receptor de televisión en color, también las etapas de desviación vertical o de cuadro se diseñan con integrados. Existen mútiples circuitos integrados que cumplen esta función, todos ellos de diseño muy parecido. Lo único que debe tenerse presente a la hora de seleccionar uno, es determinar el tipo de yugo de desviación que se va a utilizar (de 90° o de 110° de desviación), si es para un recep tor de televisión en blanco y negro o en color, las dimensiones de la pantalla (normal o panorá mica) y la frecuencia de barrido vertical (50 Hz en la norma CCIR o 60 Hz en la norma FCC). Como ejemplo de circuito integrado para la desviación vertical citamos el TDA2654, de la firma P h il ip s , cuyo diagrama de bloques se ha dibujado en la figura 19.43.

391

Entrada de inpulsor

392

0 1 c I .c

19.43 Diagrama de bloques del circuito integrado TDA2654. Circuito de desviación vertical de

Philips.

TELEVISIÓN


Este circuito integrado puede utilizarse tanto en receptores en blanco y negro como en color, aunque aquí sólo nos referiremos a su aplicación a un receptor de televisión en color, para tubos de rayos catódicos con sistema de deflexión de 90° o de 110o. El TDA2654 se presenta en cápsula SOT110-1 de 9 terminales (figura 19.44), dotada de disi pador térmico ya que, como se puede comprobar en la figura 19.43 el propio integrado dispo ne de las etapas amplificadoras de salida y, por lo tanto, se disipa, en él, una elevada potencia que se transforma en elevadas temperaturas durante su funcionamiento. El integrado (figura 19.43) dispone de un circuito oscilador cuya frecuencia de oscilación viene determinada por la red formada por C., P, y R?, la cual se ajusta mediante P, a un valor ligeramente inferior a la de los impulsos verticales (46 Hz), y que se sincroniza con estos impul sos, los cuales se aplican al terminal 2 del integrado, enganchando así a 50 Hz. Los impulsos de sincronismo vertical que se aplican al terminal 2 deben ser positivos. La señal de 50 Hz obtenida en el oscilador se aplica a un generador de impulsos de borra do (blanking pulse) y al generador de la tensión en diente de sierra (sawtooth generator). El con densador C? es el integrador para obtener en él la forma de onda en diente de sierra, gracias a sus lentas cargas y rápidas descargas a través del circuito generador de la señal en diente de sierra. A continuación la señal se aplica a un circuito de corrección de la linealidad en S (S-corr. linearity), donde se conforma según se ha expuesto en líneas anteriores de este capítulo. Esta corrección de la señal en diente de sierra se lleva a cabo mediante el condensador elec trolítico C3, cuyo valor deberá ser de 15 pF si el sistema de deflexión es de 110o, o de 100 pF si es de 90°. Una vez configurada la forma de onda, ésta pasa a un circuito comparador. Al terminal 6 del integrado se aplica parte de la corriente de salida del integrado, obtenida en la resistencia fí6, a través del condensador de acoplamiento C4. Esta señal se compara con la tensión en diente de sierra, cuya amplitud es de unos 600 mV de pico a pico y unos 3,4 V de c.c. cuando el circuito se alimenta con una tensión de 25 V por su terminal 8 . Mediante esta comparación se puede ajustar la amplitud de la señal en diente de sierra al nivel ade-

21A f----- -

21.4

19.44 Cápsula S0T110-1 del circuito integrado TDA2564.

393

TELEVISIÓN

w

394

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19.45 19.45 Esquema Esquema de de conexiones conexiones del del TDA2654 TDA2654 a un un sistema sistema de de def/exión deflexión vertical vertical de de 90º 90° de de un un TRC TRC de de televisión televisión en en color.

1

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I

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cuado para que el barrido por la superficie de la pantalla cubra por com pleto a ésta en senti do vertical. Finalmente la señal se aplica al amplificador de salida, dotado de protección térmica. En el terminal 9 del integrado se obtiene así la corriente adecuada para la alimentación de la bobina de desviación vertical. La bobina de desviación vertical se conecta a masa a través del acoplamiento capacitivo C 9 y la resistencia fí6. El circuito incluye un circuito flyback del cuadro. Durante el tiempo de flyback de exploración vertical el valor de la inductancia de la bobina de desviación vertical debe tenerse en cuenta, puesto que la constante de tiempo L/R deja de ser insignificante. Efectivamente, el tiempo de borrado de cuadro es de tan sólo 1 ,6 ms, por lo tanto, cuando el cociente L/R es de 1,6 x 10-3, es preciso incrementar la tensión de alimentación del amplificador de salida de cuadro para reducir el tiempo de retorno. Esta particularidad sólo se requiere durante el retorno de cuadro y la energía no se aprovecha si se refuerza la alimentación del amplificador durante todo el perío do de barrido y retorno. El funcionamiento de este circuito es como sigue: En flyback el interruptor de control se cie rra (contr. switch-on de la figura 19.43). Con ello la tensión de alimentación se aplica al circuito de flyback, el cual será ahora el que alimenta al amplificador final. Además de reducir el tiempo de retorno, el generador de flyback del haz reduce la energía consumida por la etapa de potencia y, en algunos casos, incluso evita la necesidad de utilizar un disipador de calor para el integrado. En lo que respecta a los impulsos de borrado que se obtienen en el terminal 1 diremos que éstos poseen una duración comprendida entre 1,2 y 1,5 ms. La tensión de salida en este ter minal se encuentra en nivel alto cuando la salida en el terminal 9 está por debajo de la nominal de 5 V. Para ello se tiene una realimentación interna de la señal de salida del amplificador final hacia el circuito de impulsos de borrado (figura 19.43). En la figura 19.45 se ha dibujado el esquema de conexiones de este integrado cuando se utiliza en un televisior en color con sistema de deflexión de 90°. En él se pueden ver los contro les de frecuencia (P,), linealidad (P.,) y amplitud (P3), mediante los cuales, como ya se ha dicho, se ajusta la frecuencia de barrido a 50 Hz, la linealidad de la forma de onda en diente de sierra para que ésta barra uniformemente (con la misma separación entre líneas) la pantalla, y la ampli tud del barrido para que éste se inicie y finalice con exactitud en los bordes superior e inferior de la pantalla. Para finalizar diremos que este integrado se puede alimentar con tensiones comprendidas entre 10 y 35 V, siendo el valor de la corriente de salida, por el terminal 9, de 2 A de pico a pico como máximo. La potencia máxima de disipación es de 5 W.

395

Circuitos de desviación de línea

INTRODUCCIÓN En el capítulo 18 de esta obra dijimos que en la salida del separador de sincronismos se obtie nen los impulsos de sincronismo vertical, para el control del oscilador de cuadro estudiado en el capítulo 19, y los impulsos de sincronismo horizontal que se utilizan para el gobierno del osci lador de líneas, es decir, para la desviación horizontal del haz de electrones generado en los cátodos del tubo de rayos catódicos. En la figura 20.1, y siguiendo la norma de esta obra, se ha dibujado el esquema de bloques de ambas etapas a partir del separador de sincronismos. Como puede apreciarse, los circuitos de desviación de líneas son similares a los de desvia ción de cuadro, aunque en él se dan algunas particularidades de funcionamiento que lo hacen distinto, debido, sobre todo, a la frecuencia de oscilación del oscilador de líneas. Se inicia el estudio con el circuito comparador de fases, cuya finalidad es la de obtener un perfecto sincronismo entre la señal de líneas generada en el receptor de televisión y los impul sos de sincronismo de líneas contenidos en la señal de vídeo captada por el televisor. Sin embargo, y antes de entrar en el estudio de este circuito, es preciso analizar las características de la señal en diente de sierra que provoca la variación de campo magnético en la bobina de desviación horizontal o de lineas.

20.1 Esquema de bloques de las etapas de desviación de cuadro y de línea de un receptor de televisión.

CARACTERÍSTICAS DE LA CORRIENTE EN DIENTE DE SIERRA PARA LA DESVIACIÓN DE LÍNEAS La frecuencia con que se realiza la desviación horizontal (o de línea) depende de la norma de televisión utilizada. Así, en el caso de la norma CCIR esta frecuencia es de 15.625 Hz, mientras que en la FCC es de 15.750 Hz. Haremos nuestra exposición sobre las características de la corriente en diente de sierra para desviación de línea según la norma CCIR, pues todos los razonamientos que se exponen son válidos para la Norma FCC con sólo cambiar los valores numéricos obtenidos. Recordemos que el tiempo total empleado en la exploración de una línea es de 64 ps, valor, éste, obtenido a partir de la frecuencia de línea de 15.625 Hz.

TELEVISIÓN

Como puede veser, el tiempo de exploración de líneas es mucho más breve que el de explo ración de cuadro, que es de 20 ms (correspondiente a 50 Hz). Aunque ya se ha hablado de ello insistentemente a lo largo de esta obra, recordamos una vez más que durante el retroceso de la exploración de líneas, al igual que en la exploración vertical, los haces de electrones procedentes de los tres cañones del TRC quedan bloqueados, no inci diendo en la pantalla, por lo que durante el retroceso de líneas no aparece trazo luminoso en ella Para la desviación del haz en sentido horizontal se dispone, a ambos lados del cañón del TRC, unas bobinas de desviación por las que circula una corriente en diente de sierra, la cual genera un campo magnético que atrae y repele el haz de electrones en sentido horizontal. Estas bobinas se colocan verticalmente, a ambos lados del tubo, mientras que las de desviación ver tical quedan situadas horizontalmente en la parte superior e inferior de éste. La dirección de desviación del haz depende del sentido de las líneas de fuerza del campo magnético generado en las bobinas, por lo que el punto luminoso se desvía a la derecha cuan do la corriente de la bobina de desviación de líneas es positiva y hacia la izquierda cuando es negativa (figura 20 .2 ).

20.2 Forma de onda y tiempos de exploración y de retorno de la corriente en diente de sierra para la desviación de líneas.

\---------------64jis

El grado de desviación en la pantalla, o ángulo de desviación del haz, depende directamen te del valor de la corriente que circula por las bobinas de desviación horizontal, y si el desplaza miento debe hacerse a una velocidad uniforme, la variación de corriente ha de ser lineal. Por tanto, la corriente que se aplica a las bobinas de desviación de línea es en diente de sierra (figu ra 20 .2 ), la cual crece lentamente desde un valor negativo a un valor positivo (para desviar el haz de izquierda a derecha) y una vez alcanzado el valor máximo positivo, desciende bruscamente para que el punto luminoso regrese con rapidez al lado izquierdo de la pantalla. Los tiempos empleados en estas dos direcciones son de 52 ps durante el barrido de izquier da a derecha y de 12 ps durante el retorno, completando ambos valores el tiempo total de barri do, de 64 ps. En la actualidad la mayor parte de los TRC utilizados en televisión poseen un ángulo de des viación de 110o. Esto obliga a una intensidad de corriente elevada para el desvío del haz, pues to que cuanto mayor sea la desviación que ha de sufrir éste, más intenso debe ser el campo magnético que lo obligue a desviarse de uno a otro lado de la pantalla. La intensidad de corriente que circula por estas bobinas de desviación de línea varía de un tubo a otro. A título oríentativo podemos cifrar entre 3 y 5 A en un tubo de 110° tricromático, generando un flujo magnético comprendido entre 4,5 y 7 mWb, aunque, repetimos, son muchos los valores que pueden darse y, por lo tanto, se hace necesaria la consulta de los catálogos del fabricante de los yugos de deflexión y TRC. Además, para que la exploración del haz sobre la pantalla del TRC esté en sincronismo con la efectuada por la cámara en los estudios de televisión, es preciso que la corriente en diente de sierra generada en el receptor inicie su subida, alcance el valor máximo y retorne, en los mismos instantes que lo hace la corriente en diente de sierra de la cámara, para lo cual, la corriente en diente de sierra generada en el receptor debe sincronizarse mediante los impulsos de sincro nismo de línea retransmitidos por la emisora, los cuales se obtienen en la salida del separador de sincronismos del receptor.

398

CIRCUITOS DE DESVIACIÓN DE LÍNEA

A partir del circuito de desviación de líneas, se obtiene también la tensión aceleradora de MAT y la tensión de enfoque y borrado de los retrocesos de líneas, circuitos, éstos, que son estudiados en próximos capítulos. Los circuitos de desviación de líneas son, por tanto, más complejos que los de desviación de cuadro, aunque su finalidad sea la misma: desviar el haz de electrones por la superficie de la pantalla.

COMPARADOR DE FASE Y FRECUENCIA La primera etapa del circuito de desviación de líneas es el comparador de fase y frecuencia (figu ra 20 . 1 ). Debido a que la frecuencia de barrido horizontal es elevada (15.625 Hz) existe un eleva do riesgo de que pueda desincronizarse con la señal de barrido horizontal generada en los estudios de televisión. Téngase en cuenta que se trata de un valor de frecuencia muy co n creto y elevado, y por lo tanto difícil de obtener sincronizado con otra frecuencia del mismo valor. Para evitar esto se recurre a un circuito comparador de fase y frecuencia, que no es más que un circuito de CAF (control automático de frecuencia). El comparador de fase y frecuencia se asemeja mucho a los utilizados en los receptores de radio y televisión para el control de la frecuencia del oscilador local. Son varios los circuitos comparadores de fase y frecuencia que pueden utilizarse para el con trol de la frecuencia generada en el oscilador de líneas de un receptor de televisión. Todos ellos convierten cualquier error de tiempo en una tensión, cuyo valor, es proporcional al error. La pola ridad de esta tensión de corrección viene dada por la dirección del error. Para que el comparador de fase y frecuencia pueda suministrar una tensión de error si se produce desincronización, es preciso que a él lleguen dos señales: una de ellas es la de los impulsos de sincronismo de la emisora, que le proporciona el circuito separador de sincronis mos; la otra son los dientes de sierra generados en el propio receptor. Si ambas señales están sincronizadas en fase y frecuencia, el comparador proporciona una tensión nula. Si una de las dos señales posee mayor frecuencia que la otra, o no están en fase, entonces el comparador genera una tensión de corrección que hace variar la frecuencia del oscilador de líneas del recep tor hasta que se produzca la sincronización. Cuanto más diferentes sean las frecuencias, o mayor sea el desfase entre ambas señales, mayor es la tensión de salida del comparador. Esta tensión se aplica a la base del transistor de reactancia. Los circuitos comparadores básicos que se utilizan en las etapas de desviación horizontal son el detector de fase y el discriminador.

DETECTOR DE FASE EQUILIBRADO En la figura 20.3 se tiene el esquema de un detector de fase equilibrado. El circuito es muy parecido a un discrim inador o a un detector de relación, pero su funcionamiento es algo diferente. Los impulsos de sincronismo horizontal, con polaridad opuesta, se acoplan al circuito a tra vés de los condensadores C, y C2 (a un lado de cada diodo), y la tensión en diente de sierra, procedente del oscilador de línea, se aplica al otro lado de los diodos. Los impulsos de sincro nismo tienen por finalidad conmutar los diodos al estado de conducción. Cuando los diodos pasan al estado de conducción, debido a la presencia de un impulso de sincronismo, se revisa, en ese instante, la polaridad de la tensión en diente de sierra. Si la frecuencia del oscilador de líneas se encuentra en frecuencia y fase correcta, la tensión en diente de sierra posee un valor de 0 V. Si el oscilador aumenta o disminuye su frecuencia de oscilación, o bien ésta no está en fase con los impulsos de sincronismo, entonces, la tensión en diente de sierra es positiva o negativa

399

TELEVISIÓN

n

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D1

O H — T------M

Entrada de impulsos de sincronismos

-O Entrada del generador de señales de barrido

D2

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■Al circuito de control del oscilador

20.3 Circuito detector de fase equilibrado.

I

en el instante de pasar los diodos al estado de conducción, con lo cual se obtiene una tensión de error en la salida del comparador. Veamos con más detalle todo esto que se acaba de exponer con ayuda de las figuras 20.3 y 20.4. Para comenzar, supóngase que la tensión en diente de sierra está cruzando justamente la línea de 0 V cuando se presentan los impulsos de sincronismo de línea, es decir, tal como se ha dibujado en el primer diente de sierra de la figura 20.4.

20.4 Curso de la tensión en las resistencias R, yR, del esquema de la figura 20.3. cuando fo = fs, fo < fs y fo> fs.

400


En este caso, tanto la fase como la frecuencia están es sincronismo; es decir, la frecuencia f0 del oscilador de línea es de la misma magnitud y fase que la frecuencia fs de los impulsos de sincronismo horizontal. En esta circunstancia, el impulso de sincronismo positivo hace que C, se cargue por medio de la corriente que circula a través de fí 3 y D 7, mientras que el impulso de sincronismo negativo hace que se cargue C2, haciendo que se establezca una corriente que, partiendo de este condensador, circula por D2 hacia masa a través de fí3. Al final del impulso de sincronismo, C, se descarga a través de fí, y ñ 4, mientras que C.¿ lo hace a través de fí 2 y fí4. Como las cargas en C, y C 2 son iguales y de signo opuesto, la corriente a través de fí,, es igual y opuesta, por lo que la tensión en ella es nula. Obsérvese en la figura 20.4 cómo en este caso los impulsos de sincronismo superpuestos a la línea cero de la tensión en diente de sierra son de la misma amplitud y sentido opuesto, es decir, las tensiones Vt y V2 en fí, y fí 2 se anu lan y, por lo tanto, no circula corriente por fí4, no generándose tensión en esta última. La tensión en fí 4 es la que se utiliza para el control del oscilador de líneas, por lo que como en este caso la tensión es cero, no efectuará control alguno. La tensión en diente de sierra no tiene efecto sobre el circuito, ya que pasa en ese instante por la línea cero, los diodos conducen igualmente en direcciones opuestas y no tienen ningún efecto sobre la tensión de salida. Supóngase ahora que la frecuencia del oscilador de líneas desciende de valor en compara ción con la de los impulsos, es decir, que fQ < fs, caso éste, que se corresponde con el segun do diente de sierra de la figura 20.4. V En este caso la tensión en diente de sierra se encuentra con valor positivo cuando aparecen los impulsos de sincronismo horizontal. Puesto que esta tensión se aplica el cátodo de 07 y ánodo de 02, estos diodos conducen de la misma forma, es decir, 07 conduce más intensamente que 0 2 . Como consecuencia, el condensador C, se carga más que C2. Al descargarse C, a través de fí, y fí 4 se obtiene en fí, una tensión mayor que la obtenida en fí, por la descarga de C 2 a través de fí 2 y fí4. Las tensiones vR, y vn, serán pues diferentes, circulando una corriente por fí 4 que genera en ella una tensión de control positiva. Si la frecuencia del oscilador de líneas aumenta de valor (f0 > fs), caso éste que se puede ver reflejado en el tercer diente de sierra de la figura 20.4, entonces la tensión en diente de sierra será negativa cuando aparezcan los impulsos de sincronismo, es decir, por debajo de la línea de O V, por lo que se invierten las condiciones y la tensión en fí 4 pasa a ser negativa. Si la tensión en fí 4 es positiva, al aplicarla al oscilador de líneas éste aumenta el valor de la frecuencia que genera, hasta que se sincroniza con la frecuencia de los impulsos. Si, por el contrario, la tensión en fí 4 es negativa, entonces la frecuencia del oscilador de lí neas disminuye de valor hasta alcanzar, igualmente, el valor de la frecuencia de los impulsos de sincronismo horizontal.

DETECTOR DE FASE DESEQUILIBRADO En el apartado anterior hemos dicho que un detector de fase equilibrado requiere de dos impulsos de sincronismo, de polaridad opuesta, por lo que es preciso disponer un circuito diferenciador entre el separador de sincronismos y el detector de fase, el cual puede consis tir en un transformador cuyo secundario posee una tom a central conectada a masa, de forma que entre cada extremo y masa aparezca el impulso de sincronismo de línea con un desfase de 180°. En los circuitos detectores de fase desequilibrados no es necesario disponer del diferencia dor, pues sólo requiere un impulso de sincronismo para compararlo con la señal en diente de sierra procedente del transformador de salida horizontal (figura 20.5). En este circuito los diodos D 7 y D2 están unidos por sus cátodos. Los valores de los con densadores C2 y C 3 son más elevados que el de C,.

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20.5 Circuito detector de fase desequilibrado.

Al aplicar un impulso de sincronismo de línea al circuito, C 2 y C3 actúan como un cortocir cuito a masa, colocando con ello en paralelo los ánodos de D1 y D2. De esta forma, los dos dio dos conducen por igual, produciendo en fí, y R2 caídas de tensión iguales pero de signo opues to. El resultado es una tensión en la salida de 0 V. Veamos ahora cómo se comporta el circuito cuando al punto B se le aplica la tensión en diente de sierra procedente del transformador de líneas. Dicha señal está, pues, presente en el punto de unión de C 3 y C4. Una vez que la señal en diente de sierra pasa a través de C4, se separa la componente alter na de la continua, ya que esta última no puede pasar por C 4 por tratarse de un condensador. Con ello la señal en diente de sierra adquiere un nuevo eje, quedando iguales el área positiva (arriba del eje) y negativa (debajo del eje). Si el oscilador de líneas oscila a la frecuencia correcta de barrido, entonces la forma de onda en diente de sierra pasará exactamente por cero cuando el impulso de sincronismo se aplique a la entrada A. Puesto que el impulso de sincronismo provoca la conducción de los diodos, no se genera ninguna tensión en la salida. Ahora bien, si el oscilador de líneas aumenta la frecuencia de oscilación, entonces los impulsos de sincronismo coinciden con las áreas positivas del diente de sierra, haciendo que conduzcan los diodos. Al conducir éstos, la corriente positiva del diente de sierra circula a tra vés de C2, haciendo que se cargue este condensador y, com o consecuencia, aparece en él una tensión positiva de corrección de la frecuencia generada en el oscilador de líneas. Esta tensión positiva hace disminuir la frecuencia del oscilador hasta que adquiera el valor correc to. Si la frecuencia del oscilador de líneas adquiere un valor por debajo de la de barrido, enton ces los impulsos de sincronismo coinciden con las áreas negativas del diente de sierra. Puesto que D I y D2 pasan al estado de conducción cuando se les aplican los impulsos de sincronis mo, entonces circula una corriente por C 2 que genera en él una tensión de signo negativo para el control del oscilador de líneas. Los impulsos de sincronismo tienen por finalidad conmutar a D I y D2 para que el diente de sierra (mejor dicho, una fracción muy pequeña de él), presente en C3, se transfiera a C2. Dado que el tiempo de conducción de los diodos es de tan sólo de unos pocos microsegundos, la tensión en C 3 se parece a una tensión continua durante este breve período de tiem po, pues sólo se utiliza una pequeña área de la misma. Al final del impulso de sincronismo, los diodos D1 y D2 pasan al estado de bloqueo, por lo que la caída de tensión en C2, de gran capacidad, se almacena hasta que se aplique el siguien te impulso de sincronismo.

402


Generador de la tensión en diente de sierra Tanto al comparador de fase y frecuencia equilibrado como al desequilibrado es preciso inyec tarle una tensión en diente de sierra procedente del transformador de salida de líneas. Esta ten sión en diente de sierra se genera a partir de los impulsos de retorno, tal com o se puede apre ciar en la figura 20 .6 , donde se ha dibujado el esquema de un circuito generador en diente de sierra y los oscilogramas de tensiones presentes en tres puntos del mismo. Los impulsos de retorno de línea se producen en la salida horizontal del transformador de líneas, al final de cada barrido, debido a que la corriente de salida disminuye a cero. Efectivamente, al cambiar la corriente en el primario del transformador de líneas se produce una tensión. Estos impulsos de tensión se retardan ligeramente por medio de la inductancia L y se aplican al diodo D (figura 20.6). Los impulsos, de signo negativo, circulan sin dificultad a través del diodo, el cual está conec tado en sentido de paso para estos impulsos. Por otro lado se tiene un condensador O ,, el cual está cargado por la resistencia Rv por lo que los impulsos negativos, que hacen que conduzca D, provocan la descarga de este condensador, haciendo que se genere en él el flanco de retroceso de la tensión en diente de sierra. Al bloquearse D, por ausencia de impulso negativo, el condensador C. se carga lentamente a través de f í t, creándose en él el flanco de subida de la tensión en diente de sierra. La tensión de C, se aplica al conjunto C?-R z (en paralelo con él), pero como el condensador C,¿ no deja pasar la componente continua, en fí 2 se obtiene la tensión en diente de sierra con áreas ¡guales positivas y negativas.

D el transform ador de salida de lineas

0V 20.6 Generador en diente de sierra y formas de onda de las tensiones presentes en tres puntos del mismo.

Discriminador horizontal Un discriminador horizontal es similar a los utilizados en radio, excepto que trabaja con fre cuencias diferentes. Normalmente los discriminadores se utilizan con transistor de reactancia, el cual se encarga de controlar la frecuencia del oscilador de líneas. En la figura 20.7 se tiene el esquema típico de un discriminador horizontal, así como el tran sistor de reactancia y el oscilador. Obsérvese que en este circuito el oscilador está conectado al primario del transformador del discriminador. Los impulsos de sincronismo horizontal se aplican a la toma central del secundario del trans formador y a la unión de las resistencias fí, y Rr El funcionamiento de este circuito es como sigue: Cuando la frecuencia de los impulsos de sincronismo y la frecuencia del oscilador son del mismo valor y están en fase, por ambos dio-

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20.7 Circuito discriminador horizontal. El transistorT1 es el de reactancia y T2 el del oscilador.

dos circula la misma corriente. En este caso, las caídas de tensión en ñ, y R.¿ son iguales y no se desarrolla ninguna tensión de corrección de la frecuencia del oscilador. Si la frecuencia del oscilador no es la correcta, entonces uno de los diodos conduce más comente y las tensiones en f?, y R2 dejan de ser iguales, generándose la tensión de corrección. Vamos a analizar a continuación el funcionamiento del circuito de reactancia de la figura 20.7, en el cual actúa el transistor T1. El transistor T1 y sus componentes asociados actúan como una reactancia cuyo valor varía en función de la corriente que circula por el transistor. Así, al formar parte este circuito del cir cuito oscilante del oscilador, se puede variar la frecuencia de oscilación de éste según la tensión de error aplicada al circuito de reactancia. Obsérvese que el devanado primario del transformador que está conectado a la base de T2. está en paralelo con el circuito de reactancia transistorizado. De este modo tenemos en este devanado una capacidad variable con la tensión de error aplicada a la base de T1. Efectivamente, el condensador C 3 se carga más o menos según la tensión de error, por lo que el transistor TI queda más o menos polarizado y con ello deja pasar más o menos corriente.

EJEMPLOS DE CIRCUITOS COMPARADORES A continuación se exponen algunos circuitos comparadores de fase y frecuencia utilizados en la práctica. En la figura 20.8 se tiene el esquema del primero de ellos. En la parte izquierda del esquema se ha dibujado el circuito diferenciador de impulsos, for mado por C,, C2 y L y El diodo D1 no permite que se formen tensiones negativas con respecto a masa, por lo que no se produce la diferenciación de la pendiente negativa del impulso. Es decir, al final del impul-

404

CIRCUITOS DE DESVIACION DE LÍNEA

20.8 Esquema completo de un comparador de fase y frecuencia. so de sincronismo, si no existiese el diodo D 1. en el devanado L. se generaría un pico de ten sión inversa como el que se muestra en la parte superior de la figura 20.9. El diodo cortocircuita, pues, dicho impulso negativo, por lo que la tensión en el devanado primario queda como se ha representado en la parte inferior de dicha figura. En el secundario se inducen unas tensiones en forma de impulsos que. por tratarse de un transformador con toma central en el secundario, es del mismo valor y de signo opuesto entre cada extremo del secundario y la loma central. Dichos impulsos son ios utilizados para el des bloqueo de los diodos del comparador D2 y D3. A partir de aquí el funcionamiento del circuito es idéntico al descrito en un apartado anterior de este capítulo. El esquema de la figura 20.10 corresponde a otro circuito comparador de fase y frecuencia, en el que se han dibujado los oscilogramas de las tensiones presentes en seis puntos del mismo. Las tensiones de referencia aplicadas a los ánodos de los diodos del comparador, son unos dientes de sierra de polaridad opuesta (oscilogramas 3 y 4), obtenidos por integración de los impulsos de retorno de línea disponibles en el transformador de salida de líneas, y cuya ampli tud de pico es de 450 V (oscilogramas 5 y 6). Los impulsos de sincronismo de línea, diferenciados, procedentes del colector del transistor BC158, se aplican al punto de unión de los cátodos de dichos diodos por medio de un con densador de 4,7 nF. Los diodos conducen durante los picos de los semiciclos negativos y fijan, con respecto a masa, la tensión en los extremos del comparador en ese instante. La amplitud de los impulsos de sincronismo debe ser mayor que la de los dientes de sierra de referencia para conseguir un adecuado funcionamiento. La tensión media entre los ánodos depende de la diferencia de fase entre los impulsos de sincronismo y las señales de referencia.

20.9 Impulsos presentes en el primario del transformador del comparador de fase y frecuencia sin diodo y con diodo.

405

TELEVISIÓN

4-10

V/div.

S-100

V/d¡v.

3-10

V/dlv.

6-100

V/div.

20.10 Esquema completo de un detector de fase y frecuencia y oscilogramas de las tensiones presentes en los puntos que se indican en el esquema.

Para finalizar, en la figura 20.11 puede verse el esquema completo de un tercer circuito com parador de fase y frecuencia. En este circuito, los impulsos de retroceso, tomados del transfor mador de salida de línea, se integran en la red formada por la resistencia de 47 12, el diodo OA91, la resistencia de 10 k!2 y los condensadores de 22 y 100 nF. Mediante esta red se obtie ne una onda en diente de sierra de referencia entre los diodos del comparador. Los impulsos de sincronismo de línea se aplican como impulsos de desbloqueo a los diodos de comparador de fase y frecuencia, por medio del condensador de 4,7 nF y la resistencia de 470 £2, en serie con él. El valor medio de la tensión en el condensador de 100 nF, depende de la diferencia de fase entre los impulsos de sincronismo y la forma de onda de referencia; una vez filtrada por la red formada por las resistencias de 1 kQ y 330 í l y los condensadores electrolíticos de 10 y 2,5 pF, se aplica a la etapa de reactancia. El diodo integrador proporciona finales más recortados en la onda en diente de sierra, con lo cual se disminuye el deslizamiento en la imagen en el margen de retención.

Oscilador de líneas La segunda etapa del circuito de desviación de líneas es el oscilador (figura 20.1). Éste debe proporcionar unos impulsos cuya presencia 7, sea algo superior al tiempo de retorno de la

406


Del sepa rad or de im pulsos

20.11 Esquema completo de otro circuito comparador de fase t frecuencia, pero dotado de diodo integrador.

exploración y cuya frecuencia de recurrencia corresponda a la norma del sistema utilizado, es decir, fL = 15.625 Hz en el sistema CCIR de 625 líneas o fL = 15.750 Hz en el sistema FCC de 525 líneas (figura 20.2). Para la generación de estos impulsos se pueden utilizar una gran variedad de circuitos gene radores de impulsos y de osciladores, entre los que citamos:

20.12 Impulsos de salida ideal de un oscilador de líneas.

Generador de impulsos de acoplamientos cruzados. Generador de impulsos acoplado por los emisores. Oscilador de bloqueo con constante de tiempo conectada al emisor. Oscilador de bloqueo con constante de tiempo conectada a la base. Oscilador Colpitts. Oscilador Hartley.

GENERADOR DE IMPULSOS DE ACOPLAMIENTOS CRUZADOS En la figura 20.13 se ha dibujado el esquema de principio de un generador de impulsos estable de acoplamientos cruzados, y en la figura 20.14 los oscilogramas de las tensiones en los pun tos más importantes de él. Como se observa en la figura 20.13, este circuito se caracteriza por sus dos acoplamientos

407

TELEVISIÓN

Salida o

C,

II

v.o

[

20.13 Esquema de principio de un generador de impulsos de acoplamiento cruzado.

colector-base mediante los condensadores C, y C2, razón por la cual también se le denomina multivibrador de acoplamientos cruzados. Los transistores T1 y T2 se llevan alternativamente al bloqueo y a la saturación (figura 20.14). En esta ilustración se ha dibujado el curso de la tensión en función del tiempo en colector y base de cada transistor. El tiempo de bloqueo y conducción de cada transistor depende de las constantes de tiem po fl,C , y f l 2C2. Si se utiliza este circuito para generar los impulsos de la figura 20.12, resulta evidente que ambas constantes han de ser diferentes, puesto que 7, es menor que 72. Examinemos la señal presente en la base del segundo transistor (l/B2), dibujada en segundo lugar en la figura 20.14. El primer transistor ha pasado al estado de conducción, con b cual en su colec tor aparece una tensión VQ prácticamente nula con respecto a masa y, por lo tanto, a la base de 72 se aplica una tensión positiva cuyo valor es igual a +VCC, y que es debida a la descarga de C2. El condensador C 2 se descarga siguiendo la constante de tiempo R2C.„ hasta que se alcan za el nivel -V w y el segundo transistor pasa a conducir. De acuerdo con lo expuesto, la duración de los impulsos viene dada por las igualdades:

y

La frecuencia de oscilación vale, aproximadamente:

por lo que sustituyendo valores se puede escribir:

72 = f i , C, log

408

+ R ,C 2 log


20.14 Curso de la tensión en los electrodos

de colectory base de los transistores T1 yT2 de la figura 20.13. La relación entre los tiempos de conducción de los transistores viene dada por la igualdad:

(SÍ

=

^

fl.c ,

t2

/-?2C 2

Va)-

Resulta prácticamente imposible obtener los valores normalizados de 0 ,0 , y R2C2 para que proporcionen con exactitud los tiempos 7, y T2 y, por lo tanto, la frecuencia de oscilación. Por este motivo es preciso añadiral circuito unelemento de ajuste, consistente en un potencióme tro conectado en serie con una resistencia, de forma que ambos sustituyan a R.(figura 20.15). Para que el circuito de la figura 20.15 proporcione una frecuencia de generación de impul sos estable, el potencial +f/cc, al que debe llevarse la base del transistor durante el basculamiento, debe ser estable con el transistor en conducción suficientemente saturado.

409

TELEVISIÓN

20.15 El mismo circuito generador de impulsos de la figura 20.13, pero con potenciómetro de ajuste de la frecuencia de funcionamiento.

20.16 Tiempo de carga! 1 de los condensadores. En linea a trazos, con un condensador de pequeño valor. En línea continua, con un condensador de mayor capacidad. Los condensadores C, y C 2 deben tener valores bastante elevados. Las resistencias fí, y fí 2 se utilizan, alternativamente, para descargar los condensadores de acoplamiento y para asegurar la polarización del transistor en estado de conducción. Durante la descarga, la corriente que circula por ellas debe ser suficientemente elevada para que la corrien te residual del transistor no afecte al tiempo de descarga del condensador de acoplamiento. Para una misma constante de tiempo fí,C , debe aumentarse el valor de C, si se quiere mejo rar la estabilidad. El tiempo de carga de los condensadores (figura 20.16) es elevado comparado con el de descarga, y determina los tiempos mínimos 7, y T2 que pueden obtenerse con transistores que tengan unas frecuencias de corte y una estabilidad determinadas. En la práctica los circuitos de las figuras 20.13 y 20.15 sufren algunas modificaciones, debi do a que los transistores han de estabilizarse contra cambios de temperatura y, además, debe sincronizarse la frecuencia de los impulsos con la de los impulsos de sincronismo de la emisión recibida, para que la tensión de salida adquiera la forma en diente de sierra necesaria para el barrido de líneas. En la figura 20.17 tenemos el esquema de un generador de impulsos de acoplamientos cru zados, modificado para obtener una tensión de salida en diente de sierra y, además, sincroni zado con los impulsos de sincronismo de líneas procedentes del separador de impulsos. Obsérvese que, al igual que en los circuitos precedentes, el colector de un transistor se acopla a la base del otro mediante un condensador. La tensión de base de 77 se determina por el divisor de tensión formado por fí5, fí 4 y fí7, mientras que la tensión de base de 72 la determina el divisor de tensión formado por f í , , fí 2 y fí8. Al aplicar la tensión de alimentación, uno de los dos transistores inicia su conducción con mayor intensidad que el otro, ya que es difícil que todos los componentes del circuito sean exac tamente iguales. 410


Im pulsos de sincronism o

20.17 Circuito generador de impulsos modificado, para obtener una señal de salida en diente de sierra.

Supóngase que T I sea el primero en conducir. En este caso, la tensión en empieza a dis minuir y, como consecuencia, se carga C r La carga de C, hace que disminuya la tensión en Re. Cuanto menos negativa sea la tensión en Ra menos conduce T2, puesto que se trata de un transistor PNP. Esto ocasiona, a su vez, una disminución de la tensión en R, y la tensión de colector de T2 se hace más negativa. La elevación de tensión negativa de colector de T2 se aplica a C2, haciendo que éste se cargue, lo que desarrolla una tensión negativa más elevada en Rr Como consecuencia, la base de T 1 recibe más potencial negativo, conduce aún más y el ciclo continúa. Este proce so se mantiene hasta que el transistor T1 alcanza la saturación y 72 queda completamente bloqueado. En este momento C, inicia su descarga a través de Re y la tensión en esta resistencia se hace más negativa. Cuando C, se ha descargado lo suficiente para hacer que 72 empiece a conducir, la tensión en colector de este transistor se hace menos negativa. Esta tensión, de sentido positivo, queda aplicada a la base de 77 a través de C2, haciendo que este transistor conduzca menos. La tensión de colector de 77 se hace así más negativa y se aplica a la base de 72 a través de C,, con lo que este último transistor aumenta aún más su conductividad. Este proceso continúa hasta que 72 alcanza la saturación y 77 llega al corte. El circuito funciona siguiendo los mismos pasos que el del esquema del principio de la figu ra 20.13, ya que los periodos de conducción de cada transistor vienen determinados por las constantes de tiempo obtenidas de multiplicar las capacidades de los condensadores C, y C 2 por los valores óhmicos de las resistencias de polarización de base fí 8 y Rr La tensión de salida en colector de 72 sería cuadrada si no fuera por la presencia del con densador C3, conectado entre este electrodo y masa. El funcionamiento del circuito es tal como se ha descrito; sin embargo, la tensión de colec tor no cambia bruscamente cuando 72 está bloqueado, ya que C3 se carga, a través de la resis tencia R5, formando una onda en diente de sierra. Tal como se ha dicho antes, la frecuencia de la señal de salida viene dada por las constan tes de tiempo RSC , y RrCr Es posible, sin embargo, modificar ligeramente esta frecuencia al añadir otra señal, como un impulso de sincronismo, el cual hará que el transistor se bloquee y empiece a conducir anticipadamente. Efectivamente, si a la base del transistor 72 se aplican, a través del condensador C„, los impulsos de sincronismo de línea procedentes del separador de sincronismos, un poco antes de que este transistor pase al estado de conducción por el funcionamiento libre del generador de impulsos, se fuerza a que conduzca anticipadamente, con lo cual la frecuencia de la tensión en diente de sierra en colector de 72 coincidirá con la frecuencia de los impulsos de sincronis

411

mo obtenidos de la señal de vídeo del canal sintonizado. Y no sólo coincidirá la frecuencia, tam bién lo hará la fase, obteniéndose así un barrido sincronizado de la pantalla del televisor con la del tubo de imagen del centro emisor.

GENERADOR DE IMPULSOS ACOPLADO POR LOS EMISORES El generador de impulsos acoplado por los emisores es una variante del anterior. En la figura 20.18 se ha dibujado el esquema de principio del mismo, al que se ha añadido un circuito reso nante LC, en colector de 72, cuya finalidad se explica más adelante. En este generador uno de los circuitos R tC¡ ha sido sustituido por la resistencia de emisor Ra, común a ambos transistores. Mientras que en el circuito de la figura 20.13 los dos emisores estaban conectados a masa, es decir, a un potencial fijo, en el de la figura 20.18 es la base de T2 la que está polarizada a un potencial prácticamente continuo va. Cuando T2 conduce, el tiempo 7, viene determinado por la descarga del condensador C 1 sobre la resistencia ñ, (T1 se encuentra entonces bloqueado). El desbloqueo de 77 da lugar a una disminución del potencial en RA, y cuando esta tensión se hace menor que la tensión en base de 72, este transistor se bloquea. El tiempo de descarga de 72 viene dado por la descarga de C, sobre Rv R&y el circuito de emisor del transistor 77, el cual empieza a conducir en ese instante. La tensión de salida puede obtenerse en el colector de 77 o en el de 72 (generalmente fí, tiene un valor bastante pequeño). En este circuito los flancos de la señal de salida son aún más pronunciados que en el caso precedente, ya que en las dos constantes de tiempo interviene el mismo condensador. La finalidad del circuito resonante LC, conectado en serie con el colector de 72 (y que tam bién puede aplicarse al circuito de la figura 20.13), es la de mejorar la estabilidad en frecuencia del generador de impulsos. Efectivamente, el circuito resonante LC será excitado por los impulsos debidos a las sucesi vas conducciones del transistor 72, siendo su frecuencia propia de resonancia: 1

fo = ------ — -------

2 k y LC Esta frecuencia de resonancia debe estar lo suficientemente cercana a la de los impulsos para que en el circuito LC aparezca una tensión senoidal, la cual se superpone a la tensión

20.18 Generador de impulsos con acoplamiento por emisores y circuito resonante en colector de T2.


presente en R3, de forma que en la salida se obtenga la forma de onda dibujada en la figura 20.19. De esta forma se modifica la tensión aplicada a la base del transistor 77 por el condensador C r La intersección del gráfico que representa la tensión de base 1/B, con el potencial de emisor, forma un ángulo más agudo, por lo que las variaciones de los parámetros del transistor, o de las tensiones aplicadas, afectan en menor grado en la determinación de 7, + T,?, ya que una varia ción de 7, queda en parte compensada por una variación de T2 en sentido contrario, impuesta por la frecuencia de oscilación del circuito LC.

20.19 Formas de onda de las tensiones presentes en colector deJ2y base de T1 con circuito LC (línea discontinua) y sin circuito LC (línea continua). Si bien esta mejora de la estabilidad en frecuencia es importante, desde el punto de vista de la tensión de ajuste va se traduce en una disminución de la sensibilidad. En la figura 20.20 puede verse el esquema completo de un generador de impulsos con emi sores acoplados, el cual se ha modificado para obtener una tensión en diente de sierra. El funcionamiento de este circuito es como sigue: Supóngase que un impulso positivo se aplica, a través del condensador de acoplamiento C ,, a la base de 77, procedente del separa dor de sincronismos. En este caso T1 se hace menos conductor, pues se trata de un transistor PNP, por lo que en su colector aparece la tensión negativa de alimentación - l / cc. Esta tensión negativa se aplica, a través de C2, a la base de T2, con lo cual este transistor se hace más con ductor. Al hacerse más conductor T2, aumenta su corriente de emisor y, con ella, la caída de ten sión en la resistencia de emisor Ry Dado que masa es el punto más positivo del circuito, los emisores de TI y T2 se hacen más negativos, con lo que se reduce aún más la conducción de TI hasta que se bloquea total mente. Al bloquearse 77 la única corriente que circula por R5 es la corriente que circula por 72. Puesto que la tensión en colector de 77 es, aproximadamente, igual a - t / cc y este transistor está bloqueado, el condensador C? se carga hasta alcanzar este nivel de tensión. A medida que se carga C 2 circula una corriente por ft, y Rz en la dirección indicada median te flecha en la figura 20 .20 . Al comienzo de la carga, la corriente es de valor elevado, y dada su dirección, la base de 72 es negativa, con lo cual este transistor conduce a la saturación. A medida que C2 se carga, se aminora la intensidad de corriente por R3, disminuyendo la tensión negativa aplicada a la base de 72 y, por tanto, el paso de corriente a través de él. Esto hace que disminuya la caída de tensión en fí5, hasta alcanzar un punto en el cual 77 empieza a conducir.

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20.20 Generador de impulsos con acoplamiento por emisores, modificado para obtener una tensión de salida en diente de sierra.

Cuando 77 inicia la conducción su tensión de colector se hace menos negativa, excitando la base de 72 a menos negativa y, como consecuencia, acelerando el bloqueo de 72. Al conducir 77 se descarga C2 a través de su unión colector-emisor. Al igual que en la carga, al comienzo de la descarga la intensidad de corriente es elevada, ocasionando que la base de 72 sea más positiva que su emisor, de forma que este transistor permanece en estado de bloqueo. A medida que C 2 se descarga, la corriente disminuye, con lo cual también disminuye la caída de tensión en R3, hasta que la base de 72 se haga más negativa que su emisor. En este instan te 72 inicia de nuevo la conducción y el ciclo se repite. Al igual que en el generador de impulsos de acoplamientos cruzados, la aplicación de los impulsos de sincronismo de línea a la base de 77 (cerca del punto de conducción) cuando dicho transistor está conduciendo, provoca la conmutación anticipada de uno a otro estado, con lo cual se sincroniza en fase y frecuencia la señal generada por el oscilador, con la de los impulsos de sincronismo. El diente de sierra se obtiene en C3. Cuando 72 conduce, el condensador C3 se descarga. Cuando 72 se bloquea C3 se carga a través de fí 4 para formar la tensión en diente de sierra en sentido negativo.

OSCILADOR DE BLOQUEO CON CONSTANTE DE TIEMPO CONECTADA AL EMISOR Este tipo de oscilador está formado por un único transistor cuyos circuitos de entrada y salida están convenientemente acoplados por un transformador, de forma que dé origen a las oscila ciones de relajación. En la figura 20.21 puede verse el esquema de un oscilador de bloqueo con constante de tiempo en el circuito de emisor, y en la figura 20.22 las formas de onda de la tensión en colec tor, emisor y base del transistor de este circuito. El funcionamiento del circuito lo seguiremos con ayuda de la figura 20.22. En el instante f0 el transistor deja de conducir y el condensador C queda cargado; la tensión en él disminuye según la constante de tiempo RC, acercándose al potencial de masa. Cuando la tensión en el condensador, es decir, la tensión de emisor del transistor, se hace más positiva que la de base (instante 7,), el transistor comienza a conducir y pasa a la satura ción en forma acumulativa por efecto del acoplamiento de Lc y LB. Al conducir el transistor, el condensador se carga rápidamente, tal como se indica en el osci lograma de la figura 20.22 (tensión de emisor VE). Cuando el transistor alcanza la saturación, no se induce tensión en el devanado LB, pues deja de producirse incremento de corriente, con lo cual se produce un bloqueo acumulativo del tran sistor (instante t2 de la figura 20 .22 ).

414


-v „

20.21 Oscilador de bloqueo con constante de tiempo en el circuito de emisor. El diodo en derivación con el devanado de colector absorbe las sobretensiones negativas que aparecerían en este electrodo, evitando así daños al transistor. El período de recurrencia es la suma de los tiempos 7, y Tr siendo bastante diferentes los factores que influyen sobre estos tiempos. El tiempo T, queda determinado, principalmente, por las características del transformador (relación de transformación), la ganancia del transistor y la de la carga para atacar la etapa siguiente. El tiempo T,¿ depende, principalmente, de la constante de tiempo RC y de la tensión va sobre la que se alinea el potencial de base del transistor.

20.22 Formas de onda de la tensión en colector, emisory base del circuito de la figura 20 .21 .

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La variación de frecuencia necesaria para pasar de una norma de 625 líneas a otra de 525, se obtiene: a) Por variación de la constante de tiempo RC. b) Por variación de una constante de tiempo introducida en la base y que modifica su tensión. En ambos casos se actúa sobre el tiempo Tr Para el ajuste exacto de la frecuencia generada, se sustituyen las resistencias por potenció metros de ajuste.

OSCILADOR DE BLOQUEO CON CONSTANTE DE TIEMPO EN EL CIRCUITO DE BASE

II—

En la figura 20.23 se tiene el esquema de un circuito oscilador de bloqueo con constante de tiempo en el circuito de base, en el que el emisor está conectado directamente a masa, es decir, a un potencial constante. La sobretensión que aparece durante el corte del transistor carga positivamente al conden sador C. A continuación este condensador se descarga sobre fí, asegurando un tiempo de blo queo de 72 cuyo valor depende de la constante de tiempo RC.

20.23 Oscilador de bloqueo con constante de tiempo en el circuito de base.

-O Saltda

En la figura 20.24 se ha dibujado el curso de la tensión y corriente en colector y base del transistor y en la que se observa cómo la tensión de base desciende siguiendo el curso de la descarga del condensador. Cuando la tensión de base es menor que la de emisor, el transistor comienza a conducir hasta alcanzar la saturación. El tiempo T, viene dado por las constantes del circuito magnético; al comienzo de la con ducción, la corriente de colector ic, que circula por el devanado de colector, induce en el deva nado de base una corriente cuyo valor es igual a iB = ¡cJn, la cual satura al transistor. A continuación la corriente magnetizante del transformador aumenta mientras la corriente inducida disminuye, hasta que el transistor sale de la saturación y se bloquea acumulativamen te, produciendo una sobretensión que carga al condensador C. El circuito LC, conectado a la base, tiene por finalidad fijar con más precisión el tiempo T}. Para ello su frecuencia de resonancia debe ser tal que, al ser excitado por el impulso de corrien te durante la conducción, module la corriente de base y provoque al final una caída brusca, la cual fija T, con más precisión que sin este circuito LC. La resistencia en paralelo con el circuito resonante LC tiene por finalidad amortiguar el cir cuito para que las oscilaciones no subsistan una vez terminado el tiempo de bloqueo Tv pues to que la frecuencia del oscilador se mantendría con preferencia sobre uno u otro de los armó nicos de la señal generada por el circuito oscilante.

416


>c T.

T,

V,

's

20.24 Formas de onda de las tensiones y corrientes de colector y base del circuito de la figura 20.23.

^

Tanto en éste como en el anterior oscilador de bloqueo, el ajuste exacto de la frecuencia de oscilación para el barrido de lineas se obtiene variando el valor de la tensión va, variación que influye esencialmente sobre el tiempo Tr En la mayor parte de las veces, la señal rectangular de salida se toma del transformador por medio de un tercer devanado, lo cual permite atacar a la etapa siguiente con el valor de impe dancia correcto (figuras. 20.21 y 20.23).

OSCILADOR COLPITTS El oscilador Colpitts (figura 20.25), es muy empleado para la generación de frecuencias eleva das, donde resulta un problema dividir la inductancia. Sin embargo, esto no representa ningún problema para el oscilador tipo Hartley, por lo que se prefiere éste al Colpitts para la generación de la frecuencia de línea. Por este motivo nos limitamos a decir que en el oscilador Colpitts la carga de colector del transistor consiste en un condensador C 2 que forma parte de un circuito resonante LC. Si se aumenta el coeficiente de sobretensión del circuito, el paso de corriente determina la oscilación del oscilador a su frecuencia de resonancia. Si la base se alimenta por una tensión desfasada en 180° (que compensa el desfase provo cado por el transistor montado en emisor común), se produce una realimentación y se mantie ne la oscilación. Esto se consigue aplicando a la base la tensión presente en el terminal opues to del circuito resonante LC (figura 20.25). o

20.25 Oscilador tipo Colpitts transistorizado.

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OSCILADOR HARTLEY El oscilador Hartley es el más utilizado en las etapas de barrido de línea de los televisores transistorizados. En la figura 20.26 se ha dibujado el esquema de un oscilador Hartley, con algunas modificaciones, y en la 20.27 los oscilogramas de tensión y corriente obtenidos en el colector así como el curso de la tensión de base. Las modificaciones introducidas en el circuito de la figura 20.26 son las siguientes: • La polarización de base es suministrada por la resistencia Rv recibiendo una tensión alterna del divisor de tensión formado por C, y C2. Deben elegirse cuidadosamente estos valores para no sobrepasar la tensión inversa de ruptura emisor-base admisible por el transistor. • Para que la señal de salida sea algo rectangular, el transistor debe trabajar en clase C, es decir, que sólo conduzca durante una parte ajustable del periodo y la corriente de base sea tal que el transistor pase a la saturación. Este funcionamiento tiene la ventaja de ser prácticamente independiente de las características del transistor, el cual trabaja como un simple interruptor. La resistencia R7 limita la intensidad de corriente de colector. Los oscilogramas de la figura 20.27 corresponden a la tensión y corriente de colector, y a la tensión de base, cuando el tiempo de conducción 7, es igual a la mitad del tiempo de bloqueo Tr El circuito resonante LC 3 debe elegirse teniendo en cuenta las siguientes observaciones: a) Las resistencias ft, y fí2, el circuito de reactancia conectado en paralelo y la carga de la etapa siguiente, producen un cierto amortiguamiento del circuito, lo cual puede represen tarse mediante una resistencia en paralelo f l L. Como consecuencia, para que el factor Q del circuito sea elevado (Q = RL/2nfL), el valor de la inductancia no debe ser demasiado elevado. b) El circuito de reactancia, en paralelo con el circuito resonante LC;í, debe ser capaz de con trolar la frecuencia del circuito en un margen de, aproximadamente, ± 10 %; por lo tanto, la variación posible de la capacidad pasa a ± 20 %, lo cual limita el valor del condensa dor C3.

20.26 Oscilador Hartley modificado para la generación de la frecuencia de barrido de líneas.

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20.27 Formas de onda de tensión y corriente de colector, y de la tensión en base, del circuito de la figura anterior.


c) La relación de transformación n debe calcularse de forma que la oscilación sea estable, variando con el amortiguamiento y con el modo de acoplamiento del circuito a la etapa siguiente. La estabilidad de frecuencia de este circuito es excelente; prácticamente los parámetros del transistor no influyen sobre la frecuencia generada, pero el condensador C 3 debe elegirse con un coeficiente de temperatura muy pequeño, pues de lo contrario se producen desviaciones de la frecuencia de resonancia del circuito LCy Dado que el valor de la inductancia puede ajustarse mediante desplazamiento de su núcleo, resulta un circuito de fácil ajuste a la frecuencia de resonancia. La sincronización del oscilador horizontal con los impulsos de sincronismo de línea proce dentes del comparador se realiza, en este caso, mediante un circuito de reactancia en paralelo con el circuito LCr La sensibilidad global depende de ambos circuitos. En la figura 20.28 se ha dibujado el esquema de otro oscilador Hartley modificado para tra bajar en la etapa horizontal de un televisor. El transistor trabaja, al igual que en el caso precedente, como interruptory produce una forma de onda de salida que se asemeja a una onda cuadrada. La polarización inicial para que el circuito empiece a oscilar se obtiene de la fuente de ali mentación +VCC, mediante el divisor de tensión formado por fl, y fí2. La tensión de control, procedente del comparador de fase y frecuencia, se aplica igualmen te a la base. Esta tensión se utiliza para estabilizar la frecuencia horizontal de acuerdo con los impulsos de sincronismo de línea. La frecuencia de oscilación viene dada por el circuito oscilante formado por L, C2 y RA y se ajusta por desplazamiento del núcleo de L. La forma de onda se produce por los rápidos cambios que hay de la saturación al bloqueo y del bloqueo a la saturación del transistor. La onda cuadrada obtenida en el emisor del transis tor se convierte en una onda trapezoidal en la siguiente etapa de excitación horizontal.

20.28 Otro circuito oscilador Hartley, modificado para trabajar en la etapa de desviación horizontal de un televisor.

ACOPLAMIENTO DEL OSCILADOR HARTLEY AL AMPLIFICADOR DE LÍNEA La señal obtenida en el colector del oscilador Hartley es, además de rectangular (y por lo tanto no utilizable para el barrido de línea), de pequeño nivel, por lo que debe modificarse en su forma y amplificarse antes de aplicarla a las bobinas de desviación horizontal. La forma de obtener la modificación de la señal rectangular en un diente de sierra, así como la amplificación de dicha señal, es estudiado más adelante. En este apartado nos limitamos a exponer cómo se efectúa el acoplamiento entre el oscilador y el amplificador de línea.

419

TELEVISIÓN

En primer lugar diremos que, por ser la forma de onda rectangular, se pueden diseñar cir cuitos en los que el ataque a las etapas amplificadoras se puede realizar por medio de una red RC o por unión directa (figura 20.29). Si se ataca directamente una etapa destinada a suministrar una potencia determinada, la impedancia de entrada de dicha etapa debe ser baja, ya que no es posible controlarla directa mente sin que se produzca una amortiguación del oscilador, lo cual provoca una cierta inesta bilidad de frecuencia y un mayor tiempo de subida de los impulsos. Por los motivos apuntados es preferible utilizar un transformador adaptador de impedancias (figura 20.30). Otra posibilidad consiste en tomar la señal de emisor del transistor oscilador para el control del circuito de base de la etapa siguiente (figura 20.31). En este caso debe disponerse en el emi sor una pequeña inductancia L. Para una ligera diferenciación de la señal, esta inductancia asegura tiempos de subida cortos.

1 T

A la etapa amplificadora

A la etapa amplificadora

c> 20.29 Acoplamiento por red RC de un oscilador al amplificador de línea.

o 20.30 Acoplamiento por transformador del oscilador al amplificador de línea.

AMPLIFICADOR DE LÍNEA Son muy pocas las veces que un oscilador de línea controla directamente a la etapa amplifica dora final de línea. Ello se debe a que el oscilador no suministra suficiente corriente para excitar la etapa de salida. Además, la disposición de una etapa excitadora entre amplificador y oscila dor es necesaria, porque si el oscilador se carga, hará que se desplace su frecuencia. En resu men, la buena estabilidad y alto nivel de salida son dos condiciones contradictorias para un osci lador, por lo que en casi todos los televisores, salvo algunos portátiles de tipo experimental, se dispone a continuación del oscilador una etapa excitadora del amplificador final de línea. El excitador consiste en una etapa amplificadora intermedia, que amplifica la señal propor cionada por el oscilador y, además, desempeña el papel de buffer (separadora). En la salida de la etapa excitadora se dispone el amplificador final de líneas, el cual es un amplificador de potencia en el que se ponen en juego elevadas intensidades de corriente para gobernar las bobinas de desviación horizontal dispuestas en el TRC. Para asegurar una eficaz separación entre el oscilador y el amplificador de salida de línea, en ocasiones se dispone más de una etapa amplificadora intermedia. El número y disposición de éstas depende de la potencia suministrada por el oscilador y de la potencia necesaria para el control de la etapa final.

420


€) A la etapa amplificadora

20.31 Acoplamiento por emisor del oscilador al amplificador de línea.

ETAPA DE CONTROL En la figura 20.32 se muestra el esquema de principio de una etapa de control acoplada a la etapa final mediante un transformador que adapta las ¡mpedancias de salida de la etapa de con trol con la de entrada al amplificador de salida de línea. Para comprender el funcionamiento de esta etapa se puede sustituir el transformador por su circuito equivalente (figura 20.33).

fí

T2

0

20.32 Acoplamiento por transformador entre etapa de control y etapa amplificadora de salida de línea.

En este esquema, el secundario se ha reducido al primario; las resistencias y reactancias del secundario se han multiplicado por n2 (n = relación de transformación del transformador). De esta forma las diferencias de potencial se multiplican por n y las corrientes se dividen por n. Las inductancias de fuga se agrupan en Lr A partir del esquema de la figura 20.33, son posibles dos formas de funcionamiento: a) Por conducción simultánea de la etapa de control y de la etapa final. b) Por conducción alternada de dichas etapas. El primer sistema se ha representado en la figura 20.34, y en la figura 20.35 se han dibuja do los oscilogramas de las corrientes presentes en el circuito. Así, denominando lc a la corriente de colector de la etapa de control, e \2 e lR a las corrien tes de la etapa final, reducidas al primario del transformador, se tiene que, durante la conduc ción simultánea de los dos transistores se cumple la igualdad (figura 20.35):

421

TELEVISIÓN

20.33 Circuito equivalente del esquema de la figura 20.32.

20.34 Conducción simultánea de las etapas de control y amplificadora de salida de línea.

20.35 Oscilogramas de corrientes en el circuito de la figura anterior.

Al producirse el bloqueo de los transistores la energía acumulada en la Inductancia por /1 (energía que tiende a no interrumpir la corriente /.) produce la corriente lfí. Cuando la capacidad de difusión está descargada, la corriente I. se interrumpe y aparece una sobretensión. Esta sobretensión debe amortiguarse disponiendo en paralelo con el prima rio del transformador un circuito diodo-resistencia. Veamos ahora el segundo método de funcionamiento, es decir, alternado. En la figura 20.36 se ha dibujado el esquema de un circuito de conducción alternada de las etapas de control y amplificadora de salida de línea, y en la figura 20.37 los oscilogramas de las corrientes que circulan por él. Cuando la etapa de control conduce, suministrando la corriente lc, se asegura el impulso /H y produce la corriente /, hasta que el transistor queda bloqueado. En ese Instante la energía acu mulada en el devanado durante la conducción se restituye y suministra la corriente /F para la etapa final. Mediante la conducción alternada se evitan sobretensiones y se mejora el rendimiento ener gético, por lo que es un sistema muy utilizado. Además de las ventajas expuestas, la conducción alternada permite una separación más efi caz entre las etapas. Volviendo al circuito de la figura 20.32, que es el utilizado en la práctica, la resistencia R conectada en serie con el transistor final tiene por finalidad limitar la corriente directa /F al valor deseado, mientras que el condensador C asegura la compensación de la capacidad de difusión a frecuencias elevadas y permite una corriente /R suficientemente elevada.

422


20.36 Conducción alternada dé las etapas de control y amplificadora de salida de linea.

i

20.37 Oscilogramas de corrientes en el circuito de la figura anterior.

El transformador puede realizarse con núcleo de ferroxcube o con circuitos ferromagnéticos formados por láminas con textura de grano orientado; en este último caso se aumenta el con sumo en la etapa final a causa de las corrientes debidas a las pérdidas. La inductancia de fuga debe reducirse al mínimo, para lo cual se devana el transformador, por ejemplo, con capas de espiras imbricadas.

ETAPA SEPARADORA Y A M P LIFIC A D O R A En receptores de televisión en los que se utilicen osciladores de bloqueo, la potencia de salida del oscilador es suficiente para atacar la etapa de control de la etapa final. Por el contrario, si se utiliza un oscilador senoidal tipo Hartley, la potencia entregada es menor, por lo que en ocasio nes puede ser necesario añadir una etapa amplificadora intermedia. En la figura 20.38 se puede ver el esquema de una etapa separadora entre el oscilador de línea y la etapa de control. Obsérvese que en la etapa separadora se ha utilizado un transistor NPN, mientras que el oscilador de línea y la etapa de control utilizan transistores PNP. Gracias a esta elección de los tipos de transistores se facilita el acoplamiento entre ellos.

423

TELEVISIÓN

¡— II u = r i-

O

T1

20.38 Etapa separadora entre el oscilador de línea y la etapa de control.

TZ

D el gen era dor de im pulsos

a

I I

TJLTL

) TI

20.39 Circuito excitador transistorizado.

EJEM PLO DE C IR C U ITO A M P LIFIC A D O R -E XC ITA D O R En la figura 20.39 tenemos el esquema de un circuito amplificador-excitador transistorizado. El funcionamiento de este circuito es como sigue: Los impulsos generados en el oscilador de línea se aplican a la base del transistor TI, con lo cual este transistor pasa alternativamente del esta do de bloqueo al de conducción. Dado que el transistor está montado en emisor común, en su colector se obtiene un desfase de señal de 180°. que se aplica al primario del transformador TR. La señal que se induce en el secundario de TR se aplica a la base del transistor de salida T2, por lo que cuando el transistor de control T 1 conduce, T2 permanece bloqueado y viceversa. Se trata, por tanto, de un funcionamiento alternado. La energía en el secundario del transformador TR es la que excita la etapa de salida, razón por la cual a este transformador se le denomina transformador de control o transformador excitador. La relación de espiras del transformador puede ser de 5 a 1 e incluso más. Asimismo, el transformador suministra aislamiento entre las etapas y permite una correcta adaptación de ¡mpedancias entre ellas. El manguito de ferrita que envuelve a los terminales de base y emisor del transistor T2 en el esquema de la figura 20.39 tiene por finalidad blindar inductivamente a dichos terminales y ayu dar así a estabilizar el funcionamiento de barrido al filtrar las altas frecuencias transitorias que puedan estar presentes en el circuito. Téngase presente que estos circuitos son de conmuta ción rápida entre los estados de bloqueo y conducción, por lo que es muy fácil que se generen impulsos transitorios de tensión, de corta duración (alta frecuencia), que desestabilizan el barri do. Dado que toda inductancia se opone a los cambios bruscos de corriente, el manguito de ferrita suaviza dichos cambios y evita así que se dañen los transistores.

424


ETAPA DE SALIDA HO RIZO NTAL El circuito de salida horizontal consta del amplificador de salida horizontal, el transformador de salida de línea, un circuito de corrección de la no linealidad de la desviación y las bobinas de desviación horizontal. El amplificador de salida horizontal tiene por finalidad suministrar la corriente de deflexión que hace desviar el haz electrónico por la pantalla del TRC en sentido horizontal. Para conseguir esto, el amplificador de salida excita normalmente a un transformador de salida de línea, el cual adapta la alta impedancia de salida del amplificador, a la baja impedancia de las bobinas de des viación horizontal. El circuito de corrección de la no linealidad juega un importante papel en el barrido del haz por la pantalla, pues hace que quede correctamente situado en ella.

P R IN C IP IO DE F U N C IO N A M IE N TO DE LA ETAPA DE SALIDA H O R IZO NTAL El principio del generador en diente de sierra se basa en la obtención de un aumento lineal de corriente en una inductancia L, cuando se le aplica una fuerza electromotriz constante Vcc al cerrar y abrir un interruptor S. El circuito comprende, además, un condensador C en paralelo con la inductancia (figura 20.40). Efectivamente, supóngase, en un principio, que el circuito de la figura 20.40 no tiene pérdi das. En esta circunstancia, al cerrar el interruptor, por la bobina circula una corriente cuyo valor aumenta linealmente según la expresión: VCG ,

di dt

L

VL

20.40 Esquema de principio de una etapa final de línea. La capacidad C se carga al mismo tiempo bajo la diferencia de potencial \/cc La energía almacenada en la bobina, cuando la intensidad de corriente que por ella circula alcanza un valor es igual a: LP

En el instante í, (figura 20.41), se abre el interruptor y la corriente alcanza su valor máximo / , de forma que en ese instante la energía almacenada en la bobina es:

y la carga en el condensador será Q = CV. El circuito resonante puede oscilar libremente, ya que el condensador se descarga sobre L, lo cual hace que aumente ligeramente la corriente. Efectivamente, en la figura 20.41 se aprecia que aunque en el Instante f, se abre el interrup-

425

TELEVISIÓN

20.41 Curso de la tensión y comente en la inductancia L de la figura 20.40.

tor, sigue existiendo una tensión en la bobina debida a la tensión presente en el condensador en paralelo con ella. Como el condensador se descarga sobre la bobina entre los instantes f, y t2, la corriente en la bobina sigue aumentando ligeramente. Al llegar el Instante t2, en el que el con densador se ha descargado totalmente, se produce la inversión del sentido de la corriente para cargar al condensador en sentido opuesto, y en la bobina se genera una tensión de polaridad opuesta. En el instante t2 la corriente disminuye por la bobina según la ley:

/L = /mcos

/ V LC

■

por lo tanto, la energía acumulada en la bobina disminuye, mientras que la carga del condensa dor aumenta, debido a la aparición de la tensión:

En el instante f 3 la Intensidad de corriente por la bobina es nula y la tensión V{ alcanza el valor máximo ^ M. En dicho instante, toda la energía presente en el circuito cuando se abrió el interruptor, se ha acumulado en el condensador.

cy 2

+

_ cty

2

2

De esta última igualdad se deduce el valor l/M, el cual viene dado por la expresión: Ll

‘- 'm

2

+ V ^ ''c c 2 El circuito sigue oscilando, por lo que en el instante f, la corriente en la bobina alcanza de nuevo su valor máximo, aunque ahora de sentido opuesto, mientras que el condensador se habrá descargado completamente. En el instante f 5 el circuito, si no tiene pérdidas, se encuentra en estado bastante parecido al existente cuando se abrió el interruptor, con la única diferencia de que la corriente es de signo negativo. La corriente continua disminuyendo a través de la fuente de alimentación, y entre los instan tes tr¡ y f6 restituirá a la fuente la energía:

426


‘-Ll' m 2

2 presente en el circuito en el instante t4. En el instante t6, cuando la corriente /, es nula, nos encontramos en la misma situación que en el instante t0 y se habrá completado un ciclo entero de funcionamiento. En la práctica, lógicamente, se sustituye el interruptor por un transistor que funcione de manera análoga, es decir, como conmutador de todo o nada. Para ello se utiliza un transistor gobernado por los impulsos rectangulares procedentes del oscilador de línea. Efectivamente, el transistor es un elemento que puede ser simétrico y, por lo tanto, deja pasar indistintamente las corrientes de carga y descarga del circuito. Sin embargo, durante el tiempo de bloqueo del transistor se presenta un problema: Si en el instante fc se influye sólo cuantitati vamente sobre el valor máximo de la corriente por la bobina, obligatoriamente debe cumplirse la igualdad: f5 - í, = 7t J LC salvo funcionamiento incorrecto del circuito. Para evitarlo se debe añadir un diodo al circuito (figura 20.42). El funcionamiento del circuito de la figura 20.42 es como sigue: En el instante f, el transistor pasa al estado de bloqueo. En el ts la tensión VL en la bobina se hace mayor que la tensión de la fuente de alimentación, por lo que el diodo queda polarizado en sentido directo y deja pasar la corriente entre los instantes f5 y t6.

20.42 Circuito final de línea con diodo de recuperación en derivación.

Para que el ciclo se inicie de nuevo es preciso que el transistor pase a conducir, y ello debe producirse antes del instante f6, es decir, durante el intervalo de tiem po existente entre t5 y f6, para lo cual a su base se aplica el impulso rectangular procedente de la etapa prece dente. En el circuito de la figura 20.42 la energía se restituye a la fuente de alimentación a través del diodo, quedando el transistor libre de este cometido. En la figura 20.43 se han dibujado las formas de onda de corriente en diversos puntos del circuito, siguiendo el curso impuesto por los impulsos de tensión rectangulares aplicados a la base del transistor. En estos oscilogramas se considera la corriente del colector negativa, ya que se trata de un transistor PNP. La corriente en el diodo se ha representado, sin embargo, con la polaridad posi tiva usual. Un problema que se presenta en el circuito de la figura 20.42 son las lógicas caídas de ten sión que, durante la conducción, se tienen en el diodo (en particular si éste es de silicio) y entre colector y emisor del transistor. Esto provoca que la pendiente de la corriente no sea constan te, pues las caídas de tensión citadas son diferentes. Para solucionar este problema basta añadir una segunda fuente de alimentación que iguale las dos caídas de tensión citadas (figura 20.44), en cuyo esquema se considera V. = V2. El mismo resultado se consigue con un autotransformador que compense las caídas de ten sión mediante un devanado elevador (figura 20.45), lo cual tiene la ventaja de facilitar la adapta ción del circuito a la impedancia de las bobinas de desviación de línea.

427

TELEVISIÓN

h 20.43 Formas de onda de corrientes en los elementos del esquema de la figura 20.42.

20.44 Forma de igualar las caídas de tensión en el transistor y el diodo mediante una segunda fuente de alimentación.

20.45 Igualación de las caídas de tensión en el diodo y transistor mediante un autotransformador. Otra forma de disponer el diodo, con los mismos fines de recuperación de energía, es en serie (figura 20.46). En este caso, la energía recuperada por el diodo no se lleva a la fuente de alimentación, ya que el diodo está conectado al polo negativo de ésta y, por lo tanto, en serie con el transistor, sino a un circuito adicional que en el caso de la figura 20.46 está constituido simplemente por un condensador electrolítico C y una resistencia R. El condensador C recibe la denominación de condensador de recuperación.

428


o

O

í.

20.46 Circuito final de línea con diodo de recuperación en serie.

Obsérvese que el diodo se conecta a una derivación del autotransformador, por lo que el condensador se carga a una tensión que depende de la tensión existente en dicha deriva ción. La energía recuperada por el diodo, y almacenada en el condensador C, es consumida por la resistencia R en cada ciclo. Efectivamente, la resistencia ñ, en derivación con el condensador, descarga a éste cuando el diodo D no conduce, haciendo que descienda la tensión en el condensador. Si no se dispu siera de dicha resistencia, ei condensador no se descargaría, por lo que quedaría aplicada ai diodo una tensión de igual valor y signo opuesto a la que lo obliga a conducir, con lo que éste no conduciría y no se recuperaría energía. Dado que en el condensador se obtiene una tensión continua, puede utilizarse para la ali mentación de otras etapas del televisor, con lo cual no se desperdicia la energía consumida en R. En este caso el circuito de desviación de línea funciona, además, como transformador de corriente continua. También puede utilizarse la tensión recuperada Vfí para aumentar la tensión de alimentación Vrc , con relación al funcionamiento del propio circuito de desviación de línea. Para ello se dis pone en serie con la fuente de alimentación \/cc un condensador electrolítico C (figura 20.47), el cual, al cargarse con la energía de recuperación suministrada por el diodo, alcanza entre sus placas una tensión VR, que al estar en serie con Vcc, se suma a ésta.

20.47 El diodo D carga el condensador C a un potenciaNR que se suma al de la fuente de alimentación V,r y que se utiliza para la alimentación del circuito.

En algunos televisores se utilizan dos diodos de recuperación. Ello se debe a que, con cier ta frecuencia, es necesaria la recuperación en serie para obtener una tensión de alimentación total que convenga a la impedancia de la bobina de desviación. Sin embargo, el paso de corriente por este diodo no puede ser instantánea, debido a la Inductancia de fuga del transformador (conectado en serie), lo cual puede ser causa de gene ración de oscilaciones parásitas. Además, la resistencia óhmica, propia de los devanados del autotransformador, puede afectar a la linealidad del barrido de líneas. Por estas causas se dispone de un segundo diodo en paralelo con la bobina de desviación de línea (figura 20.48) cuya acción no está limitada por los citados factores.

20.48 Etapa final de desviación de línea con dos diodos.

429

TELEVISIÓN

CORRECCIÓN DE LA NO LINEALIDAD En las etapas final de línea pueden darse dos clases de no linealidad que afectan a la correcta desviación del haz por la pantalla: a) No linealidad asimétrica. b) No linealidad simétrica. La no linealidad asimétrica se debe a la existencia de pérdidas en el circuito de barrido, a causa de la componente resistiva de la bobina. Efectivamente, la bobina de desviación de línea puede considerarse como una inductancia pura L en serie con una resistencia r (figura 20.49). A partir de una tensión de alimentación Vcc, en el instante t2, mientras circula lacorriente de la fuente de alimentación por la bobina, la tensión en ella vale: K = Vc c - r l = Vc c - V i Sin embargo, en el instante f, la bobina se comporta como un generador, por lo que la ten sión en ella es igual a:

20.49 La bobina de desviación de linea puede compararse con una inductancia pura L en serie con una resistencia óhmica r debida a la resistencia propia de su devanado. Se demuestra, por tanto, que la tensión V{ no es igual en el instante t2 que en el tv es decir, no existe linealidad, tal como se desprende de la gráfica de tensión en la inductancia que se ha dibujado en la figura 20.50.

20.50 Curso de la tensión en la inductancia durante el tiempo de barrido de línea T6J. Para compensar la no linealidad asimétrica, se incluye en el circuito, conectado en serie con la bobina de desviación, un elemento que presente una diferencia de potencial vlin (figura 20.51). Al añadir este elemento, la diferencia de potencial total pasa a ser 1/j + vlin. Y como vUn es varia ble, 1/ permanece constante (figura 20.52).

430


20.51 Conexión de la bobina de linealidad en serie con la de desviación de línea.

20.52 Curso de la tensión\ILen la bobina de desviación durante el tiempo de barrido de línea Jw, al añadir la bobina de linealidad.

La bobina de linealidad consta de un devanado sobre varilla de ferroxcube premagnetlzado por dos imanes de ferroxcube. En la figura 20.53 se ha dibujado una de estas unidades de control de linealidad, para recep tor de televisión transistorizado. Uno de los imanes tiene la forma de medio anillo y está montado alrededor de la varilla de ferroxcube, debajo de la bobina. El otro es cilindrico y se halla fijado paralelo a la varilla de ferrox cube y con un sentido de imantación opuesto al del otro imán (figura 20.53). El Imán cilindrico lleva un taladro cuadrado para girarlo con facilidad, ajustando así el campo magnético de polarización y con ello la linealidad de la desviación. Veamos ahora, con algo más de detalle, el funcionamiento de estas unidades de control de la linealidad: Al Inicio del barrido de línea, el sentido de la corriente se elige de forma que el campo magnético generado por esta corriente sea opuesto al sentido del campo magnético ini cial. El campo magnético resultante H ] (figura 20.54), es débil y, por lo tanto, la permeabilidad es elevada; la inductancia y la caída de tensión en ella ( v j alcanzan entonces un valor máximo. Durante la segunda mitad del barrido de linea, la corriente cambia de signo por la bobina de desviación y por la de linealidad. En esta circunstancia el ferroxcube se encuentra muy cerca de la saturación, la permeabilidad y la caída de tensión v¡in son entonces mínimas. Así pues, la tensión vlin, depende del coeficiente de permeabilidad, el cual varía según la mag nitud y el sentido de la corriente por la bobina. La bobina de linealidad debe ajustarse para que proporcione la tensión v8n correcta median te desplazamiento longitudinal del núcleo entre los dos imanes de premagnetización, de forma que se ajuste con exactitud el punto de reposo H0de la figura 20.54. Veamos ahora cómo se corrige la no linealidad simétrica, debida a que el radio de curvatura de la pantalla es mayor que la distancia que existe entre ésta y la unidad de desviación de línea.

431

TELEVISIÓN

20.53 Dimensiones de una bobina de linealidad. Para corregir esta falta de linealidad debe introducirse en el diente de sierra, al Igual que en el caso de la desviación de cuadro, una corrección en S. Esto significa que la pendiente de la corriente de desviación de línea al principio y al final del barrido debe ser menor que la del centro, tal como se aprecia en la curva real de corriente que ha de obtenerse para el barrido horizontal de la pantalla (figura 20.55). Para obtener esta forma de onda, se conecta, en serie con las bobinas de desviación de línea y de corrección de linealidad asimétrica, un condensador C (figura 20.56).

20.54 Variación de la inductancia y de la permeabilidad en función del campo magnético.

432


20.55 Forma real de la corriente que debe obtenerse para el barrido de línea.

20.56 Forma de conectar el condensador de corrección en S de la tensión en diente de sierra para el barrido de línea. Por el condensador C circula la corriente de exploración horizontal en diente de sierra. El cálculo y la experiencia demuestran que la tensión t/cs en el condensador tiene forma parabó lica (figura 20.57). Como consecuencia, debe modificarse la tensión en las bobinas, ya que a la tensión continua de la fuente de alimentación Vcc se suma algebraicamente, en cada ins tante, la tensión \/cs del condensador. La amplitud de la tensión variable es función del valor del condensador, por lo que basta con elegir un condensador de forma que se establezca la siguiente igualdad: V,Lmáx

tg p tg a

para obtener la corrección en S deseada y, como consecuencia, una exploración lineal de la pantalla en sentido horizontal.

20.57 La tensión \los que aparece en el condensador C de la anterior tiene forma parabólica.

433

TELEVISIÓN

SISTEMA DE SALIDA DE BARRIDO HORIZONTAL CON TIRISTOR Algunos receptores de televisión utilizan en la etapa final de línea un tiristor, o diodo rectificador controlado de silicio, para el control de la corriente a través del transformador de salida horizontal (figura 20.58). El funcionamiento de este circuito es como sigue: Cuando a la puerta del tiristor DCS llega un impulso procedente del secundario del transformador excitador, el tiristor pasa al estado de conducción y el flanco anterior de la tensión de onda cuadrada se aplica al transformador de salida de línea, a la bobina de desviación L 1 y al circuito recuperador formado por D3 y com po nentes asociados. La impedancia del circuito hace que la corriente a través de la bobina de desviación sea en diente de sierra lineal, corregida en forma de S gracias a la bobina de control de linealidad L, y del condensador C3. Al final de la primera mitad de la exploración de la línea, la tensión en el ánodo del tiristor se vuelve negativa con respecto al cátodo y el tiristor se bloquea, permaneciendo bloqueado hasta que a su puerta llega un nuevo impulso de excitación. Tan pronto como el campo magnético disminuye en el transformador de línea, la energía retorna al circuito, y como el diodo recuperador D3 está polarizado en sentido de paso para esta tensión, ésta se rectifica y filtra por D3, CA, R.¿y C 5 y se aprovecha para la alimentación de otras etapas del receptor. La capacidad del circuito y la inductancia de la bobina de desviación de línea desarrollan un semiciclo de oscilación. El diodo D2 amortigua el otro semiciclo de oscilación de polaridad opuesta. Efectivamente, durante la segunda mitad de la exploración directa, la corriente aumenta li nealmente a través de la bobina de desviación de línea; a medida que el diodo amortiguador D2 conduce, la energía almacenada en la bobina de desviación produce la exploración restante. El efecto de volante es el que mantiene el flujo de corriente en la misma dirección, mientras que el campo magnético desciende a cero.

Del colector del transistor excitador

20.58 Etapa de salida de línea con tiristor.

434


Normalmente el tiristor pasa al estado de conducción antes que la energía almacenada en el transformador de línea y las bobinas de desviación desciendan a cero. De esta forma se asegura que la corriente en diente de sierra a través de la bobina de desviación sea bastante lineal.

CIRCUITO INTEGRADO DE SINCRONIZACIÓN HORIZONTAL/VERTICAL Como ejemplo de circuito integrado para las etapas de sincronismo horizontal de un televisor citamos el TDA2579B, de P h il ip s , el cual incorpora no sólo el oscilador horizontal y las etapas de salida horizontal, sino también el separador de los impulsos de sincronismo vertical y hori zontal y las etapas de desviación vertical. Este integrado se presenta en cápsula tipo SOT 102 y puede trabajar con señales de vídeo tanto en norma CCIR como FCC (50 o 60 Hz de fre cuencia vertical). En la figura 20.59 se ha dibujado el diagrama de bloques del integrado, con todos los cir cuitos que incorpora. La tensión de alimentación de este integrado es de 12 V, aplicados al terminal 10 con res pecto a masa (terminal 9). En los párrafos que siguen limitaremos nuestra exposición a la parte de este integrado

DEFLEXIÓN VERTICAL

VERTICALES

20.59 Diagrama de bloques del circuito integrado TDA2579B, de Philips.

435

TELEVISIÓN

TDA3654

9

7

8

6

,oo,,

5

4

2

3

.L

- 10BAXt2

- '"

4k7 1

'

+2 V

470p

IJOUINA

1~m

/JE Df:.1-Ll:XIÓN

4 kJ

4 kJ

---1 ll

' ' 1000µ

I k5

1143k

k6 i-------i

- --

4 11

+---- ---o~---+

Enlradade

10Q11 I

I

L:- =·ljl

I l50n

6µ8 [

1k

15011

0,5

6 .--~~•.•~~--.-'~~-~-~ T-D_A2_,:__79-B ~--.--~~-.-~~-.,~~--;J 12

13

14

15

16

/7

18

SBl,da

- - + - - - ---+----+-~6k8_'----l- - - - + -- ---+-- - ~

'------+--

- ,mpulsos llllr11Cdlos

- - - - + - - ---+-- - -+-----1c-- - - + -- -- - - - t - - · •

ll

0.2

J,OmA

lr[

------~'oo"I

100

i=-1¡ ~ 2n7 1 k -

'°"Il lI22" I'oo"

lh. ~ A¡uste

Despl.uomlé
, l? V

Re/01110 horizontal

20.60 Esquema Oº. Esquema de de aplicación del TDA25798, TDA2579B, para un circuito de de deflexión deflexión de de 11 110°.

436

ni11

•6.2mA

llde

arranque

ldenllfi

Oólt

5<#'6 0Hz


correspondiente al sistema de desviación horizontal, puesto que las partes correspondientes a la separación de los impulsos de sincronismo y de desviación horizontal, pertenecen a capítu los precedentes de esta obra y creemos que el lector puede deducir sin problemas su funcio namiento. En lo que respecta a los circuitos de desviación horizontal, el integrado incorpora un circuito oscilador, cuya frecuencia de oscilación se ajusta mediante grupo RC conectado entre el termi nal 15 y masa, y que está formado por un potenciómetro de 4,7 k£2 conectado en serie con una resistencia de 33 kL2 y un condensador de 2,7 nF en derivación con los elementos resistivos cita dos, es decir, entre el terminal 15 y masa (figuras 20.59 y 20.60). El amplificador de salida vertical dispone de un transistor con colector abierto. Para ello, el colector del transistor final de salida horizontal está conectado al terminal 1 1 . Esta etapa de salida dispone también de un diodo Zener integrado, el cual limita la tensión de salida en el terminal 11 a unos 14,5 V, Desde el terminal 11 se efectúa una derivación hacia el terminal 16 del integrado, a través de una resistencia de 6,8 k£2 (figura 20.60). Esto provoca una circulación de corriente desde el ter minal 11 al 16, el cual es la entrada de un circuito estabilizador y de arranque que gobierna el amplificador de salida y el detector de fase. Si la corriente de salida por el terminal 11 hacia el 16 es de, aproximadamente 5 mA, el tran sistor de salida pasa al estado de bloqueo, no apareciendo la tensión en excitación horizontal en el terminal 11. Para activar el transistor de salida es preciso que la corriente proporcionada por el terminal 11 hacia el 16 iguale o supere los 6,2 mA. El condensador de 100 nF conectado al terminal 14 establece la tensión de referencia del detector de fase, al cual se le aplican los Impulsos de retorno de línea del terminal 12. Según sea el desfase de dichos impulsos, en comparación con la tensión de referencia procedente del oscilador local, así será el valor de tensión que se obtiene en el terminal 14 (condensador de 100 nF), con lo cual se efectúa la modulación del ancho de los impulsos que se obtengan en la etapa de salida.

437

Tubos de rayos catódicos tricromáticos

Capítulo 21

INTRODUCCIÓN El tubo de rayos catódicos, TRC, tubo de imagen o pantalla, ha sido mencionado en muy repe tidas ocasiones a lo largo de esta obra; no sin motivo, ya que es el elemento final de todas las etapas relacionadas con la señal de vídeo, y en el cual se reúnen toda una serie de señales que hacen posible la reproducción de las imágenes. Todas las etapas relacionadas con imagen tienen como meta el TRC. Así, las señales de vídeo R, V y A se aplican a los cátodos del tubo de rayos catódicos y las señales en diente de sierra a las bobinas de deflexión horizontal y vertical que, aunque no formen parte del tubo de imagen, sí que están íntimamente ligadas a él por estar dispuestas alrededor de su cuello, influyendo sobre la desviación del haz en sentido horizontal y vertical. Al mismo tiempo, de la etapa de salida de línea se obtiene la MAT para la aceleración del haz.

CONSTITUCIÓN DE UN TUBO DE RAYOS CATÓDICOS El tubo de rayos catódicos (figura 21.1) consta de una ampolla de vidrio, parecida a un embu do de cuello alargado, en cuyo interior se encuentran alojados diversos electrodos que propor cionan, enfocan, aceleran y controlan los haces de electrones procedentes de tres cañones electrónicos. Al igual que una válvula electrónica, el TRC está herméticamente cerrado y en su interior se ha hecho el vacío. En el cuello del tubo se hallan alojados tres cañones electrónicos, (uno, si es un TRC para receptores en blanco y negro). Cada uno de estos cañones está formado por unos electrodos de diseños variados y misio nes muy concretas. La parte posterior de los cañones acaba en unos terminales, en forma de YUGO DE DEFLEXIÓN

21.1 Aspecto de un tubo de rayos catódicos para receptor de televisión, con el yugo de deflexión dispuesto sobre él.

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TELEVISIÓN

hembrillas, que sobresalen por la parte posterior del tubo y que sirven para conectarlos a un zóca lo de conexión a las señales y tensiones necesarias para el correcto funcionamiento del tubo. En la parte frontal, opuesta al cañón electrónico, se encuentra la pantalla, la cual está for mada por unas bandas verticales de material fluorescente, sobre las cuales inciden los electro nes procedentes de cada uno de los cañones R, V y A. Para la desviación del haz se disponen, sobre el cuello, entre el cañón y la pantalla, las bobi nas de desviación de cuadro y de línea.

LA EMISION TERMOIONICA Los tubos de rayos catódicos basan su funcionamiento en los fenómenos que tienen lugar cuan do un electrón, o un haz de electrones (corriente electrónica), penetran en un campo eléctrico (figura 2 1 .2 ).

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H 21.2 Si un electrón penetra en un campo eléctrico, es repelido por la placa negativa y atraído por la positiva.

21.3 Al calentarla placa negativa (cátodo) se desprenden de ésta electrones que son atraídos por la placa positiva (ánodo).

Si un electrón penetra en un campo eléctrico, es repelido por la placa con potencial negati vo (cátodo) y atraído por la placa con potencial positivo (ánodo). Este fenómeno está basado en el fenómeno de que cargas del mismo signo se repelen y de signo opuesto se atraen. La atracción y repulsión de cargas es tanto más violenta cuanto más elevada sea la diferen cia de potencial que exista entre las placas creadoras del campo eléctrico. Supóngase ahora que se colocan dos placas metálicas a algunos milímetros de distancia una de otra, y se conectan a una fuente de tensión continua de varios centenares de voltios. Calentando suficientemente el cátodo se comprueba que el amperímetro (A) acusa el paso de una pequeña corriente eléctrica (figura 21.3). Por el contrario, si la placa calentada es el ánodo, el amperímetro no acusa paso de corrien te (figura 21.4).

21.4 Si la placa calentada es el ánodo, no se desprenden electrones de él, puesto que no los tiene.

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TUBOS DE RAYOS CATÓDICOS TRICROMÁTICOS

De ios experimentos expuestos se extraen estas dos importantes conclusiones: 1,a Todo electrón sometido a un campo eléctrico es atraído por un potencial positivo y repe lido por uno negativo. 2.a El electrodo negativo (cátodo) es el único capaz de desprender electrones cuando se somete a una temperatura elevada. Para que un material pueda desprender electrones, es decir, hacer las funciones de cáto do, debe hallarse bajo determinadas condiciones que son las que limitan el número de mate riales utilizables com o cátodos, ya que algunas de estas condiciones son difícilmente alcan zabas.

CANON ELECTRÓNICO Un TRC tricrom ático posee tres cañones electrónicos, uno para cada color. En la figura 21.5 se ha dibujado el símbolo con el que se representa en los esquemas un TRC tricromático, indicando cada uno de sus electrodos. Aunque para facilitar la lectura de los esquemas muchos de esos electrodos se representan en el símbolo con salida lateral, en la práctica todos ellos se conectan a los circuitos del receptor mediante un zócalo dispuesto en la parte posterior del tubo. Sólo la conexión de MAT es lateral, com o más adelante tendremos oca sión de ver. Cada uno de los cañones de un TRC tricromático está formado por los siguientes electro dos: • • • • •

Filamento calefactor. Cátodo (K). Reja de gobierno o cilindro de Wehnet (g,). Ánodo de enfoque (g2). Ánodo acelerador (g3).

Además se tiene un ánodo final (a), que no forma parte del cañón por estar dispuesto en la parte posterior de la pantalla, y que es el que atrae a los electrones hacia ella.

21.5 Constitución de un TRC para televisión en color.

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Filamento calefactor El calor necesario para el calentamiento del cátodo es producido por un filamento a través del cual circula una corriente eléctrica, continua o alterna, la cual provoca su calentamiento; recibe por ello el nombre de filamento calefactor. Consiste en un hilo trenzado, de resistencia adecuada para que no se funda, alojado en el Interior del cátodo. Los extremos del filamento están soldados a dos patitas que salen al exterior por la parte posterior o culote del tubo. Al aplicar ai filamento, a través de las citadas patitas, una tensión adecuada (normalmente 6,15 V alterna), éste se pone incandescente por efecto Joule, calen tando de esta forma al cátodo que lo rodea. Entre filamento y cátodo se dispone una capa de material aislante refractario, cuya finalidad es aislar eléctricamente entre sí ambos electrodos y proporcionar la máxima cantidad de calor al cátodo procedente del filamento.

Cátodo El cátodo es el electrodo emisor de electrones (unos seis billones por segundo). En la emisión termoiónica, es decir, en la emisión de electrones mediante el calentamiento de un cátodo, un material es tanto mejor cuanto más electrones libere con un mínimo de calor. Los materiales utilizados en la fabricación de cátodos son: el tungsteno toriado, el óxido de bario y el óxido de estroncio. Consiste en un cilindro metálico recubierto de óxidos especiales, que emite electrones al ser calentado por el filamento. La tensión entre cátodo y filamento debe tener un valor lo más bajo posible y, en ningún caso, debe exceder del valor límite recomendado para cada tipo de tubo. Al cátodo se suele aplicar la señal de vídeo procedente del amplificador de vídeo.

Reja de gobierno La reja de control, reja de gobierno o cilindro de Wehnelt (como también se la conoce), consis te en un pequeño cilindro metálico con un orificio circular en el fondo, el cual rodea al cátodo y cuya misión es la de controlar la cantidad de electrones que, procedentes del cátodo, se dirigen hacia la pantalla. El potencial aplicado al cilindro de Wehnelt debe ser negativo con respecto al cátodo, con el fin de que pueda regular el paso de electrones procedentes del cátodo en dirección al ánodo. Al aplicar al cátodo la señal de vídeo, se varía el potencial negativo entre reja y cátodo, con lo cual se controla el paso de electrones según el valor que la tensión de vídeo posea en cada instante. Además, haciendo variar la polarización continua entre reja de gobierno y cátodo, es posible controlar la intensidad de brillo de la Imagen, puesto que cuando menor sea la polarización, más cantidad de electrones incidirán sobre la pantalla.

Ánodos de enfoque y aceleración A continuación de la reja de gobierno se hallan los ánodos de enfoque (g2) y de aceleración (g^ (figura 21.5). Estos electrodos tienen forma cilindrica, con unas pequeñas aberturas para el paso del haz de electrones hacia la pantalla. A estos ánodos también se les denomina rejillas, porque realmente no captan electrones sino que modelan o conforman el haz de electrones. Los ánodos de enfoque y aceleración han de poseer un elevado potencial positivo con res pecto al cátodo, con el fin de atraer fuertemente a los electrones procedentes de éste. Entre el ánodo de enfoque y el de aceleración se forma un campo electrostático en la direc ción mostrada en la figura 2 1 .6, es decir, en la dirección resultante de su movimiento de avan ce con las fuerzas electrostáticas ejercidas sobre el haz; con ello se consigue que en la panta lla incida un finísimo haz de electrones.

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Campo eléctrico

+5 kV T 'T - - r

+300 V

-3 0 y

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/

/

1

/

Punto de enfoque

/ s» —

+25 kV

+5 kV

21.6 Principio de funcionamiento del enfoque electrostático. El alto potencial positivo del ánodo de aceleración hace que el haz de electrones se despla ce a una gran velocidad, siendo la tendencia a desplazarse en forma de haz, mayor que la ten dencia a divergir, siguiendo las líneas electrostáticas de fuerza. El campo electrostático entre los dos ánodos actúa de forma análoga a como lo hace una lente convexa doble sobre un rayo de luz, de ahí que el conjunto reciba el nombre de lente elec trónica. Una ventaja de la lente electrónica es que puede variarse su distancia focal modificando la diferencia de potencial entre el ánodo de enfoque y el ánodo de aceleración.

ÁNODO FINAL El ánodo final no forma parte del cañón electrónico. Está compuesto por una capa conductora de grafito, depositada sobre la superficie interna de la parte cónica del TRC (figura 21.5), la cual recibe el nombre de revestimiento conductor interno. El potencial positivo que debe aplicarse a este ánodo es muy elevado (en tubos monocro máticos del orden del 14 a 18 kV y en los de color puede superar 25 kV). La altísima tensión necesaria para la polarización de este ánodo recibe por ello el nombre de MAT (Muy Alta Tensión) y se obtiene del transformador de líneas. La alimentación del ánodo final se realiza por medio de un terminal que atraviesa la ampolla de vidrio del tubo, en un punto lateral posterior del mismo (figura 21.7) y una pipa de conexión (figura 21. 8). Se hace de esta forma ya que, a causa de la MAT que se le aplica, si se conecta se a través de las patitas del zócalo se provocarían descargas eléctricas debidas a la excesiva proximidad de las patitas entre sí. La MAT se aplica con el positivo conectado al ánodo final y el negativo a la capa conducto ra externa (en realidad a masa, puesto que esta capa se conecta a masa). Como es lógico, se

MAT

21.7 Disposición del contacto de MATen TRCpara receptor de televisión.

21.8 Pipa de conexión de MAT.

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dispone una zona alrededor del contacto de MAT en la que no existe recubrimiento externo, para evitar que se produzcan cortocircuitos o descargas eléctricas indeseables, muy fáciles de pro ducir dada la muy alta tensión con la que se trabaja. En la figura 21.9 puede verse la forma de conectar la capa conductora externa al potencial de masa del televisor. Como resulta fácil deducir, los revestimientos interno y externo del tubo forman un conden sador cuyo dieléctrico es el vidrio del tubo. Este condensador filtra la alta tensión rectificada, puesto que dicha tensión es continua pulsatoria a la salida del rectificador de MAT. La capacidad entre estas dos capas oscila entre 500 pF y 2 nF, según la superficie de las capas y el grueso del vidrio, lo cual depende, entre otros factores, del tamaño del tubo. Este valor de capacidad es suficiente para garantizar el filtrado de la tensión de MAT, dada la peque ñísima intensidad de corriente de la misma y la elevada frecuencia de las pulsaciones.

21.9 Conexión a masa de la capa conductora externa de un TRC.

DISPOSICIÓN DE LOS CAÑONES EN EL CUELLO DEL TRC Hace ya bastantes años, los cañones de los TRC tricromáticos se disponían en delta, forman do sus ejes un triángulo equilátero. En la actualidad los tres cañones electrónicos se disponen en línea. El tubo de rayos catódicos con cañones en línea es el fruto de una idea de J. Haantjes y G. Lubben, de los laboratorios de investigación de P h ilip s , los cuales en 1 9 5 4 establecieron las bases para una solución muy interesante de uno de los problemas del tubo de cañones en delta: Proponían utilizar el astigmatismo de los campos magnéticos de desviación para obtener la con vergencia automática de los tres haces de electrones producidos por medio de cañones elec trónicos dispuestos en línea. Se trata pues de los tubos de imagen en color denominados autoconvergentes. La realización de una desviación autoconvergente a lo largo de los ejes horizontal y verti cal de la pantalla no presenta grandes dificultades, pero sí en sus esquinas. En un principio, la configuración requerida para el campo podría obtenerse con bobinas toroidales o en forma de silla de montar. Sin embargo, una evaluación comparativa de las dos tecnologías ha mos trado claramente que una bobina en forma de silla de montar no sólo impone menos limita ciones en el diseño, sino que conduce más fácilmente a una fabricación exacta y reproducible. Otra ventaja consiste en que una unidad de desviación en silla de montar produce el míni mo de perturbaciones en los componentes de los circuitos situados en sus inmediaciones. Dado que está efectivamente blindada por su propio núcleo de ferrita, su campo de fugas es mucho más débil que una unidad de desviación toroidal; además, la separación física de las bobinas de desviación de cuadro y de línea en una unidad de desviación en silla de montar, hace innecesario todo compromiso por causa de interferencias mecánicas o eléctricas entre los devanados.


Sin embargo, y a pesar de su superioridad, hasta 1971 no se pudieron fabricar unidades de desviación en forma de silla de montar para tubos de 110o con cañones en delta, debido a difi cultades tecnológicas. Paralelamente, durante dicho período de tiempo se perfeccionó la tecnología de fabricación de tubos de rayos catódicos tricromáticos. Se obtuvieron asi los principales elementos de un sistema autoconvergente: • Un tubo de imagen más corto, con los cañones electrónicos dispuestos en linea, es decir, uno al lado del otro en un solo plano horizontal. • Una máscara perforada con ranuras y fósforos en banda en lugar de orificios y luminóforos circulares, como era usual antiguamente. • Una unidad de desviación en forma de silla de montar, autoconvergente, con secciones múltiples. Con estos elementos P h iu p s consiguió realizar el sistema de televisión en color con tubo autoconvergente. En la figura 21.10 se puede ver el interior de un tubo de esta clase, y donde se aprecia la disposición de los tres cañones en línea.

PRINCIPIO DE LA AUTOCONVERGENCIA Los tubos de rayos catódicos autoconvergentes están basados en la desviación parastigmática, es decir, en la adaptación del astigmatismo de los campos magnéticos de desviación hori zontal y vertical, a fin de obtener una convergencia automática de tres haces, generados en un mismo plano, en cualquier punto de la pantalla. Considérese un cono formado por los tres haces a partir del plano de desviación y conver gentes estáticamente en el centro de la pantalla del tubo de imagen (figura 21.11). En dicha figura los planos XZ e Y2 del cono están tramados para facilitar la comparación con la figura 21.12, siendo la sección circular en todas sus partes. Cuando los haces son desviados por un campo astigmático dejan de converger en un punto. Por contra, forman dos lineas focales: una paralela a la desviación y la otra perpendicular a ella (figura 21.12).

21.10 Sección de un tubo de rayos catódicos con cañones en línea (Cortesía Phiups).

21.11 Cono formado por tres haces, a partir del plano de desviación XY, y convergentes estáticamente en el centro geométrico de la pantalla del TfíC.

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21.12 Distorsión del cono de haces de la anterior, debida a un campo de desviación horizontal astigmático. Efectivamente, si se observa con atención la ilustración 2 1 . 1 2 se aprecia en ella cómo la línea focal horizontal [h), la línea focal vertical (v) y el círculo de menor confusión (c) se curvan hacia el interior del plano de la pantalla X’Y ’. Así, en un punto situado entre las dos líneas de focalización, la sección es circular, pero la superficie barrida por la sección durante la desviación es más curvada que la pantalla y situada en su mayor parte dentro del tubo de imagen. La figura 21.13 muestra cómo este astigmatismo afecta a los tres haces de un tubo de ima gen con tres cañones en delta. Obsérvese que convergen únicamente en la posición no des viada, por lo que para obtener la convergencia en cualquier otro punto de la pantalla, que no sea el central, es preciso aplicar unas correcciones en la desviación de cada haz (indicadas median te flechas en la figura 20.13). Estas correcciones consisten en aplicar a unas bobinas de convergencia dinámica una corriente parabólica superpuesta a la de barrido de línea y cuadro, siendo distintas para cada uno de los tres haces. Estas correcciones complicaban el diseño de los receptores, encareciéndolos no sólo por la necesidad de incluir circuitos adicionales, sino por la complejidad de su ajuste, el cual lleva bas tante tiempo. La solución dada por P hilips a este problema consiste en colocar los tres cañones en un mismo plano (cañones in Une), el cual es paralelo a una de las direcciones de desviación vertical u horizontal.

21.13 Efecto del astigmatismo del campo de desviación sobre tres haces de un TRCcon cañones en delta.

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TUBOS DE RAYOS CATÓDICOS TRICROMATICOS

En la figura 21.14 se puede ver cómo el astigmatismo debido a la desviación horizontal afecta por igual a los tres haces procedentes de tres cañones dispuestos en un plano horizontal. Efectivamente, la linea focal horizontal sigue siendo, al igual que en los cañones en delta, una línea horizontal formada por tres puntos separa dos; sin embargo, la línea focal vertical se redu ce a un punto, puesto que la línea en que se ori ginan los tres haces se unen en el punto r.v.a. Además, es posible producir un campo magnético de desviación horizontal mediante el cual la línea focal vertical se hace coincidir con la superficie de la pantalla, sea cual sea el ángulo de desviación. Para obtener los mismos resultados con la desviación vertical, ha de tenerse presente una complicación adicional; Si el campo magnético 21.14 Con los (res cañones en línea, tres haces convergen en un mismo de desviación vertical fuera similar al de la desvia punto centrado sobre la línea focal vertical. ción horizontal, pero con un giro de 90° (figura 21.15), la línea focal horizontal debida al astigma tismo coincide entonces con la pantalla, lo cual es precisamente lo contrario de lo que se desea. Por lo tanto, para obtener de nuevo la convergencia la línea focal horizontal debe ocupar el lugar de la línea focal vertical y viceversa (figura 21.16). Efectivamente, en esta última figura se puede comprobar cómo la desviación vertical es tal que la linea focal vertical coincide con la pantalla y los haces procedentes de los tres cañones en linea convergen en un solo punto. Para llevar a cabo esto, es preciso que las bobinas de desviación vertical produzcan un astig matismo de signo contrario al del campo de desviación horizontal. Asi pues, en los tubos de rayos catódicos tricolor con cañones en línea en un plano horizontal, las líneas focales verticales debidas al astigmatismo de los dos campos de desviación (horizontal y

21.15 Si el campo magnético de desviación horizontal se gira 90°. la linea focal en la pantalla es horizontal.

21.16 Inviniendo el signo del astigmatismo del campo de desviación, se inviene la posición relativa de las dos líneas focales de la figura anterior.

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vertical) deben coincidir con la pantalla, para lo cual se requiere la generación de un campo de des viación horizontal con fuerte efecto de cojín y un campo de desviación vertical con efecto de barril. Además, los devanados del yugo de deflexión deben estar distribuidos de forma que las líne as focales verticales debidas a la acción combinada de los dos campos coincidan con la pan talla, por ejemplo en las esquinas. Aunque dichos campos sean fuertemente astigmáticos, su combinación produce un resultado que, en apariencia, muestra una ausencia total de astigma tismo, razón por la cual este tipo de desviación recibe el nombre de parastigmática.

TUBO DE IMAGEN AUTOCONVERGENTE Los tubos de imagen autoconvergentes se fabrican con ángulos de desviación de 110°. Todos ellos tienen las siguientes características: • • • • • • • • • •

Cañones electrónicos en línea. Formación del haz astigmático. Cátodos de calentamiento rápido. Convergencia con relación al verde. Fósforos en bandas (figura 21.17). Blindaje magnético interno. Reducido número de amperios-vuelta para la desimantación. Diámetro del cuello normalizado (36,5 mm). Centrado para la unidad de desviación. Autoprotección. /

21.17 Disposición de la máscara perforada con respecto a los luminóforos en banda (rojo, verde y azul), de un TRC autoconvergente.

\

de fósforo

LOS CAÑONES ELECTRÓNICOS Los cañones electrónicos son tres en línea, uno al lado del otro, pero con los dos exteriores lige ramente inclinados hacia el centro. Son del tipo de foco bipotencial y están corregidos para el astigmatismo de los campos mag néticos de desviación. Debido a este astigmatismo, un haz que produce un punto circular en el centro de la pantalla da un punto alargado en las esquinas (figura 21.18), con cierta pérdida de definición de la imagen. Las lentes electrostáticas de los tres cañones están diseñadas para con trarrestar este defecto, introduciendo un astigmatismo en sentido opuesto. Los cátodos son de calentamiento rápido, es decir, con una pequeña inercia térmica y una mejora de la transferencia de calor entre filamento y cátodo, lo que se traduce en una conside rable reducción del tiempo entre el encendido y la aparición de la imagen (18 segundos en un cátodo convencional y sólo 5 en uno de calentamiento rápido, un 70 % menos de tiempo).

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Plano de los cañones

deflexión

21.18 Debido al astigmatismo de los campos magnéticos de desviación, un haz que produce un punto circular en el centro de la pantalla da lugar a un punto alargado en las esquinas de ésta.

En la figura 21.19 se pueden ver las diferencias constructivas entre un cátodo convencional y uno de calentamiento rápido. En estos tubos el cañón central es el correspondiente al verde (figura 21.18). Se hace así por la siguiente razón: En una imagen compuesta por colores no saturados, es el componente verde el que contribuye en mayor proporción a la definición de los objetos y de los contornos, puesto que el ojo humano es más sensible al color verde que al rojo o al azul. Así pues, con esta dis posición, y a pesar de que puedan ocurrir algunas irregularidades con la convergencia, el haz del cañón central (verde) queda generalmente entre los otros dos y los defectos son menos apreciables.

21.9 Comparación entre un cátodo convencional (izquierda) y otro de calentamiento rápido (derecha).

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PANTALLA La pantalla de los tubos de rayos catódicos es de vidrio, normalmente entintado para aumentar el contraste de la imagen En su parte interna se depositan los luminóforos o pequeños puntos de sustancias fluorescentes, que poseen la propiedad de iluminarse vivamente cuando contra ellos choca un haz de electrones. Según el tipo de fósforo utilizado se obtienen diferentes tonos de blanco o de color (azul, verde, rojo, etc). Cuando el tubo está funcionando, el haz electrónico incide con tal fuerza sobre el fósforo de la pantalla que se desprende energía en forma de luz en todas direcciones, es decir, una parte se refleja hacia el interior del tubo y otra parte hacia el exterior. Con el fin de reducir la radiación en todas las direcciones de la luz emitida por el fósforo, en la actualidad se utiliza el vidrio filtrante (vidrio entintado). Para mejorar la luminosidad de la imagen y prolongar la vida de los luminóforos, en la actua lidad todos los tubos se revisten, por la superficie interior de la pantalla, detrás de la capa de luminóforos, de una película de aluminio vaporizado que refleja hacia adelante la luz emitida por el fósforo, como si fuese un espejo, aumentando así la luminosidad de la pantalla. Además, esta película de aluminio constituye una capa conductora para el terminal de MAT del tubo. El hecho de que la capa de aluminio vaporizado aumente el brillo de la imagen debido a que refleja hacia el exterior la energía luminosa que se dirige hacia el interior, tiene además la venta ja de permitir reducir, mediante el control de brillo, la intensidad de electrones emitidos por el cátodo, lo cual redunda en una más larga vida del tubo de imagen. Otra ventaja proviene del hecho que, eliminando la radiación luminosa hacia el interior del tubo, se anulan en casi su totalidad los reflejos parásitos debidos a zonas de gran luminosidad de la ima gen, las cuales producen alteraciones en las zonas oscuras de la misma. Esto repercute en una mejora considerable del contraste, al quedar más definidas las zonas claras y oscuras de la imagen. A todo esto cabe añadir que la utilización de la película de aluminio en toda la superficie pos terior de la pantalla, conectada a un potencial de MAT, hace que ésta actúe de ánodo, atrayendo hada ella los electrones procedentes del cátodo y mejorando así la luminosidad de la pantalla. Para excitar la sustancia fluorescente el haz de electrones debe atravesar la película de alu minio. Esto que a simple vista podría parecer un obstáculo, no lo es debido a que dicha pelícu la de aluminio es sumamente delgada, y si la tensión de MAT tiene el valor adecuado (que en televisión en color puede superar los 25 kV), esta tensión es más que suficiente para asegurar la penetración de los electrones a través de la capa de aluminio. Los fósforos se depositan en la superficie interna de la pantalla en bandas verticales parale las (figura 2 1 .20 ) y utilizando una máscara con ranuras verticales cuya función es la de evitar que sea activado un determinado fósforo por un haz de electrones que no sea el que le correspon de. La pureza de color es entonces independiente de los impactos en sentido vertical. En un TRC de 26 pulgadas la distancia entre los centros de las bandas de fósforos es de 265 pm y la separación entre triadas de fósforos adyacentes es de 795 pm. Cada ranura de la máscara está en correspondencia con una triada.

21.20 Bandas de fósforos excitados, en la pantalla de un tubo de imagen en color. Las franjas horizontales son las sombras de los puentes que refuerzan la máscara ranurada.

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Para mejorar la rigidez y estabilidad de la máscara en función de su forma esférica, las ranu ras son en realidad una serle de orificios rectangulares alargados. Con el propósito de suprimir los efectos de «moiré», la distancia entre orificios, proyectado en la pantalla, es de 810 m y los orificios están desplazados medio intervalo entre uno y otro (figura 2 1 .20 ). Otro tipo de máscara es la que utiliza el tubo Trinitron de S o n y . Consiste en un TRC con tres cañones electrónicos en línea, pero en el que se sustituye la máscara perforada por unas ban das verticales de fósforo, colocadas en el orden habitual RVA (figura 21.21). La información de color se aplica simultáneamente a los tres cañones en línea, de forma que sus haces convergen en un punto de la pantalla, si bien cada uno de ellos incide sobre su fran ja de color al ser desviado por el campo eléctrico aplicado a los hilos verticales ya citados. Estos hilos, colocados detrás de dos de los tres fósforos, están dispuestos en sentido vertical. Se les mantiene a un potencial fijo anterior al de la pantalla, ejerciendo una acción de enfo que sobre los tres haces, de forma que el haz del cañón azul sólo Incida sobre la banda de fós foro azul, el rojo sobre la roja y el verde sobre la verde.

AMPOLLA El cuello de la ampolla está normalizado (36,5 mm de diámetro), permitiendo espaciar los caño nes para una selección óptima de los colores. El ajuste de la pureza de color requiere un desplazamiento horizontal de los tres haces Infe rior a 45 pm, no necesitándose ningún ajuste en sentido vertical. La cara frontal es rectangular normalizada y está provista de una cinta metálica de refuerzo (autoprotección), que permite una presentación en visión directa sobresaliendo del mueble Posee un saliente circular, concéntrico con el cuello del cono, para centrar la unidad de des viación. PUREZA

21.21 Tubo Trinitron de tres cañones en línea y bandas verticales.

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BLINDAJE MAGNÉTICO El campo magnético terrestre, y los engendrados en el propio circuito del televisor cercanos a la pantalla, magnetizan todos los cuerpos ferromagnéticos existentes en el televisor, incluso los que se encuentran en el interior de la pantalla (en particular la máscara perforada o los hilos de los tubos Trinitron. Esto perturba la correcta trayectoria de los haces de electrones que se diri gen desde los cañones hacia la pantalla, lo cual debe tener en cuenta, ya que, dado que cada haz de electrones debe coincidir exactamente sobre el luminóforo de su color, cualquier desvia ción del haz influye sobre la reproducción de los colores, caso este que no tiene importancia en los TRC para televisión en blanco y negro. Además de esta influencia instantánea de los campos magnéticos externos sobre la trayec toria de los haces de electrones, se puede producir otra de forma constante por magnetización progresiva de la máscara perforada. Para evitar o reducir al mínimo estas influencias, que dan lugar a cambios en los matices de color, los TRC para televisión en color están dotados de una pantalla magnética que cubre el cono por su parte interior.

BOBINA DE DESIMANTACIÓN Los fabricantes aconsejan que para una mayor eficacia de la pantalla magnética, se someta a ésta a una desimantación y neutralización preventiva de los campos magnéticos del circuito del televisor. Esto se realiza con una bobina de desimantación dispuesta encima y debajo del cue llo del tubo (figura 2 1 .22 ).

21.22 Posición de la bobina de desmagnetización sobre el TRC.

Esta bobina consta normalmente de unas 60 espiras y una longitud de 2,76 m, hecha con hilo de cobre de unos 0,4 mm de sección y una resistencia nominal de unos 30 Q. La bobina está conectada a un circuito como el de la figura 21.23, consistente en un condensador en para lelo con ella, de 100 nF, y un par de resistencias PTC, una de ellas conectada en serie con la bobina y la otra en derivación con la entrada de corriente. A este circuito de desimantación se aplica una tensión alterna de 200 a 250 V, directamente tomada de la red, lo cual genera en la bobina una fuerza magnetomotriz de pico igual o inferior a 5 A por vuelta, es decir, de 300 A. La función del condensador en paralelo con la bobina de desimantación es eliminar los peli gros de errores de impacto producidos por corrientes fuera de fase, inducidas en las bobinas de desimantación por el campo magnético de desviación de líneas, es decir, el condensador cortocircuita la frecuencia de línea que se Induce en esta bobina (figura 21.23).

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-o-

200 V ta 253 V (c.a.)

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21.23 Circuito de desmagnetización utilizando un par de resistencias PTC.

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El circuito de desimantación entra en acción cada vez que se conecta el receptor a la red, quedando fuera de servicio, de forma automática, después de, aproximadamente, un minuto de funcionamiento.

UNIDAD DE DESVIACIÓN La unidad de desviación, o yugo de deflexión, es la que provoca la desviación de los haces de elec trones para que barran toda la superficie de la pantalla de izquierda a derecha y de arriba abajo. El interlineado que se forma en la pantalla es exactamente Igual que el de las pantallas de televisión en blanco y negro, pero las exigencias técnicas que se requieren son mucho mayores, puesto que deben ser desviados tres haces en vez de uno, y en forma simultánea y exacta (figu ra 21.24). Para que esta desviación se lleve a cabo de forma precisa, el campo magnético engendra do en las bobinas de desviación de línea y cuadro debe ser simétrico y uniforme en toda la superficie de deflexión. Para la perfecta desviación de los haces electrónicos, la posición del yugo de deflexión debe ser la correcta, ya que éste es el creador del centro virtual de origen de los haces. En la figura 21.25 podemos observar las dos vistas de un yugo de deflexión, el cual está for mado por las bobinas de desviación de línea y cuadro, en forma de silla de montar y encerra das en un núcleo de ferrita.

Pantalla

Mosaico de luminóforos

21.24 Desviación simultánea de los tres haces de un TRCpara receptor de televisión en color.

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Para obtener la configuración del campo electromagnético necesario para la desviación parastigmática, con precisión y de una manera reproducible, ambos devanados constan de sec ciones separadas por guías adecuadas. La unidad de desviación se monta en una carcasa de resina de poliéster y se fija por un extre mo anterior al saliente de centrado que posee el cono del tubo y, por el otro extremo, median te abrazadera, se sujeta firmemente al cuello del tubo de imagen. Al circular la corriente en diente de sierra de la desviación de línea por las bobinas de des viación horizontal, se engendra en esta bobina un campo magnético creciente que atrae hacia el lado derecho de la pantalla los tres haces de electrones, barriéndola en dicho sentido. Simultáneamente, la corriente en diente de sierra de la desviación de cuadro, que circula por las bobinas de desviación vertical, atrae a los mismos haces, haciendo que éstos se desplacen poco a poco en sentido vertical por la pantalla. La acción conjunta de ambos campos magné ticos hace que los tres haces barran todos los puntos de la pantalla en un entrelazado, tal como se describe al inicio de esta obra.

21.25 Vistasprincipales, dimensiones y conexiones de una unidad de desviación para televisión en color.

Circuito de MAT

INTRODUCCIÓN El tubo de rayos catódicos de un televisor necesita una tensión muy elevada (MAT = Muy Alta Tensión) para acelerar los electrones emitidos por el cátodo hacia la pantalla. Esta tensión osci la entre 15 y 18 kV en pantallas monocromo y hasta unos 28 kV si son de color. Para la obtención de la tensión de MAT se aprovecha el circuito de salida horizontal. Existen tres formas de obtenerla: a) Mediante rectificación directa. b) Mediante suma de tensiones alternas rectificadas por medio de un multiplicador, normal mente un triplicador. c) Mediante suma de tensiones alternas rectificadas mediante el método de diodo escalo nado (diode split method), el cual es un sistema combinado de salida de línea y MAT.

TRANSFORMADOR DE SALIDA DE LÍNEA Se dice, en el capítulo de esta obra dedicado al circuito de desviación de línea, que la etapa final de este circuito dispone de un transformador que, además de adaptar las impedancias entre la etapa final y las bobinas de desviación, se obtiene en él una tensión recuperada. En este transformador, llamado transformador de línea, se genera una sobretensión de importante valor que aparece durante el retorno de línea, razón por la cual también se le conoce con el nombre de transformador flyback (figura 2 2 . 1 ). El transformador de línea consta de un primario, con un devanado de unas 100 espiras, conectado en serie con el transistor de salida de línea y un secundario, con varios miles de espi ras, con tomas intermedias. Además, incorpora unos devanados auxiliares, de un par de espi ras para alimentar el filamento del TRC, y de varios cientos de espiras para proporcionar diver sos valores de tensión al resto de circuitos del receptor. De acuerdo con esta forma constructiva, podemos decir que el transformador de línea cum ple una doble función: a) La de transformador especial, que junto con el transistor y circuitos de salida y deflexión horizontal eleva la tensión positiva de alimentación del televisor a unos 20 o 30 kV para

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TELEVISIÓN

polarizar el ánodo final del TRC en color, además de proporcionar otras tensiones más bajas para otros circuitos del receptor. b) La de divisor de tensión que proporciona las tensiones para los electrodos de enfoque y aceleración del TRC. Para la primera función, el transformador de línea dispone de un devanado secundario con un gran número de espiras, de hilo conductor muy fino, lo que permite obtener entre sus termi nales extremos una tensión muy elevada, la cual una vez rectificada (para convertirla en tensión continua) y filtrada (para alisar su forma) proporciona la tensión de aceleración necesaria para el funcionamiento del tubo de imagen. También es posible utilizar un devanado secundario con menos espiras, que proporciona menor tensión, y luego aumentar el valor de ésta mediante un multiplicador de tensión diodo-condensador. En lo que respecta a la segunda aplicación del transformador de línea, los divisores de ten sión son potenciométricos, de forma que puedan ajustarse las tensiones de aceleración y enfo que del TRC, siendo éste el principal punto donde encontramos los fallos o fluctuaciones de enfoque o de exceso de brillo. El devanado secundario puede, también, estar dotado de varias tomas, que alimentan sin tonizador, circuitos de deflexión vertical, vídeo y filamentos de los cañones del TRC, en cuyo caso no se tienen devanados independientes. En muchos receptores de televisión todos los circuitos se alimentan desde el transformador de línea, siendo los únicos circuitos de alimentación que no se derivan de él, los que alimentan la memoria de canal del receptor y el arranque de los circuitos de deflexión horizontal. El núcleo del transformador de línea es de ferrita, dividido en dos partes en forma de U, suje tas mediante abrazaderas, tornillos o simplemente pegadas. Entre ambas piezas se disponen un par de espaciadores de unas décimas de milímetro. Todos los devanados del transformador de línea se disponen en un mismo lado del núcleo, enrollándose por separado el primario y los bobinados auxiliares. Debido a la elevadísima tensión, que se alcanza en el secundario, de estos transformadores, los devanados se aíslan entre ellos con material dieléctrico adecuado. Finalmente toda la unidad se rellena con un compuesto epoxi que le proporciona solidez. Para finalizar con este apartado diremos que, debido al núcleo de ferrita del transformador de línea, el funcionamiento de éste no es igual al de un transformador estándar. Efectivamente, en el núcleo de ferrita se almacena energía magnética durante el barrido de línea, de forma ascendente, puesto que la corriente de barrido horizontal, en forma de diente de sierra, sube paulatinamente de valor. Esta energía magnética almacenada en el núcleo se convierte de nuevo en energía eléctrica, en el secundario del transformador, cuando se corta el paso de corriente por el primario, es decir, al final de la exploración de cada línea, cuando se produce el retorno del haz de electrones por la pantalla del TRC. De ahí el nombre de transformador de flyback (transformador de retorno).

OBTENCIÓN DE LA MAT CON RECTIFICACIÓN DIRECTA POR VÁLVULA Aunque la utilización de válvulas termoiónicas en televisión dejó de utilizarse hace ya bastantes años, la válvula rectificadora de MAT fue la última en desaparecer de los circuitos, por lo que en la actualidad aún es posible encontrar algún circuito de MAT, en receptores transistorizados, e incluso con algún integrado, en los que la rectificación de la tensión alterna, proporcionada por el secundario del transformador de línea, la realiza una válvula diodo. En la figura 22.2 se ha dibujado el esquema de principio de este circuito para un receptor de televisión en blanco y negro. Consiste en un devanado secundario del transformador de línea, con un gran número de espiras que eleva la tensión a 1 6 o 18 kV (para tubos mono cromáticos). Si se realiza un fuerte acoplamiento entre el primario y el secundario, la tensión existente en el secundario parece, a primera vista, que tendría una forma de onda muy parecida a la del

456

CIRCUITO DE MAT

C"

22.2 Obtención de la MATcon válvula termoiónica. primario. Sin embargo ello no es así, ya que las altas tensiones obtenidas exigen especiales condiciones de aislamiento, lo cual se traduce en un mal acoplamiento de los devanados y una elevada inductancia de fuga del transformador. Esta inductancia resonará con las capa cidades propias del circuito, dando lugar a oscilaciones parásitas que pueden llegar a ser muy molestas. Deben tenerse en cuenta las capacidades parásitas del circuito secundario, las cuales se han dibujado a trazos en la figura 2 2 .2 , y que están formadas por: • La capacidad distribuida (conjunto de capacidades) C ’ del devanado secundario del trans formador. • La capacidad C ” existente entre el final del devanado secundario y masa. Aunque estas capacidades son muy pequeñas (de algunos picofaradios), si se establece el circuito equivalente del transformador referido al primario (figura 22.3), se pone de manifiesto su importancia al quedar multiplicadas por el cuadrado de la relación de transformación, la cual es de un valor aproximado de 50. El circuito equivalente de la figura 22.3 consta de los siguientes elementos: L, = inductancia del primario del transformador de línea e inductancia propia del circuito de desviación. L2 = inductancia de fuga de los devanados. C, = capacidad en paralelo con L v formada por la capacidad del condensador primario y las capacidades parásitas del circuito primario. C2 = capacidad que representa la parte de las capacidades del secundario del transforma dor de línea, en paralelo con la inductancia de fuga Lr C3 = capacidad entre los terminales extremos del secundario del transformador de línea. Así pues, al final del barrido, cuando se abre el interruptor S (S sustituye en la figura 22.3 al transistor de la etapa final de línea de la figura 2 2 .2 ), la sobretensión que aparece en los extre-

22.3 Circuito equivalente de la 22.2.

457

TELEVISIÓN

mos de C,Z_1 se propaga a través ó e C ± 2, haciendo aparecer otra sobretensión en C3, que es lo que se persigue. Cuando finaliza el retorno del haz, el interruptor S vuelve a cerrarse, con lo cual los elemen tos 1 ,0 , quedan cortocircuitados y la energía aún presente en L?C2 y C 3 hace que el conjunto oscile a una frecuencia de valor:

2tcv(

L 2(C2 + C2)

Esta oscilación se com unica a todo el circuito y perturba su funcionamiento, puesto que ocasiona una modulación de la velocidad de barrido que es visible en la pantalla del recep tor. Para suprimir estas oscilaciones parásitas, es necesario que no quede energía en la rama L2C2C.¿ al final del retorno de línea. Él estudio matemático del circuito demuestra que para conseguir esto basta con que la relación entre el tercer armónico f 3 y la frecuencia fundamental f, esté com prendida entre 2,8 y 2,9. Veamos ahora un circuito completo de una etapa de MAT con válvula rectificadora de MAT (figura 22.4). En este circuito la fuente de alimentación que proporciona la tensión t/cc está desacoplada, con relación al circuito por el filtro formado por la inductancia L v en serie, y el condensador elec trolítico C2, en paralelo, cuya misión es localizar la componente alterna de la corriente de ali mentación en el condensador C2. El rectificador de MAT está formado por una válvula termoiónica (por ejemplo, la popular DY87 muy utilizada en su época). Para el calentamiento del filamento de esta válvula se dispone de un devanado secundario suplementario en el transformador de línea, el cual consta de una o dos espiras. Las tensiones auxiliares necesarias para el funcionamiento del comparador de fase y fre cuencia y para la alimentación de ciertas etapas del televisor, tales como el amplificador de vídeo y el tubo de rayos catódicos, pueden obtenerse igualmente mediante devanados secundarios auxiliares.

MAT

Tensión auxiliar Hacia el comparador de fase

22.4

458

Circuito completo de una etapa final con válvula termoiónica rectificadora de MAT.

C,

CIRCUITO DE MAT

La frecuencia elevada con la que trabaja el circuito (frecuencia de línea de 15.625 Hz en la norma CCIR) facilita el filtrado posterior de la tensión continua rectificada. Obsérvese también en este circuito cómo queda conectada la bobina de desviación de línea Ld (del yugo de deflexión) y, en serie con ella, la inductancia ajustable de control de linealidad Lm y el condensador Cs de corrección en S de la tensión en diente de sierra. En el cátodo de la válvula rectificadora de MAT se obtiene una tensión continua de 15 a 18 kV para la aceleración del haz, la cual se aplica al orificio de MAT del TRC mediante una pipa de conexión (figura 2 1 .8). Para más detalle sobre esta conexión remitimos al lector al capítulo anterior, en el que se estudia el tubo de rayos catódicos y sus accesorios.

OBTENCIÓN DE LA MAT CON RECTIFICACIÓN MEDIANTE DIODO SEMICONDUCTOR El principio de funcionamiento de un circuito de MAT con diodo semiconductor es exactamen te el mismo que el expuesto con válvula termoiónica. Dado que en la actualidad esta forma de obtener la MAT es la más utilizada, a continuación se describen dos circuitos de desviación de línea de estas características. En la figura 22.5 se ha dibujado el esquema de un circuito de desviación de línea que fun ciona a partir de una tensión de alimentación de 135 V. El transistor TI (BF337), es un transistor NPN de alta tensión, de silicio y de alta frecuencia, que trabaja como excitador de base del transistor amplificador final de línea T2 (BU 105). La excitación es del modo no simultáneo, para asegurar que la impedancia de excitación sea bastante baja durante el retorno de línea (transistor T1 en saturación), y que el transistor no se estropee durante la descarga. La resistencia RA, de 1,5 kQ, en la línea de colector de T1, reduce la tensión de pico de colector de este transistor y protege al transform ador de excitación frente a un exceso de corriente en el caso de que se produzca un cortocircuito accidental del transistor excita dor. El primario del transformador de línea se conecta entre la fuente de alimentación de 135 V y el colector de T2 a través de la resistencia f í K y el condensador C 7, conectados en paralelo. Este devanado posee una toma intermedia a la que se conecta la bobina de desviación de línea (figu ra 22.4). Este transformador de línea dispone de los siguientes devanados secundarios: • Devanado secundario de MAT, uno de cuyos extremos se conecta a masa y el otro al diodo D2, rectificador de MAT. • Devanado secundario, con cuatro tomas, para la obtención entre dos de ellas y masa, de impulsos de +100 y -1 0 0 V para ser aplicados al comparador de fase y frecuencia e impul sos de borrado. La cuarta toma, a -2 4 0 V, se utiliza para obtener una tensión continua de +30 V para la alimentación de otras etapas del receptor. • Devanado secundario para la alimentación del filamento del tubo de rayos catódicos (6,3 V eficaces). El esquema de la figura 22.6 corresponde a un circuito de desviación de línea que funciona a partir de una fuente de alimentación de 200 V, estabilizada y regulada en serie. Para 625 líneas (15.625 Hz de frecuencia de línea), MAT de 18 kV (pantalla en blanco y negro) y sobreexploración del 6 %, la bobina de desviación de línea necesita una tensión de explora ción de 135 V. El transformador de salida de línea es semejante al del anterior circuito, pero además dispo ne en su primario de una toma para la alimentación de la reja pantalla del tubo de imagen y los devanados secundarios. Para la obtención de los impulsos de borrado y de la alimentación de las etapas de audio y desviación de línea, son independientes.

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460

TELEVISIÓN

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L 22.5 funciona a partir alimentación d de no 22.5 Circuito Circuito de de desviación desviación de de línea línea que que funciona partir de de una una tensión tensión de de alimentación e 135 135 Vn o estabilizada.

Filamento da/TCR

10µ

220p

22.6 Circuito de desviación de línea que funciona a partir de una tensión de alimentación de 200 Vestabilizada y regulada en serie.

CIRCUITO DE MAT

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TELEVISIÓN

OBTENCIÓN DE LA TENSIÓN DE MAT CON MULTIPLICADOR DE TENSIÓN Mediante un multiplicador de tensión es posible obtener la MAT necesaria para la aceleración del haz del TRC y, de esta forma, reducir el número de espiras del devanado de MAT del trans formador de línea. Los multiplicadores de tensión pueden ser dobladores y triplicadores, pero el más común en la etapa de MAT es el triplicador. A continuación vamos a ver el principio de funcionamiento de un doblador de tensión, lo cual servirá de base para comprender el funcionamiento del triplicador. Un doblador de tensión está formado por dos diodos y dos condensadores, conectados como se ¡lustra en la figura 22.7.

Entrada o

22.7 Circuito doblador de tensión de onda media.

o Salida

Para comprender el funcionamiento del doblador de tensión recurrimos a los esquemas de la figura 2 2 .8 . Entre los puntos A y B se aplica una tensión alterna (en el caso del circuito de MAT los impul sos obtenidos en el secundario de MAT del transformador de línea). Cuando A es negativo y B positivo (figura 22.8a), el diodo D2 queda bloqueado para dicha polaridad, mientras que el Di se encuentra polarizado en sentido directo. Como consecuencia, se establece un paso de corriente que, partiendo de A, circula a través del condensador C, y de diodo 07 hacia B. Realmente no se trata de un paso de corriente puesto que el condensador C, es aislante, sino de una carga de este condensador, cuyo efecto es como si circulara una corriente. El condensador C, se carga así hasta alcanzar entre sus placas el valor de la tensión cresta de la tensión de entrada, y con las polaridades indicadas en la figura 2 2 .8b. Al aplicar a la entrada el segundo semiciclo, el punto A se hace positivo y el B negativo. El diodo DI queda ahora bloqueado y el D2 en conducción (figura 22.8b). El condensador C, no se puede descargar a través de DI, por presentar éste una elevada resistencia en sentido de bloqueo, y tampoco lo puede hacer a través de D2, puesto que a éste le queda aplicada una tensión de igual valor y signo opuesto debida a la carga de C?. Sin embargo, la tensión en el condensador C, queda en serie con la tensión de entrada; la corriente circula ahora desde el punto 6 a través del condensador C2, el diodo D2 y el conden sador C, hacia el punto positivo A.

b)

a)

- /X

22.8 Sentido de la corriente en el doblador de tensión de la anterior, cuando A es negativa con respecto a B (parciala) y cuando A es positiva con respecto a B (parcial bj.

462

CIRCUITO DE MAT

El condensador C2 se carga hasta alcanzar entre sus placas una tensión igual a la suma de la tensión presente en C, más la tensión de entrada, es decir, en C2 aparece una tensión igual al doble de la tensión aplicada a la entrada. La tensión doblada presente en C2 puede someterse nuevamente a este proceso, con el fin de triplicar la tensión. En la figura 22.9 se ha dibujado el esquema de una etapa de MAT, para televisión en color, en el que se utiliza un triplicador de tensión. Efectivamente, la MAT es generada por un triplicador de tensión conectado al devanado secundario, de 8,5 kV, del transformador de salida de línea. La tensión de exploración rectificada mediante una red RC, de unos 10 kV, proporciona la tensión a las rejas pantallas l/g2 del TRC tricromático. A la salida del triplicador se dispone de una resistencia de 47 kS2 para proteger al circuito y al transistor de salida de las descargas que se produzcan en el tubo de imagen.

OBTENCIÓN DE LA TENSIÓN DE MAT MEDIANTE DIODO ESCALONADO El sistema de obtención de la MAT mediante rectificación directa, presenta el inconveniente de trabajar con tensiones alternas muy elevadas, las cuales hacen muy difícil el aislamiento, ade más de presentar problemas de radiación. Además de lo expuesto, en la rectificación directa, la impedancia de salida es muy alta debi do al elevado número de espiras del secundario de MAT del transformador de línea, lo cual puede perjudicar la regulación del sistema. El sistema de triplicador de tensión ofrece mejores resultados, siendo éste un sistema muy utilizado. El tercer método, con diodos escalonados (diocle split method) es una técnica relativamente nueva cuyos resultados son comparables a los del triplicador, pero que presenta la gran venta ja de no precisar los condensadores de alta tensión necesarios en el triplicador de tensión.

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TELEVISIÓN

Desde nuestro punto de vista es el sistema más seguro, razón por la cual, y dada su actua lidad, le dedicaremos una atención especial. En el método de diodos escalonados la MAT se genera directamente a partir del transfor mador de salida de línea, es decir, que no existen diodos rectificadores entre el transformador y el TRC. El funcionamiento es como sigue: Se trata de un transformador de línea con núcleo de ferroxcube magnetizado con un flujo en forma de diente de sierra tal como en cualquier otro transfor mador de línea. La tensión inducida en un devanado secundario, alrededor de este núcleo, tiene la forma de una semionda, es decir, la forma de onda normal del retroceso. Así pues, si se devana en el núcleo una bobina de n espiras y una sola capa, en ella se induce una tensión cuyo valor aumenta con el número de espiras, desde el principio del devanado, lo cual corresponde al funcionamiento normal de cualquier transformador, en los que, como se sabe, se puede obtener cualquier valor de ten sión comprendido entre cero y un valor máximo según la espira en la que se haga la toma. En la figura 22.10 se han plasmado de forma gráfica los valores de tensión obtenidos según la espira en la que se realice la toma. Si en esta circunstancia se devana sobre el núcleo una segunda capa que tenga el mismo número de espiras, y que empieza en el mismo punto de la primera, la tensión inducida en ella es de idéntico valor que en la primera capa. Sin embargo, entre ambas capas se crea una capa cidad parásita, la cual puede considerarse concentrada entre los comienzos de ambos devana dos (figura 2 2 . 1 1 ). v

22.10 Cuanto mayor sea el número de espiras entre un terminal extremo del transformador de línea y la toma media, mayor será la tensión entre dichos terminales. Como consecuencia de esto, si se conecta un diodo rectificador entre el final de la primera capa (punto B de la figura 22.11) y el comienzo de la segunda (punto C), esta capacidad pará sita se carga a la tensión de pico existente en el punto B. t-2

22.11 Capacidadparásita entre los devanados L, y L2, y conexión de un diodo entre el final de un devanado y el inicio del otro. Añadiendo capas sucesivas de igual número de espiras, y conectadas entre ellas mediante diodos (figura 2 2 . 12 ), se obtiene una tensión continua cuyo valor es igual a la suma de las ten siones alternas rectificadas. Las tensiones en los diodos son fijas e iguales. En la figura 22.13 se ha dibujado la suma de tensiones continuas rectificadas. Como se puede apreciar, si bien la tensión continua obtenida de uno cualquiera de los devanados no alcanza valor suficiente para ser considerada MAT, la suma de las tensiones continuas de todos los devanados sí que alcanzan valores de MAT.

464

CIRCUITO DE MAT

YccíMAT)

22.12 Disposición de los devanados y diodos en el sistema de diodo escalonado para obtención de la MAT.

La capacidad propia de cada capa es muy pequeña. Existe, lógicamente, alguna capacidad entre capas no adyacentes, pero son de valor tan pequeño que, prácticamente, puede decirse que no se producen pérdidas dieléctricas; solamente hay pérdidas óhmicas, debidas a la resis tencia propia del hilo de los devanados. La tensión alterna entre capas adyacentes es, por lo tanto, prácticamente nula. Además de lo expuesto cabe decir que, dado que el transformador no tiene sintonía a los armónicos, la tensión de pico en el colector del transistor de salida de línea disminuye en el caso de una descarga en el TRC. Para obtener una tensión de MAT de más de 25 kV (televisión en color), se precisan sólo cua tro capas de devanado y cuatro diodos, soportando cada uno de ellos una tensión inversa de pico de unos 6,25 kV. Dichos diodos forman parte integral del transformador, es decir, vienen incorporados a él, por lo que se facilita el montaje de la etapa. Para finalizar con la descripción de este transformador, diremos que debe mantenerse una distancia de seguridad mínima de 10 mm en sentido radial y axial entre la bobina de MAT del transformador y las superficies planas conductoras cercanas. Para evitar la producción de des cargas corona, la distancia entre todas las partes de la bobina de MAT y los bordes de las par tes conductoras debe ser mayor de 20 mm. En la figura 22.14 se tiene el esquema de una etapa de salida de línea para televisión en color, en el que se utiliza un transformador con diodo escalonado.

22.13 Suma de las tensiones continuas rectificadas por cada diodo.

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TELEVISIÓN

22.14 Etapa de salida de linea para televisión en color, en el que se utiliza un transformador con diodo escalonado para la generación de la MAT.

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CIRCUITO DE MAT

El transformador de salida de linea está destinado a ser utilizado con el circuito modulador de alta tensión con tres diodos, el cual comprende D2, D4, D5, Lv Lv C 5 y C l0. Además, dispone de una toma (terminal 14) para utilizarla con circuitos moduladores con vencionales con diodos de alta tensión. El modulador de diodos debe estar equilibrado con precisión para que los resultados sean óptimos en la etapa de salida de línea. La inductancia L2 se suministra preajustada por el fabricante para conseguir el equilibrio correcto del circuito. Obsérvese en la figura 22.14 cómo el cable de salida de MAT es apantallado, y que en serie con él se dispone una resistencia de 22 k£2. Las tensiones entre terminales del transformador son las siguientes: Tensión eficaz entre 1 y 2: 6,1 V (alimentación del filamento del TRC). Tensión de pico entre 3 y 10: -1 7 0 V. Tensión de pico entre 5 y 4: +170 V. Tensión de pico entre 6 y 4: +330 V. Tensión de pico entre 7 y 13: +330 V. Tensión de pico entre 9 y 13: +100 V. Tensión de pico entre 11 y 13: +50 V. Tensión de pico entre 14 y 13: +510 V. Tensión de MAT: (con una intensidad de MAT de 50 pA): 25 kV. (con una intensidad de MAT de 1,5 mA): 2 1 ,8 kV. Tensión de barrido después de la rectificación entre losterminales 3y10:+14 V. Tensión de barrido después de la rectificación entre losterminales 4y14:+38 V. Tensión de vídeo entre 9 y 10: +228 V. Tensión de vídeo entre 11 y 10: +188 V.

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Fuentes de alimentación

INTRODUCCIÓN Las tensiones necesarias para alimentar los circuitos de un receptor de televisión varían en un rango mucho más amplio que el utilizado en receptores de radio o equipos de alta fidelidad. Mientras que en un receptor de radio basta con una o dos tensiones para alimentar todas sus etapas, en televisión se necesitan tensiones continuas que oscilan entre -5 0 y +50 V, sin con tar las altas tensiones de alimentación del tubo de rayos catódicos, la más destacada de las cuales es la tensión de MAT, cuya forma de obtención ha sido tratada en el capítulo 22 de esta obra. Por ello, los circuitos de las etapas de alimentación son algo más complejos. Aunque en la práctica es posible suministrar todas las tensiones de un receptor de televisión a partir de una fuente de alimentación única, la experiencia demuestra que es mejor utilizar dos fuentes separadas, puesto que las altas tensiones, como la de MAT, necesitan una corriente baja, mientras que las bajas tensiones requieren corrientes más elevadas. Por lo tanto, al utili zar dos fuentes de alimentación separadas, cada una puede ser diseñada de acuerdo a las necesidades de tensión y corriente del circuito o circuitos que han de alimentar. En lo que respecta a las altas tensiones que polarizan los electrodos del TRC, éstas se obtie nen a partir de los circuitos de barrido de linea. Dado que esto se trata en el capítulo de esta obra en el que se estudia la MAT, en éste nos limitaremos al estudio de las fuentes de alimen tación a partir de la red.

CLASIFICACIÓN DE LAS FUENTES DE ALIMENTACIÓN Las fuentes de alimentación pueden clasificarse, según los componentes y circuitos que utiliza, en: • Fuentes de alimentación con rectificador de media onda. • Fuentes de alimentación con rectificador de onda completa. • Fuentes de alimentación con rectificador en puente. Además, la fuente de alimentación puede llevar o no transformador de aislamiento de red y regulador de tensión. A continuación se estudian las principales fuentes de alimentación según la clasificación dada y de una forma resumida, puesto que creemos que el lector conoce perfectamente el fun cionamiento de las mismas, limitando nuestro estudio a las particularidades que pueden pre sentarse en televisión y profundizando más, al final de este capítulo, en el estudio de las fuen tes de alimentación conmutadas.

FUENTE DE ALIMENTACIÓN SIN TRANSFORMADOR Y CON RECTIFICADOR DE MEDIA ONDA Las fuentes de alimentación sin transformador y con rectificador de media onda son las de dise ño más sencillo (figura 23.1).

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23.1 Fuente de alimentación sin transformador y rectificador de media onda.

Constan de una toma de red, que desconecta al receptor cuando se separa su tapa poste rior (representada mediante líneas a trazos en la figura 23.1); con esto se evita que manos inex pertas puedan hurgar en los circuitos estando éstos bajo potencial eléctrico. Este sistema de enclavamiento consiste en disponer en la tapa posterior del mueble del receptor una base de enchufe, y en el receptor las correspondientes clavijas de enchufe, de forma que con la tapa colocada las clavijas quedan introducidas en la base de enchufe de la tapa y el receptor puede recibir alimentación de la red. Si se separa la tapa se desconecta con ella la base de enchufe, siendo preciso disponer de una base independiente para poder poner en marcha el receptor. Uno de los bornes de entrada va conectado generalmente al chasis metálico del receptor, el cual hace las veces de masa, y el otro se aplica, a través de un fusible de protección, a un interruptor. Al enchufar el receptor a la red, el diodo D (figura 23.1) rectifica media onda, obteniéndose una tensión continua pulsante que no es válida para alimentar las diversas etapas del receptor. Para obtener una tensión continua pura se somete a la corriente, a la salida del rectificador, a un filtrado. En el circuito de la figura 23.1 la tensión continua de 150 V se filtra únicamente por el condensador C v de 200 pF, mientras que la de 140 V se filtra por los dos condensadores elec trolíticos C, y C2, de 200 pF cada uno, y la inductancia L. Se trata de un filtro en jt, que suministra una tensión continua de salida mucho más pura que la obtenida con un simple condensador. La resistencia R, de unos 10 £2, tiene por finalidad limitar la corriente, a través del diodo rec tificador, al ponerse el receptor en marcha. Efectivamente, si no se dispusiera esta resistencia, al conectar el receptor, y dado que la resis tencia en el sentido de paso del diodo es muy baja, circularía por él la elevada intensidad de corriente de carga de C ,, no limitándose dicha corriente hasta que el condensador se encuentre lo suficientemente cargado. Disponiendo dicha resistencia, se limita la intensidad de corriente de carga del condensador C. y, por lo tanto, la intensidad de corriente a través del diodo. Comprobemos, con un ejemplo de cálculo, lo que acabamos de exponer. Para ello supón gase que la tensión de entrada es de 125 V eficaces, lo cual supone una tensión de cresta de: yM = ^M s / 2 = 1 2 5 V x 1 , 4 1 » 1 7 7 V De acuerdo con la ley de Ohm, y suponiendo que la resistencia en el sentido de paso del diodo sea de 1 £2, la intensidad de cresta que circula por el diodo, puesto que el condensador C, se comporta como un cortocircuito al iniciar su carga, es de: l/M 177 V L = — — = — — = 177 A M fí0 1Q lo cual no sería soportado por el diodo ni por el fusible de protección. Al conectar la resistencia R, en serie con el diodo, la intensidad de corriente se limita a: /

14.

177 V

R0 = R

1 £2 + 10 £2

__________M___________________________________ -i f> A

M

la cual sí puede ser soportada por un diodo rectificador que admita, por ejemplo, 25 A en su sentido de paso.

FUENTES DE ALIMENTACIÓN

Lógicamente el fusible debe ser de fusión lo suficientemente lenta para poder soportar durante el breve tiempo de conexión esta intensidad de corriente.

FUENTE DE ALIMENTACIÓN CON TRANSFORMADOR Y RECTIFICADOR DE DOBLE ONDA El circuito de la figura 23.1 es muy sencillo, pero su propia sencillez deja bastante que desear en lo que respecta a la pureza de las tensiones continuas que de él se obtienen. En la figura 23.2 se ha dibujado el esquema de un circuito algo más eficaz, aunque aún deja bastante que de sear con respecto a los modernos circuitos que se estudian más adelante. Al igual que en el circuito de la figura 23.1, el circuito de la figura 23.2 dispone de un sistema de enclavamiento que deja al receptor sin alimentación al retirar la tapa posterior del mueble. D1

23.2 Fuente de alimentación con transformador y rectificador de doble onda.

El transformador de alimentación posee dos devanados secundarios: Uno de ellos para obtener la tensión que debe rectificarse y filtrarse y el segundo para la alimentación del filamen to del TRC, el cual se alimenta con una tensión alterna de 6,1 V. En otros receptores esta ten sión de calentamiento del filamento se obtiene del transformador de salida de líneas mediante un devanado secundario colocado ex profeso para este fin (véase capítulo 22 de esta obra). El devanado secundario para la obtención de la tensión continua de alimentación dispone de una toma central conectada a masa que sirve como retorno de la corriente rectificada. A los terminales del citado secundario se conectan los diodos rectificadores D1 y D2, los cuales rectifican alternativamente la c.a., de forma que en el punto de unión de ambos se obtie nen los dos semiciclos de la corriente alterna pero con una sola polaridad, es decir, una tensión continua. Se trata de un rectificador de onda completa que suministra una tensión continua más pura que el rectificador de la figura 23.1. La resistencia de filtrado fl, cumple el mismo fin que la ya expuesta al estudiar el circuito de la figura 23.1, por lo que no entramos en más detalles sobre ella. El filtro está compuesto por dos condensadores electrolíticos, C2 y C3, de 50 pF cada uno de ellos, y una resistencia fl, de 2,2 k í 2, formando un filtro en k . La tensión continua de salida se aplica al resto de los circuitos del receptor y a un divisor de tensión formado por f l 3 y f l 4. Este divisor de tensión se conecta en su punto medio a uno de los terminales del secundario del transformador de alimentación del filamento del TRC. El motivo de esta conexión es el que sigue: Dado que los dos terminales del citado devanado no están conectados a tierra, puede desarrollarse una tensión entre cátodo y filamento que puede llegar al cortocircuito, con el consiguiente deterioro del tubo. Mediante el divisor de tensión así dis puesto, se reduce la diferencia de tensión existente entre el filamento y cátodo, reduciendo con ello este riesgo.

471

TELEVISIÓN

D1

23.3 Fuente de alimentación con transformadory doble rectificador de onda completa.

Además de lo expuesto, las resistencias fí 3 y RA desempeñan otra importante función. Al apagar el receptor, los condensadores electrolíticos se descargan a través de ellas, puesto que se encuentran conectadas en derivación con el filtro, eliminando así la presencia de tensión en los condensadores y el riesgo de una sacudida eléctrica al operario que manipule confiadamente en el circuito. Para finalizar diremos que el condensador C, evita que señales de RF entren en el receptor. En la figura 23.3 se tiene el esquema de otra fuente de alimentación semejante a la descrita, pero en la que se utilizan dos rectificadores de onda completa. El transformador de la fuente de alimentación de este último circuito posee tres devanados secundarios, uno de los cuales suministra 6,1 V para la alimentación de los filamentos del TRC, y está conectado al positivo de 350 V a través de una resistencia R3 de 560 k íl, para acercar el potencial de los filamentos al de los cátodos del tubo. Los condensadores C, y C 2 se utilizan para evitar que los impulsos de ruido entren en el receptor. La capacidad de estos dos condensadores es, generalmente, de 10 nF a 50 nF, no influyendo en nada sobre la c.a. de alimentación. Sin embargo, actúan como cortocircuitos para los impulsos de RF presentes en la red de alimentación. El resto del circuito es muy similar al de la figura 23.2, con la diferencia de proporcionar dos tensiones continuas diferentes a partir de dos secundarios independientes del transformador.

FUENTE DE ALIMENTACIÓN CON RECTIFICADOR EN PUENTE Y ESTABILIZACIÓN CON DIODO ZENER El esquema de la figura 23.4 corresponde a una fuente de alimentación para receptor de televi sión transistorizado, la cual suministra tres tensiones continuas a partir de un rectificador de dio dos en puente. La c.a. de la red se aplica al primario a través de un interruptor doble que corta las dos fases. Los condensadores C, y C 2 son el filtro de ruido. El transformador consta de dos devanados secundarios, uno de los cuales suministra los 6,1 V de c.a. para la alimentación de los filamentos del TRC. El otro se conecta al rectificador en puente formado por los diodos D1 a D4, el cual proporciona una tensión continua de 140 V que

472


+145 y

+135 y

A LOS FILAMENTOS TRC

-6,3 y

5R6

23.4 Fuente de alimentación con rectificador en puente y estabilización de tensión con diodo Zener. es filtrada por el condensador electrolítico C, de 200 pF, proporcionando así 145 V de c.c. para alimentar algunas de las etapas del receptor. El filtro en k , formado por C4, L y C5, proporciona un mejor filtrado a la tensión continua de salida del rectificador y de él se obtiene una tensión continua de salida de 135 V. La tensión continua de 145 V alimenta a los circuitos de audio, los cuales están dotados de un filtro adicional, mientras que la de 135 V alimenta las etapas horizontales y verticales transistorizadas. Dado que para el resto de las etapas se precisa una tensión continua de tan sólo 24 V, ésta se obtiene a partir de los 135 V mediante una resistencia de 750 Í2 y un diodo Zener estabiliza dor de tensión. Este diodo debe poseer una tensión Zener de 24 V. En F?, se produce la caída de tensión entre 135 V y 24 V, es decir, en ella aparece una ten sión de 111 V. El condensador Cg, de 47 pF, filtra la tensión de salida de 24 V.

ESTABILIZADORES DE TENSIÓN Hace ya bastantes años, cuando los receptores de televisión se diseñaban con válvulas termoiónicas, las fuentes de alimentación se limitaban a una etapa de rectificado y a una de filtra do como las que se han estudiado en las líneas precedentes. Al introducir transistores y circui tos integrados en el diseño de los receptores, se comprobó que era preciso que las tensiones continuas de alimentación se mantuvieran en un valor perfectamente constante. Esto significa que, a medida que cambian las exigencias de corriente, de un momento a otro, en las diferen tes etapas del receptor, o si cambia el valor de la tensión de red, la tensión de salida debe pro porcionar un cambio igual y de sentido opuesto para que las tensiones continuas de alimenta ción permanezcan constantes. Efectivamente, aunque la tensión de red suministrada por las compañías eléctricas se man tiene relativamente constante a lo largo del día, es de todos conocido que durante las horas de mayor demanda ésta disminuye un poco en su valor nominal, así como en las horas de menor demanda sube algo por encima de él. Puede incluso darse el caso, en situaciones límite, de que la tensión de red varíe 10 V por encima o por debajo de su valor nominal, lo cual es perjudicial para el correcto funcionamiento de los receptores de televisión, sobre todo si éstos están dise ñados con transistores e integrados.

473

Este problema se resuelve, en la mayoría de los casos, utilizando estabilizadores de tensión que se disponen en la propia etapa de alimentación. Existen infinidad de circuitos estabilizadores de tensión, más o menos complejos, que pro porcionan una tensión continua de salida, estabilizada a un valor dado. Los más sencillos utili zan un diodo Zener e integrados especialmente diseñados para cumplir esta función. Resulta imposible ofrecer al lector todos los circuitos estabilizadores utilizados en la práctica, por lo que limitamos el estudio a la exposición de los circuitos básicos, a partir de los cuales resulta sumamente sencillo comprender el funcionamiento de cualquier otro más complejo. Antes de entrar en materia conviene decir que, aparte de esta estabilización original de la tensión de alimentación, muchos de los circuitos integrados utilizados en las etapas de un receptor de televisión disponen, en su circuitería interna, de un circuito estabilizador de tensión, lo cual supone una estabilización de tensión sumamente eficaz de su circuitería. Ejemplo de ello se ha visto en los integrados estudiados a lo largo de esta obra, por lo que en este capítulo nos limitaremos al estudio de los estabilizadores de tensión que forman parte de las etapas de ali mentación. En la figura 23.5 tenemos el esquema de un sencillo estabilizador de tensión con diodo Zener, el cual representa la forma más simple de llevar a cabo una estabilización de tensión. La tensión de entrada es de 30 V continua. Esta tensión la proporciona un rectificador de doble onda y un circuito de filtrado más o menos eficaz. La tensión continua de salida es de 24 V, valor este muy utilizado en receptores transistorizados.

+

o—

- o í-

100

ENTRADA 30 V

23.5 Circuito estabilizador de tensón básico, con diodo Zener.

s a l id a

24 v

24 V

-o

- o

-

r

El estabilizador limita la proporción de corriente que puede circular a través del circuito, man teniendo constante su valor. Por ejemplo, y haciendo referencia al circuito de la figura 23.5, si la tensión de entrada es de 30 V y se necesitan 24 V para la alimentación del receptor, la caída de tensión en la resistencia fí, es de: ^Ri

= V Ud.-^K = 3 0 V -2 4 V = 6V

Como la resistencia fí, es de 100 Q, la corriente que circula por ella será de: I/ P1

6V

' » = - R - = - ¡ ó ó ñ - - 60mA 1

Para que la tensión de salida permanezca constante en 24 V es necesario que siempre cir culen 60 mA por la resistencia. Así, si la demanda del circuito del receptor es inferior a los 60 mA citados, entonces, el diodo Zener debe conducir la diferencia entre los 60 mA y el valor de corriente que circula por el circuito. Por ejemplo, si en un momento dado circula por el circuito del receptor una corriente de 50 mA, por el diodo Zener deben circular los 10 mA restantes. Veamos ahora qué sucede si la tensión de entrada varía como consecuencia de una varia ción de tensión de red. En este caso, la tensión de entrada varia, conjuntamente con las variaciones de corriente, en un valor Al/. Cuando esta variación A l/ alcanza el valor de la tensión de Zener, se produce la ruptura, pasando el diodo a ser conductor, por lo que, en definitiva, estabiliza la tensión entre sus termi nales. Cuando la tensión de entrada recupera su valor nominal de 30 V, el diodo Zener vuelve al estado de bloqueo.

FUENTES DE ALIMENTACIÓF

En consecuencia, el diodo Zener actúa como un verdadero interruptor automático, que deja pasar la corriente solamente en aquellos casos en que la tensión de entrada alcanza valores peli grosos para el correcto funcionamiento del receptor. Veamos con un ejemplo de cálculo lo que se acaba de exponer, basándonos en el propio cir cuito de la figura 20.5. Para ello partiremos del hecho de que con una tensión de entrada nominal de 30 V la caída de tensión en la resistencia fí, es de 6 V y que la tensión en el diodo Zener es de 24 V, puesto que ambos componentes actúan como un divisor de tensión. Supongamos ahora que la resistencia del receptor (fí2), conectada en la salida del circuito de la figura 23.5, es de 400 Í 2, y que el Zener admite una corriente máxima de 250 mA. En esta cir cunstancia la corriente que circula por el receptor es de: l' « =

24 V =

" J o o i r = 60 mA

Así pues, toda la corriente que circula por la resistencia fí. circula por el receptor, estando el diodo Zener bloqueado. Supongamos ahora que, por cualquier causa, la tensión de entrada sube a 35 V. En estas condiciones de funcionamiento, y si no se dispusiera del diodo Zener, latensión aplicada al cir cuito del receptor pasa a ser de: V«pirada , _ fí,S

_

fí,+ fí2

R2_

35 V x 400 Ü

_______________________________ V

100 Q + 400 £2 “

Es decir, 4 V por encima del valor necesario para su correcto funcionamiento. La tensión en la resistencia fí, del circuito de la figura 23.5 es la diferencia entre la tensión de entrada y la tensión aplicada al receptor, es decir: ^Ri = Ksntrada ~ VR2 = 35 V - 28 V = 7 V y la corriente total que circula ahora por el circuito pasa a ser de: i=

\/

35 V

=

fí, + fí 2

= 70 mA

100Q + 4 00Q

(10 mA por encima de su valor nominal). Al disponer del diodo Zener, éste entra en conducción, estabilizando la tensión entre sus electrodos a los 24 V de tensión de Zener. Al estar el receptor en derivación con el diodo Zener, también le queda aplicada la tensión de 24 V de éste, circulando por él una corriente de 60 mA, es decir, que tanto la tensión como la corriente aplicada están en su valor nominal. Por el diodo Zener circula entonces una corriente cuyo valor es igual a la diferencia entre la corriente que circula por fí, y la de 60 mA que circula por la resistencia fí, del receptor. La introducción del diodo Zener en el circuito provoca un aumento de corriente por fí,, de forma que en ésta se produce una mayor caída de tensión, cuyo valor es igual a la diferencia entre la tensión de entrada y la tensión de Zener; en nuestro caso: ^R1 = Ksntrada _ ^D¿ = 35 V - 24 V = 1 1 V La corriente que circula por fí, es ahora de: l/R1

11 V

' ■ ' = - S T = Í Ó Ó Q = 70mA

475

En resumen, al aumentar la tensión de red a 35 V se obtienen los siguientes valores de pará metros: Tensión en ñ ,: 11 V. Tensión en el diodo Zener y receptor: 24 V. Corriente por R }: 110 mA. Corriente por el receptor: 60 mA. Corriente por el diodo Zener: 50 mA. En la figura 23.6 se ha dibujado el esquema de otro circuito estabilizador con diodos Zener, en el cual se obtienen dos tensiones continuas de salida estabilizadas. Consiste en dos diodos Zener conectados en derivación. La resistencia RS1, junto con el diodo DZ1, proporciona una tensión de alimentación estabilizada 1/S1 cuyo valor depende de la tensión de Zener de DZ1. Esta misma tensión queda aplicada a la entrada del segundo circuito estabilizador, formado por RS2 y DZ2, a la salida del cual se obtiene la segunda tensión estabili zada VS2 cuyo valor depende de la tensión de Zener de DZ2 y la cual, lógicamente, es inferior al de la tensión \/s1 debido a la caída de tensión en RS2.

-0 + vs,

23.6 Circuito estabilizador de tensión con dos diodos Zener, para obtener dos tensiones de salida distintas y estabilizadas.

Existe una gran variedad de diodos Zener para la obtención de tensiones estabilizadas, desde 3,3 V a 75 V, así como para baja y elevada potencia, por lo que no es difícil encontrar el diodo más adecuado a la finalidad deseada, ya que, además, mediante la conexión en serie de dos o más diodos Zener se puede obtener una tensión estabilizada cuyo valor sea Igual a la suma de las tensiones Zener de los diodos utilizados. Los circuitos estabilizadores descritos presentan el inconveniente de la limitación de corrien te de carga y que el factor de variación de la regulación aumenta con la corriente de carga. Un método más perfeccionado de estabilizador de tensión consiste en agregar un transistor ampli ficador de corriente y utilizar el diodo Zener para regular este amplificador. El circuito amplificador de corriente puede ser en serie o en paralelo, según su forma de conexión con respecto a la carga. El esquema de la figura 23.7 corresponde a un estabilizador de tensión en el que se utiliza un transistor en paralelo con la carga. En este circuito la corriente de carga es casi igual al pro ducto de la máxima corriente del diodo por la ganancia del transistor. El funcionamiento del circuito es como sigue: La tensión en el diodo Zener es prácticamen te constante y, como consecuencia, puede considerarse constante la tensión entre base y colector del transistor, ya que el diodo Zener está conectado en paralelo con estos dos electro dos. Si, por cualquier circunstancia, aumenta la tensión de salida l/s, se produce un aumento de la tensión emisor-base, puesto que: =

^B C

+

V EB =

V R2 +

^D Z

Como consecuencia, se produce un aumento de la corriente de emisor y una mayor caída de tensión en R v con lo cual se tiende a restaurar la tensión de salida a su valor nominal. El valor de la corriente de carga de este circuito es casi igual ai de la máxima corriente de emisor.


R,

23.7 Estabilizador de tensión con diodo Zener y transistor en derivación con la carga. Aunque el circuito descrito es posible encontrarlo en algunos aparatos, el más empleado es el que utiliza un transistor en serie con la carga (figura 23.8). En el circuito de la figura 23.8 el transistor funciona como un seguidor de emisor, con la resis tencia de carga f lc (resistencia del circuito del receptor) como resistencia de emisor. Considerando una ganancia de corriente de 60, sólo se requiere 1 mA en el circuito de base para controlar 60 mA en el circuito de colector. Durante el funcionamiento normal, es decir, con una tensión de salida nominal, el condensa dor electrolítico C,, de 100 pF, se carga completamente. Si la tensión de entrada cambia a causa de una fluctuación de la tensión de red, C, mantie ne la tensión constante en la carga.

R„ 23.8 Estabilizador de tensión con diodo Zener y transistor en serie con la carga.

En este circuito, el diodo Zenermantiene labase a un potencial constante con respecto al positivo de la fuente de alimentación, circulando por él una corriente muy pequeña. Como el circuito de base requiere un máximo de 1 mA, la resistencia fl, en el circuito de base es de a to valor, comparado con el circuito estabilizador con diodo Zener sencillo. Así, con una intensidad de corriente de 1 mA y una caída de tensión en fl, de 6 V, el valor de esta resisten cia será de: '/m 6V R, = — -53- = — — — 1 /B 1 mA

= 60 kí 2

Supóngase ahora que la demanda de corriente en la carga disminuye 30 mA. En este caso, y como el transistor tiene una ganancia de 60, la corriente de base desciende a: L 30 mA L = -lT — = AA------- = 0,5 mA B hFE 60 Para mantener una caída de tensión en fl, de 6 V, el Zener debe conducir el resto de la corriente de base, es decir, los otros 0,5 mA. Aun en el caso límite de que la corriente de carga

477

TELEVISIÓN

fuese nula, por el diodo Zener sólo conduce el límite de 1 mA, por lo que debido a esto se nece sita un Zener mucho más pequeño. El condensador C v en derivación con la carga, ayuda al filtrado de la tensión de salida y, como consecuencia, a estabilizar la corriente. Como se puede ver en el esquema de la figura 23.8, el transistor está en serie con la carga, lo cual puede compararse perfectamente a dos resistencias divlsoras de tensión, una de las cua les, la del transistor, es variable según el valor de la tensión aplicada, manteniendo con ello cons tante la tensión en Rc. El circuito de la figura 23.8 puede mejorarse añadiendo un segundo transistor (figura 20.9). En este circuito el transistor T2 actúa com o amplificador para controlar al transistor serie T 1. Con el circuito de la figura 23.9 se aumenta considerablemente el factor de estabilización. El diodo Zener, al igual que en los esquemas precedentes, proporciona una tensión de refe rencia constante al circuito de emisor del transistor T2. Este transistor compara una fracción de la tensión de salida, tomada del divisor de tensión R2-R 3-R 4, con la tensión de referencia del diodo Zener, amplificando la diferencia y suministrando una señal al transistor T1 a fin de man tener una diferencia constante entre ambas tensiones. Si se produce una elevación de la tensión de salida, también se eleva la tensión en el cursor del potenciómetro R3, el cual está conectado a la base de T2. Como consecuencia, y teniendo en cuenta que el Zener proporciona una tensión constante al emisor, se eleva en T2 su tensión de base con respecto a emisor. El aumento de corriente por T2 ocasiona una mayor caída de tensión en E?, y la base de TI pasa a ser más positiva. Como consecuencia, aumenta el potencial \/CE de T2 y se contrarresta el aumento de la tensión de salida. Una particularidad de este circuito es que puede ajustarse el valor de la tensión de salida por medio del potenciómetro Ry ya que es del cursor de este potenciómetro de donde se extrae la fracción de la tensión de salida que se compara con la tensión de referencia del diodo Zener. Si se utilizan dos transistores iguales, la impedancla de salida del circuito de la figura 23.9 es: 1 1+ G veces la del circuito de la figura 23.8, siendo G la ganancia del amplificador. T1

23.9 Estabilizador de tensión con diodo Zener y dos transistores. El condensador C aumenta considerablemente la capacidad del circuito para eliminar per turbaciones de RF. Todavía puede mejorarse más el circuito añadiendo un tercer transistor (figura 23.10). 478


En este circuito la mejora consiste en aumentar la corriente de carga maxima aumentando la ganancia del transistor T1. Para ello se conecta un transistor 73 entre colector de T2 y base de TI (figura 23.10). Tanto la base de T3 como el colector de T2 están conectados a la alimentación no estabili zada, a través de R v de forma que la ondulación que aparece a la entrada es reproducida en la salida. Esta ondulación puede reducirse añadiendo un segundo diodo Zener para proporcionar tensión constante en R r T2 y T3 (figura 23.11). rr

23.11 El mismo circuito estabilizador de la anterior, pero añadiendo un segundo diodo Zener para proporcionar tensión constante a Rr T2 y T3.

23.10 Estabilizador de tensión con diodo Zener y tres transistores.

La tensión Zener de este segundo diodo debe ser tal que se cumpla la igualdad:

^DZ2 — êrnin

^Smáx ^R5^S “ ^émín

^Smáx

R5

Dado que la tensión VBE de un transistor es sensible a las variaciones de temperatura, la corrien te a través del transistor comparador T2 variará con ésta. Como consecuencia, la salida del circui to de la figura 23.10 es también variable con la temperatura. Para los demás transistores el efecto de la temperatura puede ser despreciado, puesto que se hallan dentro del bucle de realimentación. Para reducir los efectos de los cambios de temperatura se reemplaza el transistor T2 de la figura 23.10 por un par de transistores gemelos T2 y T4 (figura 23.12). TI

23.12 El mismo circuito de la figura 23.10, pero reemplazandoJ2 por un par de transistores gemelos 12 yT4. 479

TELEVISIÓN

En el circuito de la figura 23.12 la tensión en R7 es igual a la diferencia entre la tensión de referencia Voz y la tensión VBE de T4. Por lo tanto, cualquier cambio en la tensión emisor-base de T4 produce un cambio igual y opuesto de la tensión en Rr Dado que T2 y T4 son del mismo tipo, una variación de temperatura ejerce igual efecto sobre ambos transistores, es decir, el efecto de una variación de temperatura en T2 es anulado por un efecto similar en T4 y la variación en Rr

ESTABILIZADOR DE TENSIÓN CON CIRCUITO INTEGRADO REGULADOR DE TENSIÓN En la actualidad está muy extendida la utilización de circuitos integrados reguladores de tensión, los cuales proporcionan una tensión de salida muy estabilizada. Estos integrados son de muy fácil conexión, ya que sólo poseen tres terminales: uno de entrada, otro de salida y un tercero común a la entrada y salida. Como ejemplo de uno de estos circuitos, en la figura 23.13 se ha dibujado parte del esque ma de una fuente de alimentación para suministrar la tensión de la primera reja del TRC, la baja tensión estabilizada para diversas etapas del receptor y la baja tensión para el arranque del cir cuito de horizontal. Veamos a continuación las peculiaridades de este circuito, muy utilizado en receptores de televisión en color, donde se requiere una buena estabilización de corriente. El circuito está diseñado para funcionar con 220 V, y está dotado, en la línea de conexión a la red, de un doble interruptor de puesta en marcha, un fusible de protección de 200 mA y un condensador antiparasitario de 6,8 nF que cortocircuita las posibles señales de RF que puedan llegar al receptor a través de la red. El rectificado de la tensión alterna obtenida en el secundario se realiza con un puente de cua tro diodos dispuestos en una única cápsula. En la salida del rectificador se obtiene una tensión continua de 23,4 V, la cual es sometida a un primer filtrado mediante el condensador electrolítico de elevada capacidad C 3 (4.000 piF). Este condensador está previsto para soportar una tensión máxima de 25 V. Una vez filtrada la corriente continua, se aplica por un lado al colector de 77 y, por otro, al diodo Zener BZX79 - C18 a través de Rv Este transistor, junto con el diodo Zener, forman un estabilizador de tensión en serie, igual al estudiado en páginas anteriores de este capítulo. La tensión estabilizada por el diodo Zener, y aplicada a la base de T I, es de 18,5 V, apareciendo en el emisor del transistor una tensión esta bilizada de 18,1 V. La tensión de emisor de 77 se aplica, a través de un diodo, al condensador de filtro C„, de 10 pF, el cual alisa aún más la tensión de alimentación. Esta tensión en C 4 ya es utilizable como tensión positiva de BT para el arranque del circuito de horizontal del televisor. Por otro lado, y tal como se puede comprobar sobre el esquema de la figura 23.13, la ten sión presente en C 4 se aplica al terminal 1 del integrado TDA1412, que no es más que un regu lador de tensión cuya entrada se efectúa a través de su terminal 1. En el terminal 2 (salida del TDA1412), se obtiene una baja tensión positiva estabilizada, que es utilizada para alimentar diversas etapas del receptor, así como para la alimentación de la primera reja del TRC. En todas las salidas del circuito de la figura 23.13 se han dispuesto condensadores de filtro para alisar al máximo la tensión continua de alimentación. Los valores de tensión obtenidos en cada una de las salidas son: +BT (arranque): 18,5 V. +BT (estabilizado): 12 V ± 5 %. Gl (TRC): 11 ,8 V. Todos estos valores de tensión están referenciados con respecto a masa.

480


+ 6 T ARRANQUE

23.13 Esquema de parte de una fuente de alimentación para receptor de televisión en color, estabilizada con transistor en serie e integrado regulador de tensión.

EJEMPLO DE FUENTE DE ALIMENTACIÓN PARA RECEPTOR DE TELEVISIÓN Antes de entrar en la descripción de este circuito, debemos decir que está dotado de circuitos para estabilizar las dimensiones de la imagen con relación a las variaciones de la tensión de red y, de la luminancia media. Para ello se puede recurrir a una etapa de salida de línea estabiliza da, en la que la señal de ataque está supeditada a la tensión de barrido, o bien estabilizar la ten sión de alimentación del barrido de línea. El transistor de la etapa estabilizada de línea debe funcionar por encima del codo de su carac terística, ya que en caso contrario se produce una fuerte disipación de potencia en el elemento acti vo de la red. Esta solución no es muy adecuada puesto que exige una gran potencia. En cambio, es posible estabilizar la tensión de alimentación, lo que elimina la causa principal de las variaciones. Para que las variaciones de luminancia no tengan influencia sobre las dimensiones de la ima gen, es necesario que la impedancia interna de la etapa de barrido de líneas sea pequeña, infe rior a 6 MQ, o bien, y dado que depende en parte de la fuente de alimentación, que ésta tenga una impedancia de salida inferior a un ohmio, lo cual es preferible. Esto sólo es posible conse guirlo con una fuente de alimentación estabilizada. En resumen, la función de la fuente de alimentación estabilizada no se limita sólo a reducir las consecuencias de las fluctuaciones de la tensión de red. En la figura 23.14 se puede ver el esquema completo de una fuente de alimentación para receptor de televisión en color. En él, el circuito que suministra bajas tensiones es el mismo que el de la figura 23.13. Se observa en el esquema de la figura 23.14 la presencia de las bobinas de desmagnetiza ción, las cuales se alimentan directamente de la red de corriente alterna. De la línea de entrada se toma directamente la tensión de red, que es rectificada por el diodo D1 (del tipo BY225), efectuándose una rectificación de media onda. La tensión continua de salida del rectificador se alisa en un filtro RC, obteniéndose así una tensión continua de 293 a 298 V, dependiendo si el televisor funciona con brillo y contraste al máximo o al mínimo respectivamente. Finalmente se somete la tensión filtrada a un proceso de estabilización con tres diodos Zener conectados en serie, apareciendo en ellos la alta tensión de alimentación para los circuitos hori zontal, sintonía y vídeo, siendo esta tensión de 290 V con brillo y contraste al mínimo y de 280 V con brillo y contraste al máximo.

FUENTES DE ALIMENTACIÓN CONMUTADAS Las fuentes de alimentación en modo conmutado o SMPS (Switched Mode Power Supplies) se han convertido en los sistemas de alimentación ideales para cualquier aparato electrónico, y

481

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TELEVISIÓN

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entre ellos merece la pena destacar su rápida introducción en los receptores de televisión. La razón debe buscarse en su elevado rendimiento, reducidas dimensiones y poco peso. Para el diseño de estas tuentes de alimentación se utilizan transistores rápidos y de alta tensión. La fuente de alimentación conmutada no es más que un convertidor que transforma la ten sión continua procedente de un equipo rectificador, en una tensión por impulsos. Para ello se utilizan transistores rápidos con una tensión de ruptura de unos 800 V, que pueden trabajar sin problemas con tensiones rectificadas de red de unos 340 V. Los transistores deben ser capaces de trabajar con velocidades de conmutación elevadas, pues han de trabajar con frecuencias por encima de la frecuencia de audio (unos 20 kHz).

PRINCIPIO DE FUNCIONAMIENTO DE UNA FUENTE DE ALIMENTACIÓN CONMUTADA En la figura 23.15 se ha dibujado el diagrama de bloques de una fuente de alimentación con mutada. El sistema consiste en rectificar y filtrar primero la tensión alterna de la red; luego esta ten sión rectificada se aplica a un conmutador electrónico, que la convierte en impulsos con una fre cuencia superior a 20 kHz. Estos impulsos se aplican al primario de un transformador con núcleo de ferrita, el cual trans fiere la energía al secundario, donde se disponen un nuevo rectificador y un filtro para obtener la c.c. necesaria para la alimentación del receptor. En la figura 23.15 se han dibujado también las formas de ondas obtenidas, aunque dado que los impulsos poseen una frecuencia superior a los 20 kHz la forma de onda de esta señal no guarda proporción con la de la tensión de entrada en lo que respecta a la duración de los impulsos, ya que resulta imposible un dibujo en proporción, de dos frecuencias de valores tan dispares. La tensión continua de salida se mantiene constantemente bajo control gracias a un circuito formado por un detector de nivel de tensión, el cual proporciona una señal de corrección que se aplica al circuito de control del conmutador. Cualquier variación en el valor de la tensión de salida produce un reajuste del tiempo de cie rre del conmutador, compensándose así cualquier variación en la salida, tanto si es debida a las fluctuaciones de la tensión de red como si es debida a variaciones de carga. C IR C U ITO DE CONTROL

C IRC UITO EXCITAD O R

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50

Hz

c. c.

20

kHz

23.15 Diagrama de bloques de una fuente de alimentación conmutada.

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TELEVISIÓN

En este tipo de alimentación, el transformador de salida, además de proporcionar el nivel de tensión continua deseada, permite una separación real entre la tensión continua de salida y la tensión de entrada de red. El sistema puede funcionar también a partir de una fuente de energía de corriente continua, como la de las baterías de pilas o acumuladores, ya que en la entrada no se utiliza transforma dor, es decir, la tensión alterna de la red es rectificada directamente, por lo que no existe incon veniente en aplicar una tensión continua a la entrada, con la polaridad adecuada, en cuyo caso el rectificador la deja pasar hacia el conversor de c.c. a c.a. El sistema es más complejo que el de las fuentes de alimentación clásicas, sin embargo, es muy bien aceptado por los profesionales por las ventajas que se exponen a continuación com parando los dos sistemas. Así, en una fuente de alimentación convencional se precisa de un transformador de entrada, de elevado precio, volumen y peso, el cual se utiliza para llevar la tensión de entrada al valor deseado para alimentar los circuitos del receptor (normalmente más bajo que el de red). A con tinuación se procede a un rectificado y filtrado, para lo cual se precisan condensadores electro líticos de capacidad muy elevada para poder compensar la caída de la tensión de red. Además, el valor de la frecuencia del rizado de la tensión rectificada es bajo, por lo que la capacidad y, por tanto, el volumen de estos condensadores es muy grande, agravando aún más la falta de espacio. En los receptores de televisión es necesario, además, añadir circuitos estabilizadores de ten sión con transistores de potencia, conectados en serie o en paralelo con la tensión rectificada. Estos transistores disipan un calor excesivo, por lo que deben refrigerarse mediante radiadores térmicos, que añaden un nuevo problema al espacio disponible y encarecen aún más el circuito. En las fuentes de alimentación conmutadas el nivel de la tensión de salida se obtiene median te un transformador con núcleo de ferrlta (dada la alta frecuencia de los impulsos que propor ciona el conmutador) en lugar de la plancha de hierro, por lo que sus dimensiones se reducen considerablemente, así como sus pérdidas. Otra ventaja de las fuentes de alimentación conmutadas es la de utilizar transistores de con mutación rápida y alta tensión, los cuales funcionan como interruptores, generándose en ellos poco calor. En consecuencia, se precisan radiadores de calor de menores dimensiones. En lo que respecta al rectificador y filtro que se disponen a la salida del transformador con núcleo de ferrita de una fuente de alimentación conmutada, destaca que la tensión continua de salida lleva superpuesta una ondulación cuya frecuencia es muy elevada y, por lo tanto, exigirá un condensador de filtro de capacidad mucho menor. En lo que respecta al rendimiento cabe decir que mientras éste es del 30 al 50 % en una fuente de alimentación convencional (según la potencia y tensión de salida), en una fuente de alimentación conmutada, y en las mismas condiciones de funcionamiento, el rendimiento alcan za entre 60 y el 90 %. Como inconvenientes de la fuente de alimentación conmutada cabe decir que, dada la ele vada frecuencia de funcionamiento, pueden producirse interferencias de RF y, además, es más difícil suprimir la ondulación residual por parte del condensador de filtro de salida. Estos Incon venientes son fácilmente superables introduciendo detalles específicos en el diseño del circuito así como utilizando condensadores de filtro con valores de resistencia e inductancia en serie realmente bajos.

CLASIFICACIÓN DE LAS FUENTES DE ALIMENTACIÓN CONMUTADAS La función de una fuente de alimentación conmutada en un receptor de televisión es convertir la tensión alterna de la red en una tensión continua estabilizada de 150 V, valor, éste, que se necesita para alimentar la etapa de salida de desviación horizontal. Para alimentar el resto de los circuitos del receptor se suelen derivar las tensiones, rectificando las salidas de los devanados del secundario del transformador de línea, tal como se ha estudiado en el capítulo 22 de esta obra.

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Para esto se pueden utilizar diversos circuitos de fuentes de alimentación conmutadas, pero son dos los tipos de convertidores más adecuados para un receptor de televisión: • El convertidor directo. • El convertidor de retorno. En el convertidor directo la energía se almacena en una inductancia de choque y se transfie re a la carga durante el período directo (de ahí su nombre) o período de conducción del transis tor interruptor. Dado que esta disposición se parece a la de un estabilizador de corriente conti nua en serie, también se la conoce con el nombre de fuente de alimentación conmutada en serie. En el convertidor de retorno la energía se almacena en la inductancia de choque durante el período de conducción del transistor y se transfiere a la carga durante la inversión o período de bloqueo del transistor interruptor. Por el mismo motivo que en el caso anterior, a esta fuente de alimentación también se la conoce con el nombre de fuente de alimentación conmutada en paralelo.

CONVERTIDOR DIRECTO Para facilitar el estudio de este circuito hemos dibujado en la figura 23.16 el esquema de princi pio del convertidor directo, así como las formas de onda de tensiones y corrientes presentes en diversas partes de él. En esta figura se ha representado con línea continua el sentido de circulación de corriente cuando el transistor está conduciendo y con línea a trazos el sentido de circulación de la corrien te cuando el diodo está bloqueado. Iniciemos nuestro estudio suponiendo que el transistor está conduciendo. En este caso el diodo queda polarizado en sentido de bloqueo, por lo que circula una corriente de carga del condensador y la energía se almacena en la inductancia de choque L. Al pasar el transistor al estado de bloqueo, la tensión en la inductancia de choque se invier te, con lo cual el diodo pasa al estado de conducción y la energía almacenada en la inductan cia se convierte en una carga electrostática en el condensador de salida. Si se varía el período de conducción del transistor, se puede controlar la energía almacena da en la inductancia de choque y, por lo tanto, el nivel de la tensión de salida en el condensa dor. Dado que es el diodo el que permite que la energía pase al condensador de salida cuan do el transistor está bloqueado, recibe el nombre de diodo de efecto de volante o diodo volan te. Cuando el diodo volante conduce, la tensión en la inductancia es igual a la tensión de salida estabilizada, ya que esta inductancia queda en paralelo con el condensador cuando conduce el diodo (figura 23.16). De acuerdo con esto, es posible obtener alimentaciones estabilizadas de baja tensión aña diendo al choque un devanado secundario y un diodo rectificador, tal como se verá más ade lante, por lo que este componente pasa a ser un transformador cuando tiene más de un deva nado. En este caso hay que tener presente que cualquier carga en la alimentación auxiliar redu ce la energía que se puede transferir al condensador de salida. Con el fin de reducir la impedancia interna del convertidor, es preciso que el diodo volante no esté polarizado en sentido de bloqueo antes de que el transistor pase al estado de conducción. Para ello la inductancia de choque ha de tener un valor mínimo, capaz de limitar el valor de pico a pico de la corriente de rizado a través de ella, al doble de la mínima corriente media de salida requerida. Este tipo de convertidor sólo puede aislarse de la red añadiendo un transformador de poten cia aislado de ella y un diodo rectificador de potencia, lo cual no es una solución económica para un receptor de televisión.

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23.16 Circuito de principio de un convertidor directo de c.c. a c.c., y formas de onda de tensiones y corrientes en diversos puntos de él.

CONVERTIDOR DE RETORNO En la figura 23.17 se ha dibujado el esquema de principio de un convertidor de retorno, o con vertidor inverso, así como las formas de onda de tensiones y corrientes en diversas partes del mismo. El funcionamiento del circuito de la figura 23.17 es como sigue: Cuando el transistor condu ce, el diodo queda polarizado en sentido de bloqueo y la energía se almacena en la inductancia de choque L. Cuando el transistor pasa al estado de bloqueo, la tensión en la inductancia se invierte y el diodo queda polarizado en sentido directo, pasando con ello a conducir. De esta forma, la energía almacenada en la inductancia se convierte en una carga electrostática en el condensador de salida. Para controlar la cantidad de energía almacenada en la inductancia de choque, y por lo tanto el nivel de la tensión de salida, basta con variar el tiempo de conducción del transistor. En el circuito convertidor de retorno toda la energía que se transfiere al condensador de sali da se almacena inicialmente en la inductancia, por lo que si se añade a ésta un devanado secun dario se obtiene un aislamiento de red entre la entrada y la salida de la fuente de alimentación

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23.17 Circuito de principio de un convertidor de retorno de c.c. a c.c., y formas de onda de tensiones y corriente en diversos puntos de él. conmutada. En este caso la oscilación transitoria de la tensión VCE del transistor puede reducir se al mínimo, disminuyendo la inductancia de fuga entre los devanados de choque, lo cual tam bién mejora el control del circuito. Para minimizar la impedancia interna del convertidor debe utilizarse una inductancia lo sufi cientemente alta como para asegurar que el diodo nunca esté polarizado en sentido de bloqueo antes de que el transistor empiece a conducir. La desventaja de este tipo de convertidor se encuentra en el hecho de que el condensador de salida solamente se carga cuando el transistor no conduce, por lo que la corriente de rizado a través del condensador de salida es mucho mayor que en el convertidor directo.

ELECCIÓ N DEL C O N VERTIDO R MÁS A D ECU ADO A UN RECEPTO R DE TELEVISIÓ N En las figuras 23.18, 23.19 y 23.20 se han dibujado los tres circuitos básicos de converti dor que pueden utilizarse en una fuente de alimentación conm utada para televisión. De ellos, el de la figura 23.18 es un convertidor directo y los de las figuras 23.19 y 23.20 son de retorno.

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F usible rápid o

23.18 Convertidor directo con protección contra cortocircuitos del transistor.

Cada uno de estos circuitos ofrece sus propias ventajas e inconvenientes, por lo que la elección de uno u otro para una fuente de alimentación conm utada depende, inevitable mente, de un com prom iso entre el coste del circuito y las características de diseño de un determinado receptor. Veamos cuales son las ventajas e inconvenientes de cada uno de ellos. Con referencia al convertidor directo de la figura 23.18 cabe decir que su principal ventaja estriba en el hecho de que tan sólo parte de la energía se transfiere a la carga cuando el tran sistor conduce. Como consecuencia, las prestaciones del transistor y del diodo son menos rigu rosas (menor producto VA), menor corriente de rizado del condensador de salida y un núcleo de sección más pequeña para la inductancia de choque. Además, las interferencias de la red son escasas debido al nivel relativamente bajo de los transitorios de conmutación (la tensión VCE del transistor está limitada a la tensión de entrada). Los inconvenientes del circuito de la figura 23.18 son: • No está aislado de la red. • Si se produce un cortocircuito entre colector y emisor del transistor, la totalidad de la ten sión de entrada queda aplicada a los circuitos de salida, por lo que, a menos que el tran sistor de salida de desviación horizontal esté excitado con una fuente de alimentación con mutada, será necesario conectar un tiristor en paralelo con la salida. Este circuito de pro tección, que se ha dibujado en la propia figura 23.18, garantiza que en el caso de que la tensión de salida exceda del límite prefijado, el tiristor conduce y con ello la fusión del fusi ble de entrada de la red. • Como consecuencia de la influencia que tiene la carga auxiliar en la corriente que circula por el diodo volante, la carga total de la alimentación auxiliar está limitada a un 40 % de la carga mínima de salida. Esto supone que si por un fallo se desconecta la carga principal del circuito, el funcionamiento queda afectado por no disponer de una alimentación auxi liar. Veamos ahora las ventajas e inconvenientes de los circuitos de las figuras 23.19 y 23.20, del tipo de retorno o inverso. El diseño puede realizarse conectando el transistor a una toma del devanado primario de la inductancia de choque, en cuyo caso es necesario controlar las sobreoscilaciones de la tensión de colector del transistor. Las principales ventajas de estos dos circuitos son las que enumeramos a continuación:

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23.19 Convertidor de retorno no aislado de la red, con alimentación auxiliar.

M

23.20 Convertidor de retomo totalmente aislado de la red. Posibilidad de aislamiento de la red de alimentación, añadiendo un devanado secundario a la inductancia de choque. No se precisa protección contra sobretensiones de salida en caso de cortocircuito del transistor, ya que si ello ocurriera, el diodo queda polarizado en sentido de bloqueo. La carga máxima posible en la alimentación auxiliar no depende de la corriente de salida de la red. Si, debido a un fallo, se desconecta la carga principal, la alimentación auxiliar sigue fun cionando, lo cual permite detectar fallos. Sus desventajas son: • La máxima tensión colector-emisor del transistor es igual a la suma de I/, + VQ (figuras 23.19 y 23.20), puesto que es la suma de las tensiones de los dos condensadores de entrada y salida, los cuales quedan conectados en serie, y toda la energía que se precisa en la salida debe almacenarse en la inductancia mientras conduce el transistor. Como con secuencia, se precisan unas prestaciones superiores del transistor y del diodo (mayor pro ducto VA) y del choque (mayor sección de su núcleo). En el circuito aislado de la red la ten sión \/CE del transistor es mayor que la del transistor del circuito no aislado de la red, debi do a la oscilación transitoria del transformador. • Como consecuencia de la mayor tensión VGE del transistor, y los mayores transitorios de conmutación, las interferencias de la red son más notables que las que ocasiona el con vertidor directo. Por tanto, el peor caso es el circuito con aislamiento de red. • Dado que la corriente del diodo se aplica al condensador de salida, éste debe ser capaz de soportar una corriente de rizado mayor que la del condensador de salida del converti dor directo.

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CIRCUITO DE CONTROL DE LAS FUENTES DE ALIMENTACIÓN CONMUTADAS A la base del transistor de salida de la SMPS debe aplicarse una señal de excitación, de forma que el transistor conmute de paso a bloqueo con una frecuencia cuyo límite inferior sea de unos 16 kHz. Este valor se ha tomado así porque está en el límite superior de las frecuencias audi bles, y con él el funcionamiento del circuito es silencioso. El límite superior de la frecuencia de conmutación se fijaen unos 50 kHz, debido a las pér didas en la inductancia de choque y en los componentes activos de conmutación. Así pues, la frecuencia de conmutación debe estar comprendida entre 16 y 50 kHz. Según el tipo de circuito de control utilizado, la frecuencia de conmutación es constante o dependiente de las variaciones de la carga y de la tensión de entrada de red. De acuerdo con esto, se pueden dividir los circuitos de control de las SMPS en dos grandes grupos:

• Circuitos de control de frecuencia variable. • Circuitos de control de frecuencia fija. En el caso de circuitos de control de frecuencia variable, la versión más sencilla es la fuente de alimentación conmutada autooscilante. En este circuito el transistor de salida se polariza pri mero en sentido directo (mediante un impulso inicial), y a continuación se excita con el devana do de la inductancia de choque de salida. El transistor de salida deja de conducir cuando el circuito de desconexión detecta que la corriente de colector alcanza un determinado valor. La frecuencia de conmutación de este tipo de SMPS cambia con las variaciones de la ten sión de red y de la carga de salida y, además, puede verse afectada por la acción de los siste mas de control remoto ultrasónicos del receptor. Un serio inconveniente de este circuito es que, debido al acoplamiento sin transform a dor, algunos com ponentes del circuito de control pueden resultar dañados si el transistor de salida se cortocircuita debido a un fallo, con lo cual se encarece la reparación, ya que es necesario reemplazar todos los com ponentes afectados, puesto que si no se hace así, el circuito de desconexión queda probablemente sin funcionar y la tensión de salida aumenta hasta un 40 % por encima de su valor nominal. Esto es un motivo más para disponer un cir cuito con tiristores de protección a la salida de este tipo de fuentes de alimentación con mutadas. El peor de los inconvenientes de este tipo de circuitos de control se encuentra en que los impulsos de control se inhiben si el transistor falla, lo cual dificulta la localización del fallo hasta tal punto que, en la mayoría de los casos, es preferible reemplazar el circuito completo, con el coste económico que ello supone. En el caso de circuitos de control de frecuencia fija para SMPS, es preciso incorporar un tran sistor de control, aparte y un oscilador. Aunque es posible su realización con componentes dis cretos, en la actualidad se realiza con circuitos integrados dadas las enormes ventajas de toda índole que los mismos proporcionan. En este caso el transistor excitador puede acoplarse al transistor de salida, bien sea en aco plamiento directo o mediante transformador, siendo este último preferible porque aumenta el rendimiento y fiabilidad del circuito. Aunque la frecuencia de conmutación puede ser cualquiera que esté comprendida entre 16 y 50 kHz, en el caso concreto de la televisión es aconsejable, por motivos que se exponen más adelante, que los impulsos de control de la fuente de alimentación conmutada estén sincroniza dos con los impulsos de retroceso de línea, de 15.625 Hz. La ventaja de estos circuitos de control fijo, con respecto a los de control de frecuencia varia ble, es que son más fáciles de reparar y más fiables, ya que no precisan de protección adicio nal contra cortocircuitos del transistor de salida.


PROTECCIÓN CONTRA SOBRECARGAS Dado que si, por cualquier circunstancia, aumentara el valor de la corriente que circula por la salida, esto dañaría al transistor de salida, se precisa disponer entonces de un sistema de pro tección en el circuito de control. Esta protección puede realizarse con un circuito simple, capaz de reducir el factor de trabajo de los impulsos de la corriente de salida, con lo cual la corriente media de colector se mantiene más o menos al nivel nominal de funcionamiento durante la sobrecarga. Sin embargo, con este circuito, el valor de pico de la corriente de colector del transistor de salida (durante un cortocircuito en la carga), depende de la impedancia del circuito de colector del transistor y del factor de trabajo mínimo que se puede obtener, el cual viene determinado por el tiempo de almacenamiento del transistor de salida y por el factor de trabajo mínimo del cir cuito de control. Como consecuencia, continúa la disipación de energía durante un cortocircui to y sigue existiendo el riesgo de destrucción del transistor de salida. Así pues, un circuito de protección simple no es válido en este caso, precisándose un cir cuito que desconecte totalmente la fuente de alimentación cuando la corriente de salida exce da de un valor previamente determinado. Este circuito conecta automáticamente la fuente de alimentación un instante después, pero con un factor de trabajo de la corriente de salida mucho menor (limitación del impulso de entrada) y lo aumenta progresivamente hasta alcanzar el valor nominal de funcionamiento. En el supuesto de que la sobrecarga persistiera, la SMPS vuelve a desconectarse y el ciclo de protección se repite indefinidamente. Si las alimentaciones de baja tensión del televisor se obtienen también de la SMPS, las corrientes que circulan tendrán que aumentar su valor normal varias veces antes de que el cir cuito de protección contra sobrecargas de la red empiece a funcionar. Como consecuencia, los circuitos de baja tensión deben protegerse mediante cortacircuitos fusibles, los cuales, además de proteger a los diodos rectificadores y a los devanados del transformador, proporcionan al reparador una eficaz indicación de dónde se encuentra la avería y, por lo tanto, facilitan su labor.

INTERFERENCIAS PRODUCIDAS POR UNA FUENTE DE ALIMENTACIÓN CONMUTADA El hecho de que las SMPS trabajen con una frecuencia de conmutación muy elevada, unido a la presencia en ellas de elevadas tensiones y corrientes, son las causas de la producción de cier ta cantidad de interferencias, las cuales se inyectan en la red de suministro eléctrico. La mayoría de países, entre ellos España, establecen unas especificaciones del nivel máxi mo permisible para las perturbaciones de red; por lo tanto, deben tomarse las adecuadas pre cauciones para evitar que dichas perturbaciones rebasen los niveles establecidos. Uno de los sistemas consiste en disponer un filtro LC entre la alimentación de red y la entra da a la fuente de alimentación. Este filtro reduce las interferencias simétricas de la red, debidas al flujo de corriente de rizado a través del rectificador de red de la SMPS, entre 15 y 20 dB por debajo del nivel máximo permitido por el Comité Internacional Especial de las Perturbaciones Radioeléctricas (CISPR). Para una mayor eficacia del mismo debe disponerse lo más cerca posi ble de la entrada de la SMPS. Para reducir las interferencias asimétricas de la red, que aparecen entre tierra y cada una de las fases de la red, y que son causadas por las corrientes que circulan a través de la capa cidad entre tierra y los componentes que llevan altas tensiones de c.a., se deben reducir las capacidades entre tierra y los distintos componentes que llevan altas tensiones de corriente alterna. En una SMPS aislada de la red la causa principal de este tipo de interferencias viene dada por la capacidad entre los devanados primario y secundario de la inductancia de salida, por lo que para reducirla basta con disponer un condensador entre el chasis y el lado del primario de la fuente de alimentación.

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No obstante, y por necesidades de aislamiento de la red, el valor de este condensador queda limitado a unos 5 nF, por lo que otro medio para reducir la capacidad entre devanados de la inductancia de salida consiste en disponer dos blindajes entre los devanados, uno de ellos conectado al extremo «frío» del devanado primario y el otro al chasis. Además de las interferencias citadas, las SMPS son causa de interferencias visibles en la pantalla del televisor, las cuales pueden reducirse tomando las siguientes precauciones: • Reduciendo la longitud del lazo de la corriente de conmutación. • Empleando diodos con característica de recuperación rápida. • Disponiendo condensadores de desacoplo en paralelo con los condensadores electrolíti cos. • No utilizando resistencias inductivas.

CIRCUITOS INTEGRADOS DE CONTROL PARA SMPS PARA RECEPTORES DE TELEVISIÓN Aunque resulta evidente que cualquier circuito puede ser diseñado con componentes discretos, en el caso de las fuentes de alimentación conmutadas se recurre al empleo de circuitos excita dores integrados, ya que si se opta por un circuito transistorizado éste será de diseño muy com plejo y empleará tantos componentes (especialmente si la fuente trabaja con una frecuencia fija), que resulta antieconómico. Efectivamente, para que un receptor de televisión trabaje de forma fiable con una SMPS es preciso que el circuito de control proporcione una excitación correcta a la base del transistor de salida de la SMPS en todas las condiciones de funcionamiento. Además, al circuito de control debe exigírsele las siguientes funciones: • Sincronización de los impulsos de control de la SMPS con los impulsos del oscilador de línea. • Controlar el factor de trabajo de los impulsos de salida de la SMPS para estabilizar la ten sión de alimentación del circuito de desviación de línea. • Amplificar el error para controlar la ganancia y estabilidad del lazo de realimentación. • Proporcionar una tensión de referencia para compararla con la tensión de realimentación. • Limitar la amplitud de las corrientes de entrada al hacer la conexión. • Protección contra sobrecargas y cortocircuitos. • Protección contra subtensiones de la red de alimentación. • Limitar al máximo el factor de trabajo de los Impulsos de control. Como verá el lector, son muchas las funciones que se requieren del circuito de control de una fuente de alimentación conmutada, por lo que su diseño con componentes discretos queda fuera de lugar. Por los motivos expuestos, los fabricantes de circuitos integrados han puesto a disposición de los profesionales una serie de integrados para el control de las SMPS. Nosotros describire mos a continuación algunos de ellos, fabricados por P h il ip s , que cumplen perfectamente con estas funciones. El primero que vamos a describir es el TDA2640. Se trata de un circuito integrado de control especialmente diseñado para fuente de alimentación conmutada, en el cual se dan las siguien tes propiedades: • • • • •

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Oscilador de frecuencia fija con posibilidad de sincronización. Control del factor de trabajo de los impulsos de salida. Arranque suave para evitar elevadas corrientes de entrada al establecer la conexión. Protección contra sobreintensidades. Protección contra bajas tensiones de alimentación.


• Protección contra altas tensiones de salida de la SMPS cuando las condiciones de traba jo son sin carga. El TDA2581 y el TDA8380A son otros integrados con las mismas propiedades del TDA2640, pero que además incorporan en el oscilador un control de fase, de modo que el transistor de desviación de línea puede excitarse con una tensión derivada de un devanado secundario de la inductancia de choque de salida de la fuente de alimentación conmutada.

SINCRONIZACIÓN DE LA SMPS Antes de entrar en el estudio de circuitos com pletos de SMPS, conviene decir que cuando ésta se emplea para alimentar el circuito de desviación de línea, aparecen los siguientes pro blemas: a) La carga que presenta el circuito de desviación horizontal varía con la frecuencia de línea y es posible modular la salida de la SMPS por medio de un lazo de realimentación de con trol. Como consecuencia, se genera una frecuencia de batido (diferencia entre la frecuen cia de la fuente de alimentación conmutada y la frecuencia de línea y sus correspondien tes subarmónicos), que se superpone a la tensión de salida de la SMPS. Si la fuente de alimentación conmutada no está asincronizada con el oscilador horizontal, debe conec tarse un filtro LC en la salida de la SMPS. b) Si la SMPS está bien blindada, radia energía que es captada por la antena, el sintoniza dor y las etapas de Fl. Si la SMPS está sincronizada con el oscilador horizontal, estas interferencias aparecen en la pantalla del receptor en forma de barra vertical durante la recepción de señales débiles. Si la fuente de alimentación conmutada no está sincroniza da con el oscilador horizontal, las interferencias aparecen en pantalla en forma de varias barras verticales distribuidas uniformemente, lo cual es menos perceptible por el especta dor. No obstante, con funcionamiento no sincronizado se han de tomar medidas para que los armónicos de orden superior de la frecuencia de conmutación de la SMPS y de la fre cuencia de línea queden sin efecto. De todas formas, la conmutación de la fuente de alimentación conmutada debe sincronizar se con el oscilador local, ya que ofrece las siguientes ventajas: • Condensador de filtro de valor más pequeño, que almacena menos energía y, por lo tanto, proporciona una mejora de las descargas. • Un circuito atenuador simple a la salida de la SMPS.

SMPS NO AISLADA DE RED CON CONVERTIDOR DIRECTO En la figura 23.21 tenemos el esquema simplificado de una SMPS, no aislada de la red, con convertidor directo, y en la que se utiliza el circuito integrado TDA2640, TDA2581 o TDA8380A, para ei control del transistor conmutador. En este circuito el puente rectificador se conecta directamente a la red de corriente alterna a través de un fusible de protección. Al rectificador se conecta un condensador electrolítico para el filtrado de la tensión rectificada. El transistor conmutador está protegido con un fusible rápido y, en paralelo con la salida, se dispone un circuito con tiristor y diodo Zener para la protección de los circuitos del televisor. En la figura 23.22 se ha dibujado el esquema simplificado de otra fuente de alimentación conmutada, no aislada de la red, con convertidor directo y procesador síncrono integrado TDA2571, la cual proporciona alimentación y excitación al circuito de desviación horizontal. En este circuito la excitación del circuito de desviación horizontal se obtiene de un devanado secundario.

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23.22 Esquema simplificado de una SMPS no aislada de red, con convertidor directo, para proporcionar alimentación y excitación al circuito de desviación de línea de un televisor.

FUENTES DE AUMENTACIÓN

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TELEVISIÓN

Para realizar el circuito de la figura 23.22 debe utilizarse el integrado TDA2581, puesto que el TDA2640 no dispone de control de fase. Mediante el detector de fase se controla el oscilador horizontal según la relación de fase entre los impulsos inversos horizontales y los impulsos de sincronismo horizontal del procesador de sincronismos del integrado TDA2571. Tanto en el circuito de la figura 23.21 como en el de la 23.22 una tensión de realimentación, que es proporcional a la tensión de salida de la fuente de alimentación, se compara con un nivel de referencia. La tensión de error resultante controla el ancho de los impulsos para el gobierno del transistor de excitación de la SMPS. Debido a que la tensión de salida de una SMPS directa es 8V (siendo 8 igual a los impulsos de control), la variación del factor de trabajo del impulso de salida 8 hace que varíe la transfe rencia de tensión de la SMPS para compensar las variaciones de la carga de salida y de la ten sión de red. El acoplamiento entre los transistores de excitación y de salida de los circuitos de las figuras 23.21 y 23.22 es mediante transformador, con el fin de obtener una fuente de bajo valor óhmico para la excitación de la base del transistor de salida. Los impulsos de salida de los integrados TDA2640 y TDA2581 son de sentido negativo para apli carlos a la base del transistor de excitación, el cual los invierte para hacerlos de sentido positivo.

SMPS NO AISLADA DE LA RED CON CONVERTIDOR DE RETORNO En lo que respecta a las fuentes de alimentación conm utadas no aisladas de la red y con convertidor de retorno, cabe decir que existen muchas posibilidades de circuitos distintos. En la figura 23.23 se ha dibujado el esquema sim plificado de un circuito típico de esta SMPS. En este circuito la SMPS está realizada de forma convencional, pero el chasis del televisor está conectado al positivo del cable de entrada de la alimentación, evitando así tener que utili zar una fuente de alimentación separada para el circuito de control de la SMPS.

SMPS AISLADA DE LA RED CON CONVERTIDOR DE RETORNO También en este caso son varios los circuitos posibles, dependiendo la elección del método que se emplee para obtener la señal de realimentación de error del circuito de salida de la SMPS. En la figura 23.24 se ha dibujado un circuito típico simplificado, realizado de forma que no es necesario aplicar una alimentación separada para el control de la SMPS. En el circuito de la figura 23.24 la señal de realimentación de error se obtiene de un devana do secundario de la inductancia de choque de salida de la SMPS. En la figura 23.25 se puede ver otro circuito en el que, además de proporcionar alimentación al circuito de desviación horizontal, le proporciona excitación. Se trata de un circuito en el cual debe utilizarse el integrado TDA2581 conjuntamente con el TDA2571. Debido a que la tensión de salida de una SMPS de retorno es 8l//n(1 - 8). donde n es la rela ción del transformador, la variación del factor de trabajo del impulso de salida 8 hace que varíe la transferencia de tensión de la SMPS para compensar las variaciones de la carga de salida y de la tensión de red. En el circuito de la figura 23.25 el integrado TDA2571 reconstituye los impulsos de sincro nismo horizontal recibidos, de forma que estén libres de ruidos e interferencias y sean indepen dientes de la compresión de los impulsos de sincronismo en la señal transmitida. En el TDA2581 estos impulsos son comparados con los impulsos de retroceso del circuito de desviación horizontal, y una señal con una amplitud proporcional a cualquier diferencia de fase es utilizada para controlar el período de la forma de onda en diente de sierra de un oscila dor de línea de tensión controlada.

496

23.23 Esquema simplificado de una SMPS no aislada de red, con convertidor de retorno, para proporcionar alimentación al circuito de desviación de línea de un televisor.

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TELEVISIÓN

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23.25 Esquema simplificado de una SMPS aislada de red, con convertidor de retorno, para proporcionar alimentación y excitación al circuito de desviación de línea de un televisor.

Realimentación


499

TELEVISIÓN

Así pues, el TDA2581 produce impulsos de salida de frecuencia de línea los cuales están compensados en fase para los retardos variables que se presentan entre el circuito de desvia ción horizontal y el oscilador de línea. Cuando estos Impulsos se utilizan para el control de una SMPS, proporcionando la alimen tación de c.c. en un televisor, los impulsos de excitación de desviación horizontal, temporizados correctamente, se pueden obtener también de la SMPS añadiendo un devanado secundario a la inductancia de choque de salida.

FORMA DE ALIMENTAR Y EXCITAR EL CIRCUITO DE DESVIACIÓN HORIZONTAL A PARTIR DE UNA SMPS La forma de onda de la señal de excitación que se aplica a la base del transistor de salida de desviación horizontal, debe tener un factor de trabajo de unos 0,5. Como las SMPS trabajan con una frecuencia de conmutación Igual a la de frecuencia de línea de televisión, y pueden funcio nar con un factor de trabajo de la corriente de colector del transistor de salida entre 0,4 y 0,5, se pueden utilizar para proporcionar la excitación de desviación horizontal. De esta forma se puede eliminar la etapa de excitación horizontal. Además, las SMPS con convertidor directo no necesitan el circuito de protección contra cortocircuitos. Todo lo expuesto supone un ahorro en el diseño del receptor, no siendo más complicadas las reparaciones de la fuente de alimentación de lo que podrían ser si se utilizase una etapa de desviación horizontal aparte. Con el fin de reducir la potencia disipada en el transistor de salida de desviación de alta ten sión durante el período de bloqueo, se suele conectar una inductancia en serie con la base, con la cual disminuye la corriente de base gradualmente y, con ello, se aumenta el intervalo entre el cambio de polaridad de la tensión de excitación y el instante de bloqueo del transistor de salida de desviación de línea. Existen dos formas de funcionamiento del transistor de salida de la SMPS y del transistor de sali da de desviación horizontal: Una es la simultánea, en la que ambos transistores conducen a la vez; la otra es la forma no simultánea en la que cuando un transistor conduce, el otro está bloqueado. En el caso de utilizar la forma simultánea debe tenerse en cuenta que la amplitud de la ten sión de excitación positiva depende de la tensión de red, por lo que cualquier fluctuación en el valor de ésta influye en el valor final de la corriente de base positiva del transistor de desviación. Además, en esta forma de funcionamiento, la amplitud de la tensión negativa de excitación es proporcional a la salida estabilizada de la fuente de alimentación conmutada. La pendiente de la corriente de base del transistor de desviación horizontal permanece constante durante el blo queo en el transcurso de las fluctuaciones de la tensión de red. En el caso de un funcionamiento no simultáneo, la amplitud de la tensión de excitación posi tiva es proporcional a la salida estabilizada de la fuente de alimentación conmutada. El valor final de la corriente positiva de base es aquí Independiente de dichas fluctuaciones. La amplitud de la tensión de excitación negativa, durante el bloqueo del transistor de salida de desviación, depende de la tensión de red. En este caso no influyen las fluctuaciones de la tensión de red en la pendiente de la corriente de base durante el bloqueo del transistor.

EJEMPLOS DE SPMS A lo largo de este capítulo se han estudiado los principios de funcionamiento y los circuitos bási cos de las fuentes de alimentación conmutadas. A continuación se finaliza el estudio con la exposición de varios circuitos completos. En la figura 23.26 se ha dibujado el esquema completo de una fuente de alimentación con mutada utilizando los Integrados TDA2571 y TDA2581. En este circuito, el TDA2571 es un procesador síncrono Integrado, cuyo esquema de blo ques se ha dibujado en la figura 23.27.

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23.26 Esquema Esquema del circuito completo de de control y excitación de una una SMPS.

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TELEVISIÓN

680

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A 23.27 Esquema de bloques del procesador síncrono TDA2571. La señal de vídeo se aplica al terminal 2 del TDA2571, el cual corresponde a la entrada de un circuito separador síncrono, donde se separan los impulsos de sincronismo horizontal de la señal de vídeo. Este circuito, además de separar los Impulsos de sincronismo horizontal, invier te el ruido, garantizando así que los impulsos de sincronismo queden prácticamente sin ruido ni interferencias. El separador de sincronismo extrae una muestra breve de cada impulso de sincronismo hori zontal, reteniendo los niveles de negro y de máximo sincronismo en los circuitos de muestra y mantenimiento. El nivel relativo de esta sección puede ajustarse externamente y se mantiene constante en un amplio margen de valores de los impulsos de sincronismo. El TDA2571 posee un oscilador de 31,25 kHz, el cual está sincronizado mediante los impul sos de sincronismo obtenidos de la sección anterior en un lazo de fase controlada (figura 23.27). El oscilador de 31,25 kHz se utiliza también para obtener los impulsos de puerta de salva, los cuales son independientes de las Impurezas de los impulsos de retroceso y de las variacio nes de la carga de MAT. La frecuencia de 31,25 kHz se aplica a un divisor por dos, para obtener la frecuencia de línea de 15,625 kHz, y a un divisor por 625 para obtener la frecuencia vertical de 50 Hz. La salida de sincronismo vertical se obtiene en el terminal 1 y la de sincronismo horizontal en el terminal 8 (figuras 23.26 y 23.27). Si, por cualquier circunstancia, más de 15 impulsos consecutivos del divisor están desfasa dos de los impulsos de sincronismo vertical del separador de sincronismo, los Impulsos del separador de sincronismo se emplearán para sincronizar el circuito de desviación vertical y el divisor por 625 se pondrá a cero. El sistema comprueba entonces si la relación del número de

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impulsos de sincronismo horizontal y vertical que se reciben durante 8 períodos de cuadro es normal. Si lo es, los impulsos de sincronismo que se generan internamente están de nuevo en fase, de forma que la salida del divisor por 625 se emplea de nuevo para sincronizar el circuito de desviación horizontal. El detector de fase, en el lazo de fase controlada del oscilador de 31,25 kHz, se contro la con los impulsos de sincronismo vertical para evitar oscilaciones en la parte superior de la imagen. Los impulsos de retroceso de línea obtenidos a la salida del terminal 8 del TDA2571 se apli can luego al terminal 3 del TDA2581, cuyo esquema de bloques se ha dibujado en la figura 23.28. El TDA2581 cumple las siguientes funciones básicas: • Generar impulsos de excitación de la SMPS, los cuales están sincronizados con los de sin cronismo horizontal, exentos de ruido, procedentes del TDA2571, y compensados por el retardo del circuito de desviación horizontal. Los impulsos de excitación se obtienen en el terminal 11 y se aplican a la base del transistor excitador de la SMPS a través de una resis tencia de 3,3 kQ (figura 23.26). • Control del factor de trabajo de los impulsos de excitación de la fuente de alimentación conmutada, con el fin de estabilizar la salida de la SMPS contra las fluctuaciones de la ten sión de red y de la carga de salida. • Controlar el factor de trabajo de los impulsos de excitación de la SMPS para evitar corrien tes iniciales positivas durante la conexión (arranque lento). • Proteger a la carga de la SMPS contra sobretensiones de salida de la alimentación con mutada. • Evitar elevadas tensiones de salida de la SMPS, en el caso de pérdida de la tensión de referencia en el terminal 10 . • Proteger contra funcionamientos incorrectos cuando la tensión de alimentación del TDA2581 es demasiado baja. • Evitar elevadas tensiones de salida de la SMPS si la tensión de realimentación en el termi nal 8 es demasiado baja debido a un lazo de realimentación defectuoso o en cortocircui to. Obsérvense en la figura 23.28 los circuitos de que consta el TDA2581. En ella tenemos el detector de fase y el VCO conectados en un lazo de fase controlada, que asegura el sincronis mo entre el diente de sierra del oscilador y los impulsos de sincronismo en el terminal 3. El circuito también compensa el desfase (principalmente el retardo del transistor de salida horizontal) de los impulsos de retroceso aplicados en el terminal 2 . Los im pulsos de sincronism o horizontal (exentos de ruido) procedentes del terminal 8 del TD8A2571, se aplican directam ente al detector de fase del TDA2581 (terminal 3), o bien a través de un transformador, según los requisitos de aislamiento de red. La am plitud mínima necesaria del impulso es de 5 V y la corriente máxima en el terminal 3 del TDA2581 de 1,5 mA. Los impulsos de sincronismo, exentos de ruido, aplicados al terminal 3 del TDA2581, disparan un circuito de cuadratura flip-flop, conectado a dicho terminal, que forma parte del integrado. El flip-flop permite que el terminal 3 acepte los impulsos diferenciales y, por lo tanto, que se pueda emplear un solo transformador de impulsos si se requiere aislamiento de la red. El detector de fase compara la salida del flip-flop con la información de fase de imagen apli cada al terminal 2 , y conmuta una fuente de corriente bídireccional en función de cualquier dife rencia de fase. La oscilación de la corriente de salida de la fuente (+1 mA a -1 ,5 mA) controla la carga del condensador conectado al terminal 1 (figura 23.26). El condensador de salida se carga a un valor medio de 1,5 V. La ganancia del lazo del detector de fase puede alcanzar un valor de 1,25 V/ ps, que junto con la sensibilidad de control del oscilador (4 kHzA/) da lugar a una ganancia total de lazo de fase controlada de 5 kHz/ps. Este valor se puede obtener conectando un condensador de sali-

503

TELEVISIÓN

Ajuste arranque lento y tiempo muerto

23.28 Esquema de bloques del integrado de control TDA2581. da de 6,8 nF, que se carga con un filtro de efecto volante conectado a través de dos resisten cias de 33 kQ, una al terminal 14 y la otra al terminal 15. Para conseguir una óptima estabilidad del lazo, su ganancia total debe reducirse a la mitad (2,5 kHz/ps). Para esto se emplea un condensador de salida de 2,7 nF y se reduce el valor de la resistencia conectada al terminal 14 a 18 kQ, con el fin de mantener la sensibilidad de control (figura 23.26).

504


La tensión en el condensador de salida del detector de fase (terminal 1), se aplica al oscila dor por medio de un filtro de efecto volante (figuras 23.26 y 23.28). Este filtro debe tener una constante de tiempo corta, para que el lazo de fase controlada res ponda rápidamente a las variaciones del impulso de retroceso, debido a los retardos en el cir cuito de desviación horizontal. La salida del filtro de efecto volante en el terminal 15 del TDA2581 se compara con una ten sión de referencia aplicada al terminal 14, y la diferencia entre estas dos tensiones genera una tensión de control del oscilador. El oscilador es básicamente un circuito flip-flop con su período de conmutación controlado por una resistencia y un condensador conectados al terminal 13 (resistencia de 41 k íi y con densador de 2,7 nF conectados al terminal 13 de TDA2581 de la figura 23.26). La salida del terminal 13 es una tensión en diente de sierra con una variación de amplitud que va desde 1,45 V a 3,95 V (2,5 V de pico a pico). El período normal de oscilación, con un condensador de 2,7 nF y una resistencia de 41 kQ, es de 64 s, que corresponde a la frecuencia de línea de la norma CCIR de 15,625 kHz. La corriente de carga para el condensador de 2,7 nF se obtiene del diodo Zener conectado al terminal 10 . El TDA2581 posee un amplificador de error (figura 23.28), el cual amplifica la diferencia entre la fracción de tensión de salida de la SMPS en el terminal 8 y la tensión en el diodo Zener (de 5,6 V a 7,5 V) conectado al terminal 10. La corriente en el terminal 10, para un diodo Zener de 6,8 V, es de 0,9 mA, la cual puede aumentarse conectando una resistencia entre los terminales 10 y la línea de alimentación de 12 V. Se puede compensar el rizado de la red aplicando una señal de rizado al terminal 8 (figura 23.26). La salida del amplificador de error es un nivel de c.c. proporcional a la variación de ia tensión de salida de la SMPS a su nivel prefijado. Este nivel se aplica al modulador de anchura de impul sos a través de una etapa separadora. La ganancia del lazo puede reducirse conectando una resistencia entre las entradas del amplificador de error (terminales 8 y 10 ). El amplificador de error consiste en un amplificador diferencial que proporciona salida sólo cuando la amplitud del diente de sierra del oscilador en una de sus entradas es menor que la salida del amplificador de error en la otra entrada. La alimentación del TDA2581 se realiza entre los terminales 9 (positivo) y 16 (negativo), sien do ésta de 12 V de c.c. y obtenida de la red rectificada V/ y una resistencia en serie. Para reducir la potencia disipada en el transistor excitador, su corriente media de emisor se aplica al terminal 9 del TDA2581. La tensión de emisor del transistor excitador, de la SMPS se estabiliza a 12 V mediante el diodo Zener BZX79-C12 y un condensador de desacoplo electro lítico de 68 F (figura 23.26). Como resumen, a continuación se relacionan cada uno de los terminales del TDA2581: Terminal 1: Salida del detector de fase. Proporciona una corriente entre +1 mA y -1 ,5 mA cuyo valor medio es proporcional a la diferencia de fase entre los impulsos de sincronismo horizontal apli cados al terminal 3 (procedentes del TDA2571) y los impulsos de retroceso horizontal en el ter minal 2. Entre este terminal y los terminales 14 y 15 (entradas del VCO) se conecta un filtro de efecto volante con una pequeña constante de tiempo. Terminal 2: Entrada al detector de fase de la información de la fase de la imagen. Puede ser un impulso de retroceso, o picos obtenidos en un pequeño transformador toroidal cuyo núcleo es saturado por la corriente de desviación de línea. Terminal 3: Entrada del detector de fase de los impulsos de sincronismo horizontal, reconstruidos y libres de ruido, procedentes del TDA2571.

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Terminal 4: Control de arranque suave. El condensador conectado a este terminal determina el número de repeticiones de arranque suave que pueden llevarse a cabo, antes de que la salida de la SMPS se desconecte permanentemente en caso de un fallo persistente. El terminal 4 también puede ser utilizado para paro remoto. Terminal 5: Control de arranque suave. Entre este terminal y el 16 (línea de retorno común) se conecta una red RC paralela. Mediante esta red se controla la velocidad con que aumenta el factor de trabajo de los impulsos, a partir de un valor bajo, hasta el valor de funcionamiento nominal, des pués de la puesta en marcha o después de un fallo transitorio. La red también Influye en el pe riodo de repetición del arranque suave durante un fallo persistente. Terminal 6: Protección contra sobrecargas. A este terminal se aplica una tensión proporcional a la corrien te /c del transistor de la SMPS, cuyo valor oscila entre -0 ,7 y +0,7 V. Para ello se dispone, en la línea de salida de la fuente una resistencia de 0,39 £2, la cual detecta la tensión que debe apli carse al terminal 6 a través de un filtro RC con una constante de tiempo de 1 s, evitando un accio namiento prematuro del circuito de protección producido por picos de interferencias. Terminal 7: Protección contra sobretensiones: Una parte de la tensión de salida de la SMPS se aplica a este terminal. Si la tensión es superior a la tensión de ruptura del diodo Zener conectado al ter minal 10 , se activa el circuito de protección contra sobrecargas. Terminal 8: Entrada de la tensión de realimentación. Este terminal está conectado internamente a un amplificador diferencial de error, siendo la otra entrada del amplificador el terminal 10 (tensión de referencia). La tensión en el terminal 8 debe ser igual a la de referencia aplicada al terminal 10 cuando la tensión de salida de la fuente esté en el nivel deseado. Al terminal 8 se conectan los siguientes circuitos: • Un divisor de la tensión de salida de la SMPS, formado por una resistencia de 150 k £2 en serie con una de 5,6 k£2 y un potenciómetro de 2,2 k£2, para ajustar el nivel de la tensión de salida de la fuente. • Una red compensadora de zumbido, formada por dos resistencias en serie (470 k£2 y 100 £2), la cual se conecta a la tensión de red rectificada, proporcionando al integrado una señal que contrarreste el zumbido residual presente en la salida de la fuente. • Una red RC formada por una resistencia de 560 £2 y un condensador de 4,7 pF en serie, conectada en derivación con la sección inferior del divisor de la tensión de salida de la fuente. Mediante esta red, junto con la impedancia de la red divisora de la tensión de sali da, se controla la ganancia en c.a. del bucle del sistema de control del factor de trabajo. Terminal 9: Alimentación positiva. La tensión positiva que debe aplicarse a este terminal es de 12 V, sien do el consumo típico de corriente de 15 mA. Si la tensión de alimentación desciende por deba jo de 9,4 V, el circuito de protección desconecta la SMPS. Terminal 10: Entrada de referencia. Entre este terminal y el 16 (retorno común) se conecta un diodo Zener de 6,8 V que proporciona la tensión de referencia. Terminal 11: Salida de colector abierto. El colector del transistor de salida conectado a este terminal está protegido contra sobretensiones, por medio de diodos recortadores internos. Entre este termi-

FUENTES DE ALIMENTACION

nal y la tensión de red rectificada, se conecta una resistencia que determina la corriente de exci tación de base del transistor excitador de la SMPS. Terminal 12: Limitación del factor de trabajo del impulso de salida. El máximo factor de trabajo que puede obtenerse para los impulsos de salida en el terminal 11 puede limitarse fijando la tensión en el terminal 12 a un nivel de c.c. a partir de una fuente de baja resistencia. Entre el terminal 12 y el retorno común se conecta un condensador para evitar que señales espúreas de bajo valor pue dan llegar al terminal 8 y provoquen una conmutación errónea del modulador de ancho de impulsos. Terminal 13: Control de la frecuencia del oscilador. Este terminal se conecta al punto de unión de una red RC conectada entre el terminal 10 (referencia) y el retorno común. El período de oscilación nomi nal es de 64 ps (f= 15.625 Hz), conectando un condensador de 2,7 nF al terminal 13 y una resis tencia de 41 k ü al terminal 10. No es necesario el ajuste de esta frecuencia si se utilizan, en esta red, componentes con una tolerancia del 1 %. Terminales 14 y 15: Filtro de efecto de volante (véase terminal 1). Terminal 16: Retorno común. A este terminal se conecta el negativo de la alimentación de 12 V. En la figura 23.29 se tiene el esquema completo de otra SMPS, en la que se utiliza el inte grado TDA2640, aunque puede utilizarse también el TDA2581. El transistor de salida de la fuente de alimentación conmutada es un BU426, de conmuta ción rápida y capaz de soportar una tensión VCE de 700 V en el instante de paso a conducción. El transistor excitador es un BSX21, alimentado desde la tensión rectificada de la red, no estabilizada, a través de una resistencia de 18 k£2. La etapa excitadora está acoplada por transformador al transistor de salida BU426. La tensión de excitación de paso a bloqueo del BU426 aumenta desacoplando la tensión de alimentación del excitador con un condensador de baja capacidad (5,6 nF). Si el transistor excitador está polarizado permanentemente en sentido directo (por ejemplo mientras la salida está coitocircuitada), su tensión de alimentación tiende a disminuir de forma osci lante. Por lo tanto, y para evitar que la primera excursión negativa de esta oscilación haga condu cir al BU426, se conecta un diodo BAX12 en paralelo con la alimentación de la etapa excitadora. La inductancia de choque de salida está devanada sobre un núcleo de ferroxcube, siendo la inductancia del primario de unos 6 mH. Dos redes CDR conectadas al primario del devanado de la inductancia de choque de salida, limitan el valor de pico y la velocidad de subida de la tensión t/CE del transistor de salida. El integrado TDA2640 se polariza a partir de la corriente filtrada del emisor del transistor exci tador, con lo cual se aumenta el rendimiento del circuito. El TDA2640 regula la tensión de salida de la SMPS de acuerdo con una señal de error pro cedente de un devanado de referencia de la inductancia de choque de salida. Con el fin de evitar la influencia de oscilaciones parásitas sobre la información de la señal de error, se dispone, en la salida del devanado de referencia, un circuito integrador antes de rectificarla. Al terminal 10 del TDA2640 (amplificador de error) se le puede aplicar una muestra del riza do presente en la entrada de corriente continua de la SMPS a través de una resistencia de 3,9 MÍ2, con lo que se obtiene una supresión eficaz del rizado. En la figura 23.30 se ha dibujado el esquema de los circuitos de control y procesador de sin cronismos de una SMPS que utiliza los integrados TDA2582 y TDA2576 de P h il ip s . El TDA2582 es un integrado para el control de SMPS, provisto de circuitos que permiten excitar la etapa de desviación horizontal.

507

TELEVISIÓN

23.29 Esquema de una SMPS aislada de la red con el TDA2640.

Las características más importantes del TDA2582 son: • • • •

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Oscilador horizontal controlado por tensión. Detector de fase. Control del ciclo de trabajo mediante el transitorio de paso a cero en la señal de salida. El ciclo de trabajo aumenta desde cero hasta su valor nominal en el momento de la conexión.


impulso almona

23.30 Esquema de los circuitos de control TDA2582y procesador de sincronismos TDA2576, de una SMPSpara televisor en color.

509

• Máximo ciclo de trabajo ajustable. • Protección contra sobretensión y sobrecogiente con arranque automático después de la desconexión. • Circuito contador que desconecta permanentemente al circuito después de n veces que persiste una sobrecorriente o una sobretensión. • Protección en caso de tensión de referencia elevada (diodo Zener abierto). • Protección en caso de tensiones de alimentación demasiado bajas. • Protección contra fallos en el caso de reallmentaclón. • Arrastre positivo del ciclo de trabajo y tensión de realimentación cuando la tensión realimentada sea 1,5 V más baja que la tensión de referencia. Se trata de un integrado muy similar al TDA2581, con la diferencia de que el transitorio de paso a cero de la señal de salida es el que controla el ciclo de trabajo, en lugar del transitorio de paso a positivo. En el circuito de la figura 23.30 el TDA2582 se puede disparar aplicando el Impulso de sali da (diferenciado) al terminal 14. En este caso no se utiliza el detector de fase que incorpora el TDA2582, y sus terminales 1, 2 y 3 se ponen al potencial de masa, ya que el mismo detector está incluido en el TDA2576. El control remoto puede llevarse a cabo utilizando indistintamente los terminales 4 o 5 del TDA2582. Para ello se sustituye el condensador conectado al terminal 4 de la figura 23.30 por una resistencia de 5,6 k £ l Si la tensión aplicada a este terminal está por encima de 5 V la sali da del integrado permanece en nivel alto. Para volver a conectar es necesario bajar la tensión en el terminal 4, después de lo cual la fuente arranca progresivamente a partir de un ciclo de trabajo pequeño. Con este método no es posible contar el número de conexiones y desconexiones antes de desconectarse definitivamente, puesto que se ha eliminado el condensador. Si se desea llevar la cuenta de conexiones y desconexiones, se utilizará el terminal 5. Si sube la tensión en este terminal a través de una resistencia, se obtendrá una desconexión gradual, disminuyendo progresivamente el ciclo de trabajo. Si la tensión en el terminal 5 baja, se obten drá una conexión progresiva empezando por un ciclo de trabajo pequeño. Con este fin se puede utilizar un transistor PNP con una resistencia de 10 k £ l

Abreviaturas acrónimos y singlas utilizadas en esta obra

A ACC AGC AFC AM APC AV BF BLU C c.a. CAC CAF CAG CATV c.c. CCIR CEI Cl CISPR DICS DIL DL FCC

FET Fl FM GND IC

Azul. Automatic Colour Control. Control automático de color. Automatic Ganance Control. Control automático de ganancia. Automatic Frecuence Control. Control automático de frecuencia. Amplitud modulada. Automatic Phase Control. Control automático de fase. Audio-Vídeo. Baja frecuencia. Banda lateral única. Croma. Señal de croma. Corriente alterna. Control automático de color. Control automático de frecuencia. Control automático de ganancia. Comunity Antenna Televisión. Televisión por cable. Corriente continua. International Radio Consultative Commitee. Comité Consultivo Internacional de Radio. Comité Electrotécnico Internacional. Circuito integrado. Comité Internacional Especial de las Perturbaciones Radioeléctricas. Digital Channel Selection. Selección de canales digital. Dual In Line. Encapsulado de circuitos integrados en doble línea. Delay line. Línea de retardo. Federal Communications Commision. Comisión Federal de Telecomunicaciones de los EE.UU. Field Effect Transistor. Transistor de efecto de campo. Frecuencia intermedia. Frencuencia modulada. Ground. Masa. Integrated Circuit. Circuito integrado.

LSI MAC

MAT NF nf NTC NTSC

PAL PE PEE PVC QSS R RAM RF R.O.E. ROM r.p.m. SFA SIL SM PS S/N SRL TRC UHF V VCO VC R VHF Y

Large Scale Integration. Integración a gran escala. Multiplex Analog Component. Sistema de multiplexado de los componentes analógicos. Muy Alta Tensión. Noise Figure. Figura de ruido. Noise factor. Factor de ruido. Negative Temperature Coefficient. Coeficiente de temperatura negativo. National Televisión System Commission. Comisión nacional de sistemas de televisión de los EE.UU. Phase Alternating Line. Línea de fase alterna. Polietileno. Polietileno expandido. Cloruro de polivinilo. Quasi Split Sound. Sonido casi separado. Rojo. Random Access Memory. Memoria de acceso aleatorio. Radiofrecuencia. Relación de Ondas Estacionarias. Read Only Memory. Memoria de sólo lectura. Revoluciones por minuto. Sintonía fina automática. Single In Line. Switched Mode Power Supply. Fuente de alimentación en modo conmutado. Signal/Noise. Relación señal/ruido. Structural Retum Loss. Pérdidas acumulativas por reflexión. Tubo de rayos catódicos. Ultra High Frequency. Ultra alta frecuencia. Verde. Voltage Control Oscilator. Oscilador controlado por tensión. Video Cassette Recorder. Grabador de vídeo en casete. Very High Frequency. Muy alta frecuencia. Luminancia. Señal de luminancia.

511

índice

1 Conceptos generales sobre televisión Introducción El ojo humano Poder separador del ojo humano Reproducción de una imagen por puntos Exploración de la imagen Número de puntos y líneas en que se descompone una imagen de televisión Campo Cuadro Exploración entrelazada de la Imagen Señal de imagen Espectro de frecuencias de una emisora de televisión Canales de televisión El receptor de televisión

7 7

8 10 11

11 14 15 15 18

21 21 23

27 28 29 31 31 36 37 39 40

3 Sistemas de televisión en color Introducción La información de color o crominancia La cámara de televisión en color Compatibilidad y retrocompatibilidad Señal compuesta de televisión en color Sistemas vigentes de televisión en color Señal de luminancia en el sistema NTSC

50 51

53 54 57 59 60 61 61 62 62 63 64

4 Antenas Yagi

2 Normas de televisión Introducción Sistemas de modulación de la portadora de televisión Impulsos de sincronismo Señal salva de color (burst) Las normas de televisión Norma CCIR de 625 líneas Norma inglesa de 405 líneas Norma francesa de 819 líneas Norma americana de 525 líneas

Señales de crominancia Representación gráfica Encaje de las informaciones (R-Y) y (/A—V) en la banda de frecuencias asociada a la luminancia Y Modulación de la subportadora de color Sustitución de las señales (R-Y) y f/\-Y) por los vectores I y Q Supresión de la subportadora Banda de paso necesaria para la crominancia Sistema SECAM SECAM I SECAM II SECAM III SECAM IV El sistema PAL

43 44 46 46 47 47 48

Introducción Intensidad de campo eléctrico Polarización de una antena Efecto direccional de una antena El reflector El director Relación antero-posteríor de una antena Ganancia de una antena Propagación de las ondas radioeléctricas Longitud eléctrica de una antena dipolo Longitud física de una antena dipolo Antena dipolo sencillo para televisión Antena dipolo doblado para televisión Antena dipolo doblado con elemento reflector Antenas dipolo doblado con elemento reflector y un director Antenas Yagi con más de un director Antena con reflector diedro Otros tipos de antenas Punto de conexión de una antena Adaptadores de impedancia

67 67 69 69 70 70 71 71 71 74 76 77 78 79 80 81 81 82

86 88 513

TELEVISIÓN

5 Mezcladores y separadores Introducción Fundamentos de los mezcladores y separadores Mezclador asimétrico Separador asimétrico Conjunto mezclador asimétrico para varias señales Conjunto separador asimétrico para varias señales Forma constructiva de los mezcladores y separadores

89 89 90 91 91 93 94

6 Amplificadores de antena Introducción Niveles de señal en una toma de televisión Preamplificador de antena Tipos de amplificadores Atenuadores Características de los amplificadores y preamplificadores de antena Ganancia Nivel máximo de salida Pérdida de retorno entrada/salida Selectividad Relación señal/ruido (S/N) Temperatura de ruido y factor de ruido Figura de ruido Fuente de alimentación Conexión de los amplificadores monocanales Características técnicas de los repartidores y mezcladores para amplificadores de antena Técnica Z Amplificador de banda ancha Filtro trampa Filtro paso-canal Conversores Características técnicas de los conversores

95 96 96 97 98 98 99 99 100 101 101 101 102 104 105

514

123 125 126 127 129

1 31 131 133 133 135 136 137 138 140

8 Sintonizador Introducción Partes constituyentes de un sintonizador Cualidades que deben exigírsele a un sintonizador de televisión Circuito de entrada Amplificador de RF Conversor de frecuencias Sintonización mediante diodos de capacidad variable Sintonizador VHF-UHF

141 141 142 143 144 146 151 153

9 Sintonía digital 105 106 111 112 113 114 115

7 Línea de bajada de antena Introducción Resistencia eléctrica de una línea de transmisión Impedancia de una línea Coeficiente angular Velocidad de propagación Capacidad nominal Tensión máxima de servicio Potencia máxima Temperatura límite de la cubierta Atenuación

Relación de ondas estacionarias Porcentaje de pérdida en la línea Cable coaxial Partes constituyentes de un cable coaxial Características técnicas de los cables coaxiales Cálculo de la atenuación de una cable coaxial a una determinada frecuencia Elección del cable de bajada de antena Conectores Repartidores Características técnicas de los repartidores Derivadores Características técnicas de los derivadores Caja de toma de antena •Características técnicas de las tomas de toma de antena

117 117 119 1 21 121 121 122 122 122 122

Introducción Composición de un sistema de selección de canales digital Sistema de sintonía Control y memorización de programas Bus de datos de programa y canal Control local y control remoto Bus de datos de las órdenes Memoria Módulo de visualización

159 161 161 163 165 167 169 170 171

10 Amplificador de Fl Introducción Ancho de banda en las etapas de Fl de un televisor Frecuencias intermedias de audio, vídeo y croma Características generales de los amplificadores de Fl

175 176 177 178

ÍNDICE

Sistemas de amplificación de la Fl Forma de obtener la curva de respuesta en las etapas amplificadoras de Fl Filtros Trampa en paralelo Trampa en serie Trampa de absorción Trampa degenerativa Trampa en puente T Disposición de los circuitos trampa en los amplificadores de Fl Acoplamiento entre etapas amplificadoras de Fl Ganancia de un amplificador de Fl Neutralización Etapa final del amplificador de Fl Polarización de las etapas amplificadoras de Fl Particularidades de los amplificadores de Fl en los receptores de televisión en color Ejemplo de un amplificador de Fl de vídeo transistorizado Amplificador de Fl de vídeo con circuito integrado

179 180 183 183 184 185 185 186 187 189 193 194 195 196 197 199 200

11 D em o d u la d o r de vídeo

Introducción Demodulador de vídeo monocromático Demodulador de vídeo para receptores en color Obtención de la Fl de audio Demodulador síncrono integrado

207 208 212 214 216

12 C o ntro les auto m ático s de gan an cia y frecu en cia

Circuito limitador-oscilador Ejemplos de amplificadores de Fl de audio transistorizados Fl de audio en circuitos integrados

246 247 251

14 D em o d u la d o r de audio

Introducción Circuito demodulador básico Demodulador Foster-Seeley Demoduladores de relación Demodulador de relación básico Demodulador de relación desequilibrado Demodulador de relación equilibrado Demodulador de cuadratura Demodulador de audio en cuadratura con tecnología QSS Circuito de deénfasis Demodulador en cuadratura integrado

255 255 258 260 261 263 264 265 266 268 268

15 A m p lificad o r de audio

Introducción Preamplificador de audio transistorizado Preamplificador de baja frecuencia integrado Amplificador de salida de audio transistorizadas Amplificadores de salida de audio integrados Control de volumen Control de tono Disipadores de calor Altavoz

273 273 274 275 281 284 285 287 287

16 D ec o d ifica d o r Pal

Introducción Control automático de ganancia (CAG) Clasificación de los circuitos de CAG Puntos de aplicación del CAG CAG no manipulado CAG manipulado CAG por impulsos CAG retardado Conexión de la línea de CAG a las etapas amplificadoras de RF y Fl Control automático de frecuencia (CAF) Circuitos de CAG y de CAF integrados

221 221 222 222 223 225 226 228 231 232 236

13 A m p lificad o r de Fl d e audio

Introducción Constitución de las etapas de audio de un televisor Señal de audio Obtención de la Fl de audio en receptores monocromáticos Amplificador de Fl de audio

239 241 241 243 245

Introducción Circuito decodificador PAL Decodificador PAL transistorizado Circuito de arrastre de color Amplificador de croma y CAC Línea de retardo Circuito de conmutación para R -Y Detector de fase de salva Oscilador de la subportadora de color Etapa de reactancia Circuito de identificación de color Circuito biestable Circuito demodulador síncrono y matriz de color Decodificador PAL integrado

291 291 293 294 294 295 299 300 301 302 304 306 307 309

17 A m p lificad o res de cro m a

Introducción Amplificador transistorizado de diferencia de color Redes de compensación de frecuencia

315 315 319

515

TELEVISIÓN

Protección de los circuitos de fijación de nivel, transistores de salida y tubo de rayos catódicos Amplificadores de croma excitados por un decodificador integrado Etapa de salida en clase A Etapa de salida clase AB con dos transistores NPN Amplificador de salida de croma, clase AB con transistores complementarios Amplificador de salida de croma, clase B, con transistores complementarios Ejemplo de amplificadores de croma

320 321 325 327 329 330 333

18 S e p ara d o r de los im pulsos de sincronism o

Introducción Impulsos de sincronismo según norma CCIR Impulsos de sincronismo según norma FCC Separación de los impulsos de sincronismo Circuitos separadores de impulsos de sincronismo Separador de impulsos de sincronismo con diodo Separador de impulsos de sincronismo transistorizado Separador de impulsos de sincronismo con bloqueo intermitente de ruido Separación de los impulsos de sincronismo verticales de los horizontales Circuito diferenciador Circuito integrador Selección de los impulsos de sincronismo en circuitos transistorizados Desfasador Circuito integrado separador de impulsos de sincronismo

341 341 345 345 348 348 350 353 354 355 357 358 359 360

19 C ircuitos de desviación de cuadro

Introducción Circuitos de desviación vertical Generador de tensión en diente de sierra Oscilador de efecto Miller Oscilador de bloqueo Elección del oscilador Amplificador de la señal de desviación de cuadro Amplificador de salida de desviación de cuadro Amplificadores de salida de cuadro clase A Amplificadores de salida de cuadro clase B Funcionamiento del amplificador de salida de cuadro Circuitos de corrección Ejemplo de circuito de desviación de cuadro

516

363 363 366 369 373 377 378 379 380 382 382 385

transistorizado con oscilador Miller Ejemplo de circuito de desviación de cuadro transistorizado con oscilador de bloqueo Ejemplo de circuito de desviación en cuadro transistorizado con transistor conmutador Ejemplo de circuito de desviación de cuadro con amplificador de salida complementario clase B Circuitos de desviación de cuadro integrados

386 386 388 389 391

20 C ircuitos de desviación de línea

Introducción Características de la corriente en diente de sierra para la desviación de líneas Comparador de fase y frecuencia Detector de fase equilibrado Detector de fase desequilibrado Generador de la tensión en diente de sierra Discriminador horizontal Ejemplos de circuitos comparadores Oscilador de líneas Generador de impulsos de acoplamientos cruzados Generador de impulsos acoplado por los emisores Oscilador de bloqueo con constante de tiempo conectada al em ¡sor Oscilador de bloqueo con constante de tiempo en el circuito de base Oscilador Colpitts Oscilador FHartley Acoplamiento del oscilador Hartley al amplificador de línea Amplificador de línea Etapa de control Etapa separadora y amplificadora Ejemplo de circuito amplificador-excitador Etapa de salida horizontal Principio de funcionamiento de la etapa de salida horizontal Corrección de la no linealidad Sistema de salida de barrido con tiristor Circuito integrado de sincronización horizontal/vertical

397 397 399 399 401 403 403 404 406 407 412 414 416 417 418 419 420 421 423 424 425 425 430 434 435

21 Tubos de rayos cató dico s tricro m ático s

Introducción Constitución de un tubo de rayos catódicos La emisión termoiónica Cañón electrónico Ánodo final Disposición de los cañones en el cuello del TRC

439 439 440 441 443 444

ÍNDICE

Principio de la autoconvergencia Tubo de imagen autoconvergente Los cañones electrónicos Pantalla Ampolla Blindaje magnético Bobina de desimantación Unidad de desviación

445 448 448 450 451 452 452 453

22 C ircu ito de M at

Introducción Transformador de salida de línea Obtención de la MAT con rectificación directa por válvula Obtención de la MAT con rectificación mediante diodo semiconductor Obtención de la tensión de MAT con multiplicador de tensión Obtención de la tensión de MAT mediante diodo escalonado

455 455 456 459 462 463

23 Fuentes de alim entación

Introducción 469 Clasificación de las fuentes de alimentación 469 Fuente de alimentación sin transformador y con rectificador de media onda 469 Fuente de alimentación con transformador y rectificador de doble onda 471 Fuente de alimentación con rectificador en puente

y estabilización con diodo Zener Estabilizadores de tensión Estabilizador de tensión con circuito integrado regulador de tensión Ejemplo de fuente de alimentación para receptor de televisión Fuentes de alimentación conmutadas Principio de funcionamiento de una fuente de alimentación conmutada Clasificación de las fuentes de alimentación conmutadas Convertidor directo Convertidor de retorno Elección de un convertidor más adecuado a un receptor de televisión Circuito de control de las fuentes de alimentación conmutadas Protección contra sobrecargas Interferencias producidas por una fuente de alimentación conmutada Circuitos integrados de control para SMPS para receptores de televisión Sincronización de la SMPS SMPS no aislada de la red con convertidor directo SMPS no aislada de la red con convertidor de retorno SMPS aislada de la red con convertidor de retorno Forma de alimentar y excitar el circuito de desviación horizontal a partir de una SMPS Ejemplos de SMPS

472 473 480 481 481 483 484 485 486 487 490 491 491 492 493 493 496 496

500 500

517

Enciclopedia Del Técnico en Electrónica – Tomo 3 – Ceac

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