Schaltungssammlung ür den Amateur
•
Vierte Lieferung ·!.Aulage
Mobile Sammlung
\�
von Grundschaltungen und Varianten
Militärverlag
Herausgegeben von
der
Dipl.-lng. Klaus Schlenzig
•
Deutschen Demokratischen
und Dipl.-Joum.,
Republik
lng. Wolfgang Stammler
·
Redtionsschluß: 30.April1985
Autoren Blatt 2-1Ing. Dker Mögel . Blatt 3-1 bis 3-2 Ing.Kari-Heinz Blsing Blatt 3-3 bis 3-10 Ing. Detmar Schiler Blatt 4-1 bis 4-5 lng. Geog Engel Blatt 4-6 bis 4-11 Ing. HasJochen chulze Blatt 4-12 bis 4-15 Dpl.-lng.Albecht Fscher Blatt 4-16 bis 4-19 )ipl.-lng. Eberhad Meinel Blatt5-1 bis 5-4 Dipl.-lng. Stefen Wütenbeger Blatt 5-5 bis 5-6 Dipl.-Pd.Jügen Rempt Blatt 6-1 bis 6-12 Dpl.-lng. Günter Wame Blatt 6-13 bis 6-18 Dipl.-lng.Joachim Czepa Blatt 6-19 bis 6-2Q Dipl.-lng. Gerad Gümmer Blatt 7-1 bis 1-5 lng.Fank Sicha Blatt 8-1 bis 8-3 Dr.lng. Michael Rentsch Blatt 8-4 bis 8-8 lng; i'ried Müler Blatt 9-l bis 9-2 Dr.lng.CasKühnel Blatt 10-1 bis 10-13 Dr. Günter Miel Blatt 11-1 bis 11-6 Dipl.-lng. Wofgang Schlegel Blatt 11-7 bis 11-10 Ing. Has-we Fortier Blatt 12-1 bis 12-4 Dipl.-lng. Ged hiele Die aktuelle Übericht Dipl.-lng. Wafang Schegel
•
Schaltungssmmlung ür den Amateur: 4. Liefeung I Klaus Schlenzig; Wolfgang Stmmler [u. a.] Berlin: Militäverlag der DDR VEB), 1986. 200 S.: 365 Bilder
ISBN 3-327-00106-5 LAulage
© Militäverlag der Deutschen Demokratischen Repubik
VEB) - Berlin, 1986 Lizenz-Nr. 5 nted in he Geman Democratic Republic Gesamh�stellung: INTERDRUCK Graphischer Großbetrieb Leipzig, Betrieb der ausgezeichneten Qualitätsrbeit, Ill/18/97 Lektor: Ste'en Wütenbeger H�nn ypograie: Helmut . SV 3539 Bestellnumer: 7 4 6 786 3
01600
1
SCHALTUNGSSAMMLUNG VierteLieferung ·19�6 Kapitel
Kapiel1 Vowot
-
-
Einleitg
Kapitel 2 - Somvesog Berechnung von Netztransfomatoren
2-1
Voverstärker r digitale Zhler (Blatt 1) ......... 3-1 Voverstärker r digitale Zähler (Blatt 2) ......... 3-2 Schalungspraxis modener integrieter Leistungsvestärker (Blatt 1) ......................... 3-3 Schalgspraxis modener integrierter Leisungsverstärker (Blatt 2) ......... . ............... 3-4 Schaltungspraxis modener integrierter listungsverstärker (Blatt 3) ... .... 3-5 Schaltungspraxis modener integrierter Leisungsvestärker (Blatt 4) .......................... 3-6 Schaltu.gspraxis modener integrierter Leistungsverstärker (Blatt 5) ......................... 3-7 Schaltungspraxis modener integrieter Leistungsvestärker (Blatt 6) ......................... 3-8 Schaltungspraxis modener integrierter Leistungsverstärker (Blatt 7) ......................... 3-9 Schalungspraxis modener integrierter Leistungsverstärker (Blatt 8) ............ ; ............ 3-10
•
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Modeme Mikroelektronik - Mikropozessotechnik (Blatt 1) .......................... Modeme Mikroelektonik - Mikroprozessotechnik (Blatt 2) ........................... . Modeme Miroelekronik - Mikroprozessortecnik (Blatt 3) : ... . . ..... ..... .. . Modeme Miroelektronik - Mikroprozessotecnik (Blatt 4) ....... ............. .:. Modeme Mikroelektonik - Mikroprozessotecnik (Blatt 5) ........................... .. . . . . Mikrorecner mit dem U880 (Blatt 1) Mikrorechner mit dem U880 (Blatt 2) . . . . . . . . . . . . Mikrorecner mit dem U880 (Blatt 3) . . . . . . . . . . . Mikrorecner mit dem U880 (Blatt 4) . . . . . . . . . . . Mikrorecner mit dem U880 (Blatt 5) . . . . . . . . . . . . Mikrorechner m ·: dem U880 (Blatt 6) . . . . . . . . . . . Mikrorecner mit dem U880 (Blatt 7) . . . . . . . . . . . Einplatinencomputer mit dem U880 (Blatt 1) ..... . Einplatinencomputer mit dem U880 (Blatt 2) ....... .. Einplatinencomputer mit dem U880 (Blatt 3) . Einplatinencomputer mit dem U880 (Blatt 4) ...... Einplatinencomputer mit dem U880 (Blatt 5) ...... Einplatinencomputer mit dem U880 (Blatt 6) ....... Bildschindisplay (Blatt 1) . . . . . . . . . . . . . . . . . Bildschirmdisplay Blatt 2) . .... .... . ... .
·
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Kapitel 4 - Musikelekonik und Efektschaltgen Neue Schaltungen ür elektronische Ogeln (Blatt 1) ... Neue Schaltugen dr elektonische Ogeln (Blatt 2) ... Neue Schaltungen dr elekronische Ogeln (Blatt 3) ... Neue Schaltungen dr elektronische Ogeln (Blatt 4) ... Neue Schaltugen ür elektronische Ogeln (Blatt 5) ... Elektronische Trommeln und Perkussionsinstmente (Blatt 1) ........................... Elektronische Tromeln und Perkussionsinsumente (Blatt 2) ........................... Eleonische Tromeln und Perkussionsinstumente (Blatt 3) ... . ....................... ElektroniSche Trommeln und Peussionsinstumente (Blatt 4) ........................... Elektronische Tromeln und Perkussionsinstumente (Blatt 5) ........................... Elektronische Tommen und· Perkussionsinsumente (Blatt 6) ........................... !qualizer (Blatt 1) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . · . Equlizer (Blatt 2) .................. . ... Equalizer (Blatt 3) ............. . ....... Equalizer (Blatt 4) ...................... Gitarreneleonik (Blatt 1) ................. Girrenelektronik (Blatt 2)·........ : ........ Gitrrenelektonik (Blatt 3) ..... .......... . ..... . '· .... Gitarenelekonik (Blatt 4) .
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·.
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Kapitel S - lgemeine iitaitechnik
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4-1 4-2 4-3 4-4 4-5
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Kapitel 7 - Meßtec�
4-8 4,9
Kapitel 8 - lgemeine Elekoik
4-10
Kfz-Elektronik (Blatt 1) . . . . . . . . . . . . . . . . . . rz-Elektronik (Blatt 2) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Kfz-Elektronik (Blatt 3) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Steuegerät dr Serienblitze zur Aufnahme von Bewegungsphasen . ...... ... Timer r 10 Zeitprozesse (Blatt 1) . . . . . . . . . . . . Timer r 10 Zeitprozesse (Blatt 2) . . . . . . . . . . . . AD-Wandler C520D in Verbindung mit Auswerte-, Vergleicher- oderVowahlschaltungen (Blatt 1) ........ A-Wandler C520D in Verbindung mit Auswete-, Vergleicher- oder Vowahlschaltungen Blatt 2) .......
4-7
4-11 4-12 4-13 4-14 4-15 4-16 4-17 4-18 4-19
Überblick der Logik-Familien; Logik-Inteface (Blatt 1) ......................... . .. 5-1 Überblick der Logik-Familien; Logik-Inteface (Blatt 2) , ........................... 5-2
5-4 5-5 S-6
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_.
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Kapitel 9 - Generatoe r n und Sender
6-1 6-2 6-3 6-4 6-5 6-6 6-7 6-8 6-9 6-10 6-11 6-12 6-13 6-14 6-15 6-16 6-17 6-18 6-19 6-20
7-1 7-2 7-3 7-4 7-5
Digitalmultimeter mit C520D (Blatt 1) Digitalmultimeter mit C520D (Blatt 2) Digitalmultimeter mit C520D (Blatt 3) Digitalmultimeter mit C520D (Blatt 4) Digitalmultimeter mit C520D (Blatt 5)
4-6
5-3
Kapitel 6 - opozes5otechnik
Kapitel 3 - Versttker
.
1-2
Überblick der. Logik-Familien; Logik-Interface (Blatt 3) ........................... Überblick der Logik-Familien; Logik-Inteface (Blatt 4) ........................... TL-Püfstitbesteck (Blatt 1) ............... TL-Püfstitbesteck (Blatt 2) ...............
........................... 1-2
'
Blatt
·
Eleig
·Funktionsgenerator fr 1 Hz bis 100Hz (Blatt 1) Funktionsgenerator dr 1 Hz bis 100Hz (Blatt 2)
8-1 &-2 8-3 8-4 8-5 8-6 8-7 8-8
9-1 9-2
Kapitel10 Modefensteueg
Vowot
Gundlagen und Entwicklungstendenzen der Modell fensteueung (Blatt 1) ...................10-1 Gundlagen und Enwicklungstendenzen der Modell10-2 fensteueung (Blatt 2) ........... 10-3 Einfache ModeUfemsteuermlagen (Blatt 1) 10-4 Einfache ModeUfemsteueranlagen Batt 2) 10-5 Einfache ModeUfemsteueranlagen (Blatt 3) 10-6 Einfache ModeUfemsteueranlagen (Blatt 4) 10-7 Ausbaufihige Modelfemsteueranlage (Blatt 1) 10-8 Ausbaufhige Modelfemsteueranlage (Blatt 2) Ausbaufhige Modelfemsteueranlage (Blatt 3) 10-9 10-10 Ausbaufihige Modellfemsteueranlage (Blatt 4) 10-11 Aufschalteinrichtung�n und Ladegeräte (Blatt 1) 10-12 Aufschalteinrichtugen und Ladegeräte (Blatt 2) Aufschalteinrichtungen und Ladegeräte (Blatt 3) 10-13
Vor knapp 2 Jahrzehnten erschien die 1.Schaltungssammlung der vorliegenden t. Nach einer Pause von mehr als 10 Jahren entstand die 2.Sie brachte Ändeungen der Systematik. Das Konzept der I-Blatt-Objekte mußte verlassen werden.Die vom mateur »machbare« Elektronik war komplexer geworden.Auch das einfache Aneinandereihen von Blätten zu einem Themen bereich konnte nur teilweise über eine Liefeung hinweg gehal ten werden.Daher iel die Entscheidung zuunsten einer jeweils wieder bei 1 beginnenden Numerieung in jeder neuen Samm lung. Die 1979 festgelegte Stuktur urde vorerst beibehalten.Das hat mindestens 2 Gründe: Zum einen konnte die 3.Liefeung mühelos m Ordner der 2.mit untergebracht und thematisch sortiert werden.Uninteessant ge wordene Blätter konnte jeder Nutzer nach individuellen Ge sichtspunkten enfenen.Die fehlende Mappe brauchte ir neue Leser kein Nachteil zu sein, da die Randlochung der 3.Liefeung auch iir übliche Schnellheter paßt. Zum anderen bedeutete der feste Themenrahmen auch eine ge wisse Übersichtskontrolle m Sinne der Vollständigkeit.Das ist selbstverständlich elativ zu sehen.Zwischen den Abschnitten über ·Digitaltecnik, »allgemeine« Elektronik und Mikroprozes sortechnik z.B.bestehen viele Verbindungen.Es wird küntig immer schwerer fallen, entsprechend zu ordnen.Das Eindringen des Miroprozessors in viele Bereiche »klassischer« Hardware · elekronik wird das noch deutlicher zeigen. Es kann also nicht veunden, wenn der Mikroprozessortechnik in den letzten 3 Liefeungen ein zunehmender Anteil der veriig baren Fläche bereitgestellt worden ist.Ein zeitbedingter Nachteil bei der Infomationsübemittlung hat sich gerade auf diesem Ge biet gezeigt.War es noch 1979 ein gewisses Wagnis, auf Gund der damaligen Situation sowohl an Bauelementen wie auch an » Leserbereitschat« (daraus resultierend) mit diesem Thema in der Schaltungssamlung zu beginnen, so hat sich nun die Sach lage umgekehrt.Die Entwicklung war schneller als die Zeitfolge der Schaltungssammlungen.Doch es wäre nicht m Sinne einer als » Lngzeitspeicher« zu betrachtenden Schaltungssammlung gewesen, daum das Begonnene unvollendet abzubrechen.Daher urde in der vorliegenden Liefeung nochmals abschlieend auf den betagten, wenn auch zum ersten Kennenlenen der Mikro
�
Kapitel11 - Empger Bauguppen modener Rundunkempfanger (Blatt 1) . Bauguppen modener Rundunkempfanger (Blatt 2) . Bauguppen modener Rundunkempfanger (Blatt 3) . Bauguppen modener Rundunkempfanger (Blatt 4) . Bauguppen modener Rundunkempfanger (Blatt 5) . Bauguppen modener Rundunkempfanger (Blatt 6) . MOdeme Empfangstechnik iir den Funkpeilkampf (Blatt 1) ..............., ........ Modeme Empfangstechnik ir den Funkpeilkmpf (Blatt 2) ........................ Modeme Empfangstechnik ir den Funkpeilkampf (Blatt 3) ........................ Modeme Empfangstechnik iir den Funkpeilkampf (Blatt 4) ...................
11-1 11-2 11-3 11-4 11-5 11-6 11-7 11-8 11-9 11-10
Kapitel1 2 - Speichetechnik Halbleitespeicher Halbleiterspeicher Halbleiterspeicher Halbleitespeicher -
eine Übersicht (Blatt 1) eine Übersicht (Blatt 2) eine Übesicht (Blatt 3) eine Übersicht. (Blatt 4)
12-1 12-2 12-3 12-4
bgen von Flchbeffen der Elekonik Russisch-Deutsch Beim Umgang mit fremdsprachiger, besonders aber ussischspra chger Fachliteratur wirkt sich die häuige Vewendung von Fachabkürzungen sehr erschwerend aus, da in den seltensten Fällen die vefügbaren Fachwöterbücher eine eschöpfende Auskunt geben können oder gar eine völlig unsinnige Überset zun. anbieten.In der Folge ist eine kurze Zusammenstellung häuiger Abkürzungen ussischer Fachbegrife der Elektronik (im weitesten Sinne) mit ihrem in unserem Sprachbereich übi
chen Gegenwot zu fmden.Neben der Abkürzung steht stets die Vollfom.Das trt auch iir die Übersetzung zu, sofen eine üb liche Abürzung existiert.Sollte der bei uns übliche Begrif aus einer Fremdsprache übenommen sein (z. B.FC, P L L), so wird auch die fremdsprachige Vollfom genannt.Die Sammlung ent
stand ·bei der praktischen Arbeit mit sowjetischen Zeitschriten und Büchen, aber auch bei der Durchsicht technischer Pro spekte und Kataloge. FÜr Anregungen, Bemerkungen und Kritiken, die der Verbesse ung und Vemeung dieser .Sammlung dienen, sind Verlag, Herausgeber und Autor stets dankbar. Auf folgenden Blätten befmden sich die Fachbegrife: Blatt 3-2 (A, B); Blatt 4-5 (B, ); Blatt 4-11 ;, E, {, 3); Blatt 4-19 ); Blatt 5-4 , ); Blatt 8-8 ); Blatt 10-2 (0, l); Blatt 10-6
P, c, );
Blatt 10-10
Y, 11, ;, X, m, 3).
prozessortechnik gar nicht so schlechten UBOBD eingegangen. Sofort anschließend aber beginnt die noch iir einige Zeit gesi chete Technik mit dem inzwischen schon fast allgegenwätigen
UBBOD.
Bereits bei den Überlegungen zur 2.Liefeung ofenbrte sich die besondere Problematik des Umfangs der an sich auch bereits einleitend nötigen Infomationen.Man sollte jedoch eines be denken: Jedes Thema zur angewandten Elektronik m weitesten Snne setzt Einarbeiten voraus, und auch vor der Zeit der Mikro prozessorenkonnte man nichtjedes Gebiet an Hand seiner prak tischen Wirkungen umfassend theoretisch in einem einzigen Beitrag behandeln.Die Vielfalt der inzwischen gerade auch zum UBBOD erschienenen Literatur erleichtert also die dulle Ent scheidung: n in' diese Schaltungssammlung aufzune�en mit so viei Infomation wie möglich, aber auch mit sinnvoller Be scränkung im Sinne der beschriebenen Teilkomplexe.Es ·dürte eine venüntige Entscheidung gewesen sein, daum von 2 Auto
ren, die sich dabei aufeinander abgestimmt haben, sowohl die mehr grundlegende wie die mehr angewandte Seite gleichzeitig bearbeiten zu lassen.Der Leser mag entscheiden, wieviel es ihm gibt.Mit und 25 % des Gesamtumfangs (zusammen mit einem weiteren interessanten Teilobjekt) hat damit die Mikroprozessor technik in der vorliegenden Liefeung einen gewichtigen Platz. Sie wird zudem noch stark unterstützt durch die m Kapitel »Speicher« zusamengefaßten Infomationen. Demgegenüber brauchen alle noch mehr reinen Hfdwarelösun gen zugeneigten Leser auf interessante Anreglngen vielerlei t nicht zu verzichten.Und wo - bedingt durch die Blattstuktur freie Flächen geblieben wären, wurden diese iir Fachbegrife in »RGW-Sprache« genutzt, die nicht nur die Lektüre der Fach presse aus der UdSSR erleichten düten. Berlin, m Fr.jahr 1985
De Herasgeber
- Sromversorgung
SCHALTUNGSSAMMLUNG ·Vierte Lieferung · 1986 Kapitel 2
Blatt
2-1
Berechnung von Netzrnsfomatoren 1.9.
Rechegg
1. 1.1. 1.2.
Erechnung der Seundärleistung und Festlegung des Transfomatortyps Erechnung der rleistung aus Sekundärleisung und Wirkungsgrad:
. pp= !., "
PP- Primärleisung, P,- Sekundärleistung, 1- Wirkungsgrad. 1.3.
Bestimmung des- Prims aus übersetztem Last strom, Transfomatoverlusten und Magnetisieungs strom:
lp=
�( � r
Ip- Primärstrom, strom. 1.4.
+ I�
(1)
;
UP- Primärspannung,
1.5.
efektiver Eisenquerschnitt, f - Betriebsfrequenz.
Berechnung des Drahtdurchmessers der Primärwicklung aus Primärstrom und Primärstromdichte:
A p= ...,
Sp
1.6.
-
# = .·
S�-
Stromdichte,
primär,
(3)
1,13
Berechnung des primären Wicklungswiderstands:
(4)
rp Wicklungswiderstand, primär, lmp- mittlere Windungs länge, primär, eu - spezischer Widerstand von Kupfer, «u - Temperaturkoeizient von Kupfer, 1J- Übertempera tur. Mit eu
= 0,0178
man:
rp=
2 mm , «u m
27 ,1 10-6 •
= 0,0039 K-1 und 1J = 50 K erhält
npml p · d� ,
Tpin 0, lmpin mm, dpin mm. 1.7.
Genaue Berechnung der Prim
1
1.8.
�dungszl:
(5)
Vorläuige Berechnung der Sekundärwindungszahl:
n,' U,
UO.
3 2 +1
·
1 4,44bAj;
n,- Sekundäwindungszahl, U,- Sekundärspannung.
(6)
sekundär.
n,l.. d! ,
Beechnung des sekundären Wicklungswiderstands: r�
= 27,1·10-6
·
r, - Wicklungswiderstand, sekundär, in 0; u l - mittlere Win· dungslänge, sekundär, in mm; - Drahtdurchmesser, seundäi, in mm.
1.11.
d,
Genaue Berechnung der Seundärwindungszahl:
n,= (U,+I,r)
1 4,44bAcf'
Eforderiche Gund- und Deckisolation bis spannung: 2 X PETP-Folie 0,036 mm.
.
l50JV
(8) Püf
Ll3. Festlegung der Lagenisolation Drahtdurchmesser bis 1 m: · 1 x PETP-Folie 0,036 mm, Drahtdurchmesser über 1 mm: 2 x PETP-Folie 0,036 m. Eine Isolation nach jeder Lage ist nur dann eforderlich, wenn die Spannung je Lage größer s 20 bis 25 V ist.· 2.
Ap- Leiterquerschnitt, pnmär, dp- Drahtdurchmesser, primär
dp =
S,- Stomdichte,
(2)
np- Primäwindungszahl, B - magnetishe Flußdichte,
(7)
d,- Drahtdurchmesser, sekUndär, I, - Sekundästrom,
Ll2.
2+1 I np' UP·- -· 3 4,4dApJ; Ap0-
d, = 1,13
I0 - Magnetisierungs
Voläuige Berechnung der Primäwindungszahl:
ii;
Berechnung des Drahtdurchmessers der Seundäwick lug aus Sekundärstrom und Seundärstromdichte:
Berechngsbeispiel
Gefordet sei ein Heiztransfomator r eine Pimärspannung von 220 V mit einer Sekundärwicklung r 6,3 V/1,8 A und einer weiteren Sekundärwicklung r 12,6 V/0,8 A. Um kleinstes Ein bauvolumen zu erhalten, soll ein L L-Kem aus Texturblech ver wendet werden.
2.1.
P, = 6,3 1,8+12,6·0,8 = 21,4 W.
2.2.
PP=
2.3.
Ip=
2.4.
nP"220
·
Nach Tabelle 1 eignet sich hieiir der L L 39/20, der mximal 27 W übertragen kann.
�1;: ,
27,4 W.
( �r =
+0,132
= 0,18 A.
(9)
2+0,78 1 · 3 4,44·1,67·10 6 252 ·50 np'204·10,7 = 2 182 Wdg.
o=
•
2.5.
dp= 1,13
2.6.
rp= 27,1·10-6
2.7.
np= (220- 0,18·126) ·10,7 = 2 111 Wdg.
'2.8.
nst '6,3
0,196 "0,20 m.
� ��85 = 126 n.
2 8 ,
3 10,7 = 73 Wdg., 2 +0,78 3 10,7 = 145 Wdg. n2' 12,6 2 +0,78
(10)
2.9.
, f
.t = 1,13 z = 1,13
2.10.
2.11
2.12.
, '•1-
27,1 10
-6
,2-
27,1·10
-6
n11
n2
•
= 0,73 ..0,75 , = 0,49 " 0,50 m.
BeiV�ndug m Ken n dichter Spulenköper kann die· Grundisolaion entfalen.
(12)
2.13.
Windungen je Lage primär: np" 1,1·dp
=
36
m.
u
30/10
P, "
VA
4 0,46
s
T l
A
lm' lm'
20 1,52 96 9,5 7,4
m
55
1,
A,,
s. s,
1.
1, b.
m m
65 27
Sück
4X3
u
30/16 8 0,63
u
39/13 17 0,74
u
u·
39/20
67
71
27 0,78'
i I
85 16
100 36
4X4
4X4.
4X6
c
Schichthöhe
m
m
m
U30/10 LL30/16 U39/l3 . U39/20
30 30 39 39
L48/16
48
20 20 26 26 32 32 40
50 50 65 65 80 80 100 100 125 125 150 150
48 60 60 1i 15 90 90
0
so 50 60
0
u
u
60/30
75/25
u
15140
u
u
90130 -90150
184 108 84 331 251 0,88 0,89 0,91 0,92 0,93
457 0,93
1
1 i : .
84
103
105
125
133
163
156
196
1o4 4S
123 45
129 57
149 51
163 71
193
71
192 85
232 85
4X4
4X6
4X6
4X7
4X8
4X10
4X8
•
1
,
.
d
-Q
4Xll
] a
30
I_
m m
A
T
m' lm' m
b.
M42
M55
M65
M74
M85
M102a
M102b
4 65 6 .1,2 160 6,0 81 102 22
13 75 12 1,2 30 4,7 106 129 29
26 80 22 1,2 480 3,8 127 155 33
48 84 32 1,2 670 3,2 147 182 39
65 86 . 45 1,2 850 3,0 155 186 45
125 88
180
e wh_n AblIIngen Ur Kembcte h Um M-hnitt a
m
M 65 M 74 M8S M l02a Ml02b
60120
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MSS
10 16 13 20 16 25 20 30 25 40
P, " r. s
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She illllndlae, primir ie ndlae, seund- .
M 42
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Wett zur elung on lqoJotn mit M-Kem as ylobh 111
le Seundärleg Wirad .oiesom P.i 220 V le ntion efivr enquescnitt
Tale 4
48/25
38 0,82
'
85
77 27
b
10 10 13 _13 16 16 20 20 25 25 30 30
u
48/16
130 51 52 200 303 18 85 209 .. 460 277 450 1,67 1,52 1,67 1,67 1,67: 1,67 1,67 1,67 1,67 1,67 1,62 147 252 ! 254 168 880 00 50 975 615 385 1 430 7,6 6,4 6,0 l· 5,4 3,6 4,3 3,0 3,3 2,8 2,2 1,9 4,1 5,4 2,9 4,3 ! 3,6 2,7 2,5 3,7 2,8 2,6 2,2
a m
Tek 3
·
Wett zur Beechnung von roltom mit .-Kem as Texcten
a+c m
LL90/30 U90/SO
m.
Eine Lagenisolation ist o nur nach je 2 Lgen eforderlich. La genisolation primär: 1 x P�·Folie 0,036 m, Wicsisola tion: 2 x PETP-Folie 0,036 m.
Tekl e witmn Ablin Ur Kembete nath Um L-chnitt
U60/20 U0/30 u 75/25 ·u 75140
36 Wdg. 163 1,1·0,20 Lage ;
np 163 Up = U,n= 220 = 17V ( < 2SV). 2111 p
=
le Seundrleisg Wirpad Mnetisiegssom bei 220 V mnetische ludichte efetiver isenqueschnitt Stomdichte, pir Somdichte, seundir mittlee· Winduaslae, plr mitlee Windlse, seundr Wickeaumbreite nzl der 1chvesirp bleche
U48125
=
b, - Wickelraumbreite in Lgenspannug: Ur
= (6,3 + 1,8 ·0,35) ·10,7 74 Wdg., = (12,6 + 0,8 ·1,57) 10,7 160 Wdg. •
·
b,
73 . 100 -0,35 l, 0,752 145·100 1,57 l. 0,502
Gund- und Deckisolation je 2 x PETP-Foli
Tee 1
(11)
42 ss 65
74
85 102 102
b
c
d
Scichhöhe
m
m
.
m
30 38 45 51 56 68 68
12 17 20 23 29 34 34.
9 10,5 12,5 14 13,5 17 17
15 20 27 32 32 35 52
"o
1;2 1 100 2,6 179 167 55
89 105 1,2 1 60 2,4 214 252 55
ierr [1] TGL 200-1737/01 »Transfomatoren bis 6,HVA 50Hz, Berecnungvefhren«. [2] TGL 200-1737/02 »Transfomatoren bis 6,HVA SOHz, Kenndaten r Berecnungsve�ahren((. [3] TGL 8402/02 »Wickeldrähte lackisoli�t, allgemeine technisehe Fordeungen((.
SCHALTUNGSSAMMLUNG ·Viete Lerung ·1986 Vestrker Kapitel 3 -
Vovestrker r itle Zler
1.
. -
Elig
Von unteschiedlichen Hestellen der Halbleiterindustrie wer den Schalreise r digitale Zäler angeboten. Einige davol ent hlten bereits komplette Zählerbausteine mit allen eforderli chen Bauguppen einschließlich· der Treiberstufen r die 7-Segment-Anzeigen. Veschiedene Meßmoden· z. B. r Zeit-; Fequenz-, Frequenzverhältnismessung d Einzlzählung sind daei inten voprammiet. Unabamlnteyationsgrad der Zähleschaltkreise werden dieN jedoch m algemeinen mit 5V betrieben und benötigen r e Eingäng! L-Pepl Belie bige Meßsignale müssen deshalb t --Vovestärken aubereitet weden. ·Die dezeit öchste Verequenz der Zählerschal!ise liegt bei-10 MHz, o ß diese VeStär ker zur Anzeige höhere'' Fr.1enzen üblichweise mit nm Voteiler gekopelt sind. Solf �e Telete8 els ge zeigt werden, ist er mit eine.; 'zwischenseicer zu eweiten, und der Zähler muß ie nowedgen Steuesinle. r Speicher übenhme und Rückstellung liefeq. Diese ze&e bleibt des halb auf Sondeälle besct, l ie Genauigkeit der an geschlossenen Qurzzeitbsis m allgemeinen zu klen t, um eine weitere Zifer u forden. Im folgenen Beig wird ein Vestärker it Voteiler r eine . mxpale Eingangsequenz vop 50 MHz (100 MHz) r Zäler schaltkreise mit einer Verarbeiungsfrequenz von 10 MHz beschrieben.
3.
Fodegen n den Vovesrker
3-l
Eingngsempfmdlichkeit etwa 10 mV (Efektiwet), Ändeung der Eigangsempfmdlichkeit etwa 1:10, übelagete Gleichspannung ±20V, L-Ausgang, Anzeige des Trggerausgangs)egels, Stabilisieungsschaltung r den Trggepunt, Frequenzbereich bis 5rMHz (100 MHz), Vesosspannung ±5V. kiowese
Bild 1 zeigt die Übersichtsschaltung des realisieten Vovestär kes, der die genanten Fodeungen eillt. r besteht aus einem.Begrenzer r zu hohe Eingangspegel, dem Vestäker, dem TL-Trigger mit einstellbarer Hysterese, einer Anzeie· schaltung ür die e des Tiggepegels sowie dem nacgeschal· ' teten Teiler mit umschaltbarem Teileverhältnis. Der Triger punkt kann dabei enweder automatisch aus dem Ausgangssignal des Tigers über einen Tiefpaß abgeleitet oder aber manuel vor gegeben werden.' Zur Stromvesoung wird die TL-Spanng von 5V benutzt. r den Vestärker wird zusätzlich eine Spn-· nung von -5V über den Spannungsinveter bereitgestellt.
�
2.
Blatt 1)
Blatt
�
Wie einleitend ewähnt, muß der Vovestärker,�ne in Genzen beliebige Esspannung in ein Ausgangss.al mit L-Pe gel umwndeln. Es handelt sich dabei m eine Triggeschaltung, deren. Ausgangssignal z.B. H-Pegel nnimt, wenn die. Ein gangsspannug oberhalb eines einstellbaen Referenzwetes liegt. Unterhalb dieses um die Hysterese verringerten Wetes soll ds Ausgangssignal L-Pegel auweisen. Die Größe der Hysterese entspicht dabei der Triggerempfmdlichkeit, dll Grenzwete der Refeenzspannung der Überlagerbaren Eingangsgleichspannug.. Bild 1 besichtsschaltung des Vovestärkers r digitale Zh· ler Im algemeinen wird man nun bestrebt sein, ene hohe Trigger empfmdlichkeit zu eeichen. Damit verbunden ist aber auch eine erhöhte Empfmdlichkeit gegen überlagete Stöspannungen auf dem Eingangssignal. Sie lassen sich zwar durch Filteschal tgen unterücken, jedoch wirken diese nur immer in einem 4. begrenzten Frequenzbereich. Frequenzunag sind ·Stör Schlgsbesceibg spannungen jedoch mit einer Veößeung der Hysterese zu be elussen. Bei einem Voverstärker sollte diese deshalb emstell Entsprechend Bild 2 gelangt ds Egssignal von Bu1 über bar oder umschaltbar sein. In besondes schwierigen Fällen rd R3, l an den Eingang des Ver5tärkes mit dem FETV3 s Im� man auch beide Möglichkeiten nutzen, wobei die Filter zweck pedanzwandler r den Diferenzvestärker V4,.V5. Det m Eingag des Verstrkes liegt die Begrenzescaltg it den mäßigeweise dem Meßpoblem nzupassen sind und damit nicht Bestandteil des Vovestärkes sein müssen. " Tansistoren V1 und V2. Sie eüllen 2 ufgaben: zm einen ds Ableiten ößeer Eingagssignale über die Kolektor-Basis Die Einstellung der Referenzspnnung Triggepegel), d. h. eine_ Srecken (der Widestand R5 vemindet dabei die kapazitive Be Verschiebung des ggepunkts allein, reicht nicht aus, wenn lastung des Eingangs urch die Beenzesistoen), zum nnicht eine Anzeige Auskt über dessen Lage gibt, sonst wird die Suche nach dem richtgen Trggepukt u einem Gedulds· . deren die Enkopplung der Veschiebespanug über R1 mit den dan s Stomquelle abeitenden Tnsistoren, wea die Ver� spiel. Der Zstnd m Ausgang der Tggescg sollte des Schiebespnnung den Wet der jeweigen Basis-itter-Spn halb mit 2 �D agezegt werden, je 1 r Low- und ür High-Pe nung überschreitet. Kleinee Veschiebespannugen gelgen gel\ so daß u gleichzeitg die Anzeige einer anliegenden direkt über 2 an den Vestrkereingang. Af diese Wese elt Wechselspnnung fßt. Des weiteren escheint die Stblisie das Potentiometer. r den Tggepegel eine untesciedliche ng des Trigepunkts durch eine automatische Nacschal tung wichtg, m besondes bei kleinen €ingegeln optimale Steilheit mit leichteer Einsteßbarkeit des Tgges m Be reich m den ·Nullpunkt. Dieser Bereich d bei apazitiver Ausgssnale r en angeschlbssenen Zäler u ehalten. ' Ekopplug des Engssignais ot vewendet. Wrd dem Vovesrker ein Voteiler 10:1 zugeordnet, puß der Tger die entsprechend hohe Eingangsfrequenz verarbeiten Der zweite Eg B�) über R4, 3 ist m Anscluß eines könen. Um kurze Leisen u erhalten, sind Trigger d Vor Tastkopfs vogesehen. Beide Eigänge snd dadurch über de Be rezeschalg gegen zu hohe Spangen weigehend ent teler nebeneinnder auf einer Leiteplatte apzuordnen. Zusam koppelt. Über diese Tutkopbuchse könen neben Tsköpfei mgofßt egeben sich fogen�e Fordegen: z. B. nach [1] untesciediche Zuszgeräte ngescloen wer - Gleicpnnugsegang, den, wie Kapaziits-Zeit·U�zer nch [2] der auch efche - Ewidesnd m Abeitsbereich 1 O, Wndler r · Mea der Vesclußzeitn von Kmes. Die -. Eidend bei Übeseueg 50 O,
RS 4,7k
(6 22110 :p . ' 1 1l l sei Bedarf I L---------------------- -------------------------------� :
L3WpH
.
Bild 2
Stromlauplan des Voverstärkers. (Anschluß 15: -5 )
Buchse erhält zur Versogung der Zusatzeinrichtungen zweck daß die Umsteuerung des Ausgangs nur eine geringe ·steuerspan mäßig auch die Speisespannung des Verstärkers. nung efordert. Das gilt, solange V6 gespert ist. Steuet man die Um den Triggepunkt bei Mittenstellung von R21 auf 0 V einzu sen jedoch in den leitenden Bereich, so wird schließlich die Vorstellen, ist die Ändeung der Gate-Source-Spannung über den . spannung nur noch durch die Kollektor-Emittet-Sättigungsspan Sourcestram mit R7 vogesehen. Bei Exemplaren mit höherem nung bestimmt. Die Eingangsspannung der Triggerschalung Spannungsbedaf lassen sich zusätzlich VD1 und 4 einsetzen, muß jetzt zusätzlich um die Spannugsdiferenz zwischen den ·in· einigen Fällen waren LED angebracht. genannten Betriebsfällen erhöht werden, beor der Autang sei Dem Verstärker schließt sich die Triggerschaltung mit V6 bis V8 nen Pegel ändert - die Hysterese hat sich vergrößet. und 2 schnellen Gatten an. Für Frequenzen bis etwa 70 MHz Der Triggerschaltung schließt sich der umschaltbare Teiler mit bei vemnderter Empfmdlichkeit bis 100 MHz) eignet sich der dem Schaltkreis SN74LS196 (SN74S196) an. Solange der Setz Seis !H74SOO , besser sind jedoch Gatter der Advanced eingang S auf H-Pegel liegt (S2 geschlossen), teilt der Schaltkreis chotty-Reihe. Die beiden Gatter arbeiten in einer modiftzier die Eingangsfrequenz durch 10. Die Ausgangsspannung d da ten chmitt-Triggeschaltung; deren Ausgang über V7 auf H-Pe bei an Qc entnommen, um der ür den nachgeschalteten Zähler gel und über V8 auf L-Pegel gesteuert werden kann. Beide geforderten Mäandefom möglichst nahezukommen. Wegen der Transistoren sind an der Basis über VD2 und VD3 so weit vorge Abweichung vom Mäander ereicht man die höchste Zählfre spannt, daß die Emitter nahezl gleiches Potential aufweisen, so quenz m nachgeschalteten Zähler u. U. nur mit nvertietem Si gnal, also mit c. Liegt der Setzeingang jedoch auf L-Pegel, so wird das m C-Ein gang liegende Signal vom Ausgang übenommen und erscheint dort ungeteilt. Auf diese Weise läßt sich die Teileumschaltung problemlos erreichen. Die Anzeige der Stellung des Triggerausgangs efolgt durch D5, VD6 über V9. Mit dem Schalter S3 können der Verstär kerkanal und die Anzeige gespet werden. Dabei setzt der R Eingang den Ausgang f L-Pegel. Zur automatischen Verschiebung wird das invese Triggersignal über den Tiefpaß R14, 8 und Sl dem Eingang wieder zugeührt. Infolge der Mitkopplung versucht die Schalting m Ausgang des Triggers mäandefimige Signale einzustellen. Ohne Eingangs signal schwingt die Einrichtung deshalb auf einer tiefen Fre quenz entsprechend der eingestellten Hysterese und den Daten Bild 3 Leiterbild ür den Voverstärker nach Bild 2. Umran des Tiefpasses. Mit R22 kann bei Bedaf durch R21 der Arbeits . dete Lötpunkte stellln Durchkontaktieungen dar punkt korrigiert werden. Bild 3 zeigt das Leiterbild der doppelt kaschieten Leiteplatte. Die Kaschieung der BE-Seite iet auf Masse, die BE-Löcher sind entsprechend freigesenkt Die Bestückung dazu ist in Bild 4 dagestellt. Bei der Anordnung der Leiteplatte m Gehäuse achte man auf küzeste Leitungen zu den Eingangsbuchsen. ·
Bild 4
Bestücungspln r den Voverstrker nach Bild 2. n Stele der Brücke B knn eine Dossel zur Frequenz gangkorekur eingesetzt werden
S C H ALT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung · 19 8 6
Kapitel 3
-
Verstärker
Voverstärker r digitale Zähler
L1
• sv
10!H (4
(2
100110
L
AY17 C3
I I I I I I I I I
I I
I I I I
10011
V l2 10 H L------------------------�--1
-
Ausgang
Bild 5
Spannungsinverter zur Erzeugung der negativen Speise spannung. Achtung: Verbindung zwischen Masse und Katode VD1 autrennen!
Bild 6
Leiterbild ür den Spannungsinverter nach Bild 5
Bild 7
Bestückungsplan Bild 5
ür
den
Spannungsinverter nach
5.
(Blatt 2)
B latt
3 -2
Spanugsnverter
Zur einfachen Gestaltung der Stromversogung wurde die nega tive Spannung mit einem Spannungsinverter er\eugt. Die Schal tung nach Bild 5 arbeitet als geregelter Spewandler, bei dem in der Stromlußphase von V4 im Ken von Tl Energie in magneti soher Form gespeichert wird, die während der Spephase in elek� trisehe übegeht und über VD1 den Kondensator 3 lädt. Die Diferenz zwischen dessen Spannung und der Versorgungsspan nung steuert den Dfferenzverstärker V1, V2 und V3 derart, daß beide Spannungen gleich sind. Die über R6, l auf den Transi stor V4 wirkende Rückkopplung wird dabei über V3 so weit ab geleitet, daß die in der Stromlußphase dem Ken zugefihrte Energie die Leistungsentnahme der negativen Strecke und die Eigenverluste deckt. Bild 6 zeigt die Leiterseite und Bild 7 die Bestückung des Span nungsinverters.
iteratur [1] K. -H. Blsing; Eweiteungen m Amateuroszillorafen. Schaltungssammlung für den mateur, Dritte Liefeung, Ber lin 1 982. [2] K. -H. Blsin/K. chlenzig; Timerschaltkreise B 5 55 D/B 556 D. Amateurreihe »electronica«, Band 2 1 3/214, Berlin 1984.
A
A, auo; ASB, aTeHa. 6ery�e: BOIl ABK, aBTOMaTIeci:BOIOMKOHTpom. (veraltet) ABM, aunorosu BIHCIHTeibHU Mama · ABT, TeHo-sonHosoi:TPaKT AHM, IIHTYHal HMTyibCHllMOy� AHM-iM, IIHTYHO-nym.cHu MOy� c laCTomo: MOy�ei BiCOKOIaCTOTHOH HeCIIe : Y, aunorosoe HTerpHpyo�ee ycTpoiCTBo AK, aBTOMaTHIeCKHH KOMIeHcarop Y, apHJMeTHIecKoe IOIecKoe YCTPO:CTBO
M IIHTYHal MOYI�I M �HYHllMHy�I . M aBTOKone6aTeibbiH MYibTHBH6parop, ,
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AP, apHJMeTHIecKHi paciiHpHTeib APr, aBTOMaTHIeCKoe perynHpoaaHHe rpoMKocm APK, aBTOMaTHIecKoe perynHpoaaHHe KOlacmocm M, aBTOMaTHIecKoe peryIHpoaaHe MO�ocm APH, aBToMaTHIecKoe perynHpOBaHe HarpKeHI APT, sToMaTHIeCKH: p;HoreneraTop APC, aBToMaTIecKoe peryIHpoBaHHe CKOpOCTH ap�eI APY, aBTOMaTHIecKoe perynHpoaaHHe ypoBll APY, TOMaTHIecKoe peynHpoBaHe ycHieI, aBTOMaTHIe CKU peryIHPOBKa ycHieHI AP;i, aBTOMaTHIecKoe perynHpOBaHHe �empm.Ho: laCTOTi APi, aBTOMaTHIecKoe perynHpoaaHe laCTOTi APi, aBTOMaTHIecKoe perynHpoaaHHe qyscrnHTeibHOCTH APH, aBToMaTHIecKoe perynHpoaaHe ipKocm ACY, aBTOMaTHIeCKU cHcTeMa yrpaBieI AY, apHJMeTHIecKoe YCTPO:CTBo A>X, IIHTYH0-Ja3oau xapaKTepHCTKa A;BM, 8HIOrO�HJpOBll BIHCIHTeibHllMama ;, nJa6HTHo-�Jpouo: ;Hciei A;T, aunoro-�Jpoaoi rpeo6pa30BaTeib A;TY, nJa6HTHo- �Jpoaoe relaTaO�ee yCTpo:cno AiX, IIHTYHO-IaCTOTHU xapaKTepHCTKa s
B, Öa3HC BAC, 6aTapeg aHOHU cyxu BBM, ·ooniiu BIHCIHTeibHU Mama BBOH, 6noK B1pa6oTKH OTIOHaO� HarpKeH: BAß, 61CTpo;e:CTayo�Hi BIOIaTeib B3Y, 6yJepHOe 3aiOMHaO�ee YCTPOHCTBO BH, 6IOK Bepropa BHK, 6noK HKpeMeTopa BHC, 60ibWllHTerpibHll cxeMa BM, 6HcTa6ibl: MYibTHBH6paTop BMK, 6yJep MHKpOKOMl SY, 6noK MKporporpaHoro yrpaieI
BH, 6aTapeg HaKna BT, 6e3yCIOBhiH repexo; BIM, 6noK rporpaMMHpyeMo: IOIeCKOH MaTp�
Bnn, 6noK rpHopHTemoro rpepbiBaI BTY, 6noK ro3�oHoro yrpaieHI BP, 6yJepl: perncTP B'IP ÖIOK cene�HH Pa3P�OB BCX, 6IOK CHXpoH3� BY, 6ioK yrpaBieI B> BX, 6noK JopMHPOBaI BXOHO:
A, Anode Antenne mit fortschreitender Welle AGC, automatische Verstärkungsregelung (engl. automatic gain control) nalogrechner Antennen-Wellenleitetrakt PM Pulsamplitudenmodulation PM FM, Pulsamplitudenmodulation mit Frequenzmodulation des HF-Trägers Analogintegrator automatischer Kompensator ALE, ALU, arithmetisch-logische Einheit, Rechenwerk (engl. arithmetic logic unit) M Amplitudenmodulation Amplitudentastung, Trägertasung astabiler Multivibrator ,
-
,
automatische Scharfabstimmung
M, Einseitenbard-Amplitudenmodulation
AWE, automatische Wiedereinschaltung AOW, akustische Oberlächenwelle AFC, automatische Frequenzregelung, automatische Schafabstimmung (engl. automatic frequency control) Arithmetikexpander automatische Lautstärkeregelung automatische Kontrastregelung automatische Leistungsregelung automatische Spannungsregelung automatisches Funkpeigerät automatische Drehzahlregelung automatische Pegelregelung AGC, automatische Verstärkungsregelung (engl. automatic gain control) automatische Regelung der Mittenfrequenz AFC, automatische Frequenzregelung, automatische Scharfab" stimmung (engl. automatic frequency control) AGC, automatische Verstärungsregelung (engl. automatic gain control) . automatische Helligkeitsregelung ASS, automatisches Steueungssystem E, arithmetische Einheit Amplituden-Phasen-Kennlinie Analog-Digital-Rechner, Hybridrechner alphanumerisches Display ADU, ADC, Analog-Digital-Umsetzer (engl. analogue-to-digital converter) alphanumerischer Drucker Amplituden-Frequenz-Kennlinie
B, Basis· Trockenanodenbatterie Großrechner Ablenkspannungserzeugung Schnellausschalter uferspeicher Invertereinheit Inkrementaleinheit LSI, hochintegrierte Schaltung (engl. large scale integration) BM, FF, bistabHer Multivibrator, Flip-Flop Mikrobefehl-fferspeicher MPC, Mikroprogramm-Steuereinheit (engl. micro programming control) Heizbatterie unbedingter Spung PLA, programmierbare logische nordnung (engl. programmable logic array) Prioritäts-Unterbrechungsschaltung Positionssteueung Puferspeicher Zeichenauswahleinheit, Bitauswahleinheit Takteinheit Verstärker Ausgangstreiber
SCHALTUNGSSAMMLUNG ·Vie rte Liefe rung · 1 986 Kapitel 3
-
Verstrker
Schaltungsprxis modener integrierter Leistungsver stärker (Blatt 1) 1.
Einleitg
Für kleine und mittlere Ausgangsleistungen hat der integrierte Leistungsverstärker die diskret aufgebauten Endverstärker bei Neuentwicklungen fast völlig verdrängt. Nicht zuletzt wegen ihrer einfachen Schaltungstecnik und der intenen Schutzmaß nahmen eroben sich diese Bauelemente außer dem Konsumgü tersektor auch immer mehr Anwendungsgebiete der industriellen Elektronik. Im folgenden soll der den Amateur m meisten inter essierende Einsatz dieser integrierten Schaltungen als NF-Lei stungsverstärker vorgestellt werden.
2.
Integrierte Leistungsverstrker bis 6 W Augangslei stung
Für kleine Ausgangsleistungen bis 1,5 W steht in der DDR der NF-Verstärkerschaltkreis A 2 1 1 D zur Verügung. Da ür diesen Schaltkreis bereits genügend Anwendungsschaltungen veröfent licht wurden, soll er nur der Vollständigkeit halber ewähnt wer den. Für Ausgangsleistungen bis maximal 6 W, an Betriebsspannun gen von 17 bis 1 8 V sowie ür den Betrieb an der 12-V-Anlage im PKW ist der integrierte Leistungsverstärker A 210K der m be sten geeignete Schaltkreis. Durch den aufgepreßten Kühlkörper sind die Kühlprobleme ideal gelöst. Eine einache, unkompli ziete Außenschaltung emöglicht die Anordnung des Verstär kers auf kleinstem Raum. n der 12-V-Autobatterie erreicht
.
I
alle Transistore n : SC 239 E
R2.2
R2.2 68 k R2.2 1
Eingang Minusol S ieb- C Netzteil
2 x 6-W-Stereoverstärker mit A 2 1 0 K (C23 umpolen)
3-3
man mit diesem Schaltkreis, je nach Ladezustand der Batterie, eine Ausgangsleistung von 3 bis 5 W. Diese Werte sind ür die relativ niedrigen Betriebsspannungen optimal und können mit dem im weiteren noch beschriebenen A 2030 nicht ereicht wer den. Bild 1 zeigt eine vielfach eprobte und in [1] ausührlich be schriebene Stereoverstärkerschaltung mit 2 x A 210K ür Netz• und Batteriebetrieb. Dieser Verstärkerbaustein, der auch 1kanalig als Monoverstärker aufgebaut werden kann, beindet sich af · einer Einlagenleiteplatte mit den Abmessungen 90 m x 150 m Die Leiterplatte wurde im Trennlinienverfahren ent wickelt und enthält 2 vollständige Verstärkerkanäle mit diskret aufgebauten Voverstärken ür den extenen Anschluß von H hen-Tiefen-Balance- und Lautstärkestellen. Bild 2 zeigt die Lei terseite der Leiterplatte und Bild 3 die Bauelementebestückung. Die Ausgangsleistung dieses Bausteins beträgt bei Netzbetrieb ( U8 = 16 ) 2 x 8 W an 4-0-Lautsprechen bei etwa 5 % Klirrfk tor. Bild 4 zeigt den fertigen Baustein. Wenn der Betrieb an der 12-V-Anlage des PKW vogesehen ist, muß in die Plusleitung zum Verstärker eine Drossel von L ; 10 iH geschaltet werden. Zusätzlich ist .über die Betriebsspannungsanschlüsse m Steck verbinder ein Elektrolytkondensator 2200 �F, 16 V, zu legen. Diese Sicherheitsmaßnahmen unterdrücken kurzzeitige Über ' spannungsspitzen, die im Bordnetz leicht autreten und zur Zerstöung der Schaltkreise ühren können.
1.1 4,7 n
Bild 1
Blatt
·
.
Bild 2
Bild 3
Bild 4
Leiterbild des 2 x 6-W-Stereoverstärkers
Bauelementebestückung
Stereo-Verstärker-Baustein 2 x 6 W
S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung · 19 8 6
Kapitel 3
-
Verstärker
(Blatt 2)
Schaltungsprxis modener integrierter Leistungsver stärker
•
3.
Integrierte Leistungsverstärker größerer Ausgangslei stung
3.1 .
Der integrierte NF-Leistungsverstärker A 2030HV
Für größere Ausgangsleistungen steht bei Betriebsspannungen von 1 8 bis 36 V der integrierte Leistungsverstärker A 2030 vom Halbleitewerk Frankfurt (Oder) zur Verfügung. Dieser Schalt kreis ist dem intenationalen Typ TDA 2030 äquivalent. Er ent spricht im Aubau einem Leistungsoperationsverstärker mit Ge gentakt-B-Endstufe, die einen Ausgangsstrom bis 3,5 A zuläßt. Die maximale Betriebsspannung beträgt · 36 V, die erreichbare Ausgangsleistung an 4 0 16 W. Sein anwenderfreundliches T0220-Plastgehäuse mit 5 Anschlüssen hat einen Wärmewiderstand von ;;;3 K/W und kann bei entsprechender Kühlung eine Ver lustleistung P101 von 20 W abühren. Der A 2030 wird in den Aus ührungen »H« ür horizontale und »V« ür vertikale Montage geliefert. Er ist auch als R 2030 verbilligt verfügbar. Für diesen Amateurtyp werden ± 14 V Spannungsfestigkeit garantiert; K ;;; 2 %. �ild 5 zeigt die Anschlußbelegung. Man kann den A 2030 als Weiterentwicklung des bekannten TDA 2020 bzw. MDA 2020 betrachten. Er enthält ebenfalls, wie der genannte Vorgänger, thermischen Überlastungsschutz, Ausgangskurz-
Die an gege benen Maße sind R i chtwerte,
A
39 609
2 030 H
3 . 1 . 1 . Funktionsbeschreibung des A 2030
.
M
2:1
4
Bild 5
Schlußschutz und Ausgangsstrombegrenzung, die die Ausgangs transistoren im sicheren Arbeitsbereich betreibt (SOAR-Schutz). Hinzu kommen weitere Vorteile, wie montagegünstiges Ge häuse, geringer Klirraktor, Unempindlichkeit gegen Eingangs übersteueung, kleine Rauschspannung und die Möglichkeit des Betriebs an einfacher und an geteilter Versorgungsspannung. Aber auch die Nachteile dieser Gehäuseausühung sollen nicht verschwiegen werden: Bedingt durch nur 5 zur Verfugung ste hende Anschlüsse, kann kein Bootstrapkondensator zur optima len Aussteueung der Endstufe angeschlossen werden. Das macht sich besonders bei niedrigen Betriebsspannungen durch eine verhältnismäßig geringe abgegebene Ausgangsleistung be merkbar. Ein weiterer Nachteil der wenigen Anschlüsse ist der gemein same Masseanschluß von Vor- und Endverstärker. Dadurch muß der gemeinsame Massepunkt des Verstärkers in unmittelbarer Nähe von Anschluß 3 des Schaltkreises liegen. Das bringt große Probleme beim Entwurf der Leiterplatten von Stereoverstärken mit sich, da auch die Massepunkte von Lautsprechen, Vorstufen und Eingangsquellen getrennt zu ühren sind.
3 . 1 . 1 . 1 . Intene Stromversoung Ein als Konstantstromquelle geschalteter PET-Transistor (Tl) liefet m gesamten Betriebsspannungsbereich einer Z-Diode (Dl) einen Konstantstrom von etwa 3 A (Bauguppe Tempera turschutzschaltung). Diese damit entstandene Konstantspan nungsquelle wirkt als Referenzelement llr eine Stromspiegel gruppe (Strombank T4 bis T6) an der positiven Betriebsspan nungsseite sowie llr die Ruhestromeinstellung der Endstufe. Die Einzeltransistoren der genannten Strombank liefen die Ströme ür Vor- und Treiberstufe.
6
Anschluß belegun g : 1 nicht i nver tieren der E i ng a n g 2 i nver t ierender E ingang 3 nega t i ve Betrie b s spannung Ausgang 5 posi t i ve Betr i e b s spannung
3 -4
Bild 6 zeigt vereinfacht den innerel Aubau des A 2030. Der Ein gangsverstärker wird durch eine Diferenzstufe aus pnp-Transi storen gebildet, die mit ser kleinen Strömen betrieben werden. Das ergibt großen Eingangswiderstand. Über eine Stromquellen schaltung der gemeinsamen Stromversorgung wird die Diferenz stufe mit Konstantstrom gespeist. Eine Stromspiegelschaltung im Kollektorkreis der Eingangstransistoren bewirkt die eforder liche hohe Verstärkung der Vorstufe. n den Diferenzverstärker schließen sich Stufen zur Vemeidung von Übersteueungen durch das Eingangssignal sowie eine Impedanzwandlerschaltung zur Anpassung des Voverstärkers an die Treiberstufe an. Diese Treiberstufe (T18) steuert über eine Spannungsvesatzschaltung von 3 U8E·Strecken (als Reihenschaltung von 3 Dioden gezeich net) und· eine als rbeitswiderstand geschaltete Stromquelle die obere Endstufe an. Die eforderliche Phasendrehung zur n steueung der unteren Endstufe wird durch eine Stromspiegel schaltung erzeugt (T26, T27). Der Ruhestrom der Endsufen stammt aus einer zusätzlichen Stromquelle. Die Endstufe besteht aus 2 Transistorkombinationen in Darling ton -Schaltung (T36 bis T39). Um die eforderlichen hohen Aus gangsströme mit guter Linearität zu erhalten, bestehen die End transistoren aus vielen kleinen, parallelgeschalteten Einzeltransistoren.
4 5
ver b i nd l i c h ist TGL
Blatt
nschlußbelegung und Abmessung des A 2030 HV
3 . 1 . 1 .2. Schutzschltugen Wie schon in [1] ausührlich behandelt, kann der Schaltkreis an seiner themischen und elektrischen Leisungsgrenze betrieben werden. Zum Schutz des Bauelements vor Überlastung sind des halb . automatisch arbeitende Begrenzungsschaltungen eforder lich. Der A 2030 enthält llr jede Endstufe eine Ausgangsstrom begrenzung mit gleichzeitigem Kurzschlußschutz, die je nach der am Endtransistor anliegenden UcE·Spannung den Ausgangs strom leistungsabhängig begrenzt (SOAR-Schutzschaltung). n der oberen Endstufe (Bild 6) soll die Funktion dieser Schutz schaltung erläutert werden. Bis zu einer UcE·Spannung vonll V
·
Konstantstromquellen { Stromban k l
, � ----------------
1
1 =3
I I
Bild 6
Vereinfachte Innenschaltung des
'1 I
A 2030
über der Endstufe T38, T39 ist die Schutzschaltung unwirksam.
Der maximale Kollektorstrom des Ausgangstransistors wird
3 . 1 .2.
durch den Basisstrom von � 3 mA der Treiberstromquelle und
Ken- und Betriebsdaten nach TGL 39 609 und Schal g nach Bild 7
die Stromverstärkung der Endstufe begrenzt. Ist die Spannung
3 . 1 .2.1. Grenzwerte
durch fällt über T25 eine Spannung ab, die ungefähr der Basis
Betriebsspannung
über T39 größer als 1 1 V, so wird die Z-Diode D4 leitend. Da Emitter-Spannung des T24 entspricht. R26 ist ein Leitbahnwi derstand von etwa 12 mn. Steigt der Spannungsabfall über diesem Widerstand durch zunehmenden Emitterstrom des End
transistors über einen bestimmten Wert an, so wird T24 leitend.
36 V
Eingangsspannung
Us.J
Diferenzeingangsspannung
l l U1
Dieser Transistor schaltet T23 ein, der den Basisstrom der End
Ausgangsspitzenstrom
Endtransistors wird der Stromluß durch D4, R23 , T25 , R26 und
Innerer Wämewiderstand
stufe gegen Minuspol ableitet. Mit steigender UcE-Spannung des
damit auch die Spannung n der Basis des T24 größer - der Ein satzpunkt des T24 liegt niedriger, die Begrenzung erfolgt schon
bei kleineren Strömen durch R26. Damit ist eine leistungsabhän
gige Lastbegrenzung der Endstufe gewährleistet. Die Strombe grenzungsschaltung ür die untere Endstufe wirkt ähnlich und
Gesamtverlustleistung
Umgebungstemperatur (Der -
3.1 .2.2. Kenlwerte
sicher rbeiten, wenn der Ausgang 4 wenigstens 1 V über dem mindestens 3 U8E-Spannungen erforderlich. Wird der Ausgang 4
(bei U8 = ± 1 8 ) Ausgangsofsetspannung (bei U8 = ± 1 8 V)
obere SOR-Schaltung unwirksam, da nur 2 U8E-Spannungen·
(bei U8 = ± 1 8 V)
gegen - U8E, das heißt Anschluß 3, urzgeschlossen, so ist die
über T23 , T24 anliegen und T23 somit nicht genügend Steuer spanung erhält. shalb ührt ein volständiger Kuschlß s
Ausgans ss/
4 gegen
- U8
Beim Ansprechen
(Anschlß 3) zur Zentöung ds Schaltkei
der Temperaturschutzschaltungen werden
Stromaufnahme
± 6 . . . ± 18 V
typ. 40 mA,
I Uoo l
max. 60 mA typ. 4 mV, max. 20 mV
I UIO
Eingangsofetstrom (bei U8 = ± 1 8 V)
I IIO I
Ofene Spannungs-
A uof
typ. 90 dB, min. 76 dB
SVR
typ. 54 dB,
(bei /� 1 kHz)
Über einen Spannungsteiler Rl7, R l 8 , der von einer konstanten Spannung gespeist wird, werden diese Fühlertransistoren mit
unterdückung
che U8E-Spannung von Siliziumtransistoren um etwa 2 mV/K
Ruhestromaufnahme
Einsatzpunkt von T22 oder T40 erreicht. Der entsprechende
Ausgangsleistung
sisstrom und damit auch den Kollektorstrom der überlasteten
(R L = 8 0,
Endstufe.
8 = 150 •c
dabei
(bei U8 = ± 1 8 V)
Bummspannungs-
Trnsistor wird leitend und begrenzt über T23 oder T34 den Ba
wenn
Eingangsofsetspannung
sich in gutem themischen Kontakt mit der jeweiligen Endstufe.
sinkt, ist bei einer FÜhlertemperatur von ungefähr 1 5 0 •c der
20 W 3 IW - 2 s ·c . . . + 7o ·c
IIB
verstärkung
etwa 400 mV vogespannt. Da die zum Durchsteuen eforderli
Ua Iao
30 V · 3,5 A
Eingangsbiassrom
ebenfalls die Basisströme der Endsufen abgeleitet. Die Transi storen T22 und T40 wirken als Temperaturühler und befmden
R lic
8,
Betriebsspannungsbereich
Potential am Anschluß 3 liegt. Zur Funktion von T23 , T24 sind
I
Temperaturbereich gilt nur, Po1 • Rlic nicht überschritten wird!)
soll deshalb nicht noch einmal beschrieben werden. Es ist aler
dngs zu beachten, daß diese SOR-Schaltungen nur dann noch
10 Ptoi
typ. 70 nA, max. l lA
I
typ. 4 mV, max. 20 mV typ. 2 nA, max. 0;5 1A
n. 40 dB
3 . 1 .2.3. Beiebsdaten ( U8 = ± 14 V, f= 1 kHz)
(RL = 4 0,
Klifaktor
K= K=
10 %) 10 %)
(P0 = 0 , 1 W, R L = 4 0)
P0 = 12 W, R L = 4 0
Po =
8 W, R L = 8 0
I80
Po Po
k k k
typ. 40 mA,
max. 60 mA typ. 20 W, min. 16 W
typ. 1 1 ,2 W, min. 10 W
typ. 0,06 %, max. 0,5 %
typ. 0,06 %, max. 0,5 % typ. 0,06 %, max. 0,5 %
SCHALTUNGSSAMMLUNG Vie rte Liefe rung · Kapitel 3
-
·
Verstrker
19 8 6
Schalungsprxis modener integrierter Leistungsver strker (Blatt 3) 3.1.3.
Blatt
3-5
Appkationshinweise
Der VEB Halbleitewerk Frankurt (Oder) gibt in [2] einige wich tige Applikationshinweise zur Gesg der Leiteplatte und ür den Aubau eines Verstärkers mit A 2030 : - Die Leiterplatte ist s o zu gestalten, daß die Leiterzüge von Be triebsspannung, Masse und Lautsprecheranschluß kleinstiög liche Impedanzen aufweisen. Das heißt, diese Leiterzüge müs sen entsprechend breit ausgeührt sein. - Zentraler Massepunkt ist der Anschluß 3 des Schaltkreises. Bei einfacher Beriebsspannung trefen sich dort die Masselei tungen von Betriebsspannung, Lautsprecher, Siebkondensato ren des Mittenspannungsteilers und der Leiteplatten-Be triebsspannungsabblockung sowie der Eingangsmasse. Bei symmetrischer Betriebsspannung wird ein defmietes Masse potential in der Nähe des Schaltkreises angelegt, an das die Abblockkondensatoren der Betriebsspannung, die Lautspre cheückleitung und die Eingangsmasse geschaltet werden. - Die Betriebsspannung ist so dicht wie möglich am Schaltkreis abzublocken. - Das Boucherot-Glied (220 nF, 1 l) ist möglichst nahe am Schaltkreis zwischen Anschluß 4 und Anschluß 3 anzuordnen. Es· daf auf keinen Fall erst hinter dem Koppelkondensator an geschlossen werden. - Der Ausgang des Schaltkreises ist mit 2 sehr schnellen Dioden (z. B. Y34511 ) vor induktiven Spannungsspitzen zu schützen. - Es ist auf guten themischen Kontakt zwischen Schaltkreis und Kühlköper zu achten (Wämeleitpaste NE 4401 vom VEB Chemiwerk Nünchritz vervenden, notfalls ist auch Sili konfett NP12 geeignet). Der Anduck auf den Kühlköper sollte mit einem zusätzlichen Bügel oder einer Feder über dem Schaltkreis erhöht werden. - Für Verstärungen Yu < 10 dB muß eine zusätzliche RC-Kom- . bination vom invertierenden Eingang nach Masse geschaltet werden, um Schwingungen zu vemeiden.
R4 1
Bild 7
Anwendungsbeispiel des A 2030 an symmetrischer Be triebsspannung
Bild 8
Anwendungsbeispiel des A 2030 an einfacher Betriebs spannung
·
3.1.4.
Anwendgsbeispiele
Bild 7 und Bild 8 zeigen die Gundschaltung des A 2030 r sym metrische und einfache Betriebsspannung. Bei Betrieb mit sym metrischer Vesogungsspannung entfallen der Eingangsspan nungsteiler und der Auskoppelkondensator zum Lautsprecher. Bei einfacher Betriebsspannung werden die gleichen Parameter erzielt, wenn der Auskoppelkondensator genügend groß ist und wenn der Mittelpunkt des Eingangsspannungsteilefs gut gegen Masse abgeblockt wird. Mit dem RC-Glied R., C, kann bei Be df die obere Grenzfrequenz herabgesetzt werden. R sollte etwa das 3fache von 2 betragen. C, egibt sich aus folgender Bezie hung: •
1 C, = ; 2T/o R 1
R6
22 k
(1)
fo obere Grenzfrequenz (- 3 dB). Werden ößere Ausgangsleistungen benötigt, so kann eine Ver strkestue mit 2 x A 2030 in Brückenschaltung aufgebaut wer den (Bild 9). Da der maximale Ausgangsstrom von 3,5 A nicht übescritten werden daf, muß der Lautsprechewidestand in der Bückenschaltung 8 l betragen. Mit dieser Schaltung wurde bei einer Betriebsspannung von ± 14 V, k = 0,5 %, eine Aus gngsleistung von P. = 31 W an 8 0 und bei k = 10 % von38,8 W ereicht [2]. An dieser Stelle soll noch einmal auf die Zusammenhänge zwi schen Betriebsspannung, Ausgangssom, Lastwiderstand und er reichbarer Ausgangsleistung bei der Brückenschaltung hingewie sen werden. Bekanntlich ereicht man mit der Brückenschaltung die 4fache Ausgangsleistung eines Einzelverstärkers, da die am Lastwiderstnd auretende Wechselspannug doppelt so groß . ist. Das Problem besteht m wesentlichen darin, daß bei einem -
Bild 9
30-W-Brückenverstärker mit A 2030
gegebenen Lastwiderstand der zulässige Ausgangsstrom der Schaltkreise übeschritten wird, so daß der Lastwiderstand er höht werden muß. Die maximale Ausgangswechselspannung m Lastwiderstand ist nur m den Betrag der 2 Endstufensättigungs spannungen niedriger als die Betriebsspannung: (2)
0,68 E
1 esti mmt Spannungs wrstärkung
I out
x
VT1 ... VT4 Koteentärpaae, z.B.KD606,KD616
= Trennsteile zur Ausgangsstrommess ung
;
Bild 10 A 2030 mit Transistorendstufe ür größe e Ausgangs ströme
Bild 1 1 70-W-Brockenverstärker mit A 1 030 und nachgeschal teten Komplementärtransistoren
Damit wird der Spitzenstrom der Endstufen
.
C ND
'
UB - 2 Uce..t RL
'
(3)
v. = 2
und ür die ereichbare Ausgangsleistung gilt
. (UB - 2 Uc&aJ2 O mu '
-
UB - 2 Uce..t
00 - Ausgangsspitzenspannung (Scheitelwert) bis vor Einsatz der Begrenzung, lc nd - Ausgangsspitzenstrom (Scheitelwert), UcBoat - Sättigungsspannung der Ausgngstransistoren ' 2,5 V je
R3 noch ein Trennkondensator, z. B . 22 JF, geschaltet wird.
Die weiteren Anwendungen des A 1030 als Leistungsoperations
verstärker, Spannungsregler, Drehzahlstabilisierung von Gleich
strommotoren, Leistungsspannungswandler und Schaltregler sol
len nicht behandelt werden. Der . interessierte Leser kann sie in [2] und [3] nachlesen.
·
KD 606, KD 616) nacgeschaltet werden (Bild 10 aus [3)). Der A 1030 wird in dieser Schaltung nur bis etwa 1 A Ausgangs (z. B.
strom belastet, den größeren Strom übenehmen die Transisto
ren. Für einen 4-0-Lautsprecher bringt diese Schaltung keine Lei
x A 1030 mit nachgeschalteten Komplementärendstufen aus
�h
11
�f�)
�
C2 2 ���
f7 � r r: . oo n VD1 SY345/05 �? RB Q 1 -.5 10ÖoJ � A203 5 C19Wd�. 11 -Z u l o, 5 =�,.221 l47k V 3 �1,54 k 3 �� 4,7J
:
s�
afp
� ..
'
150 k l7 l6;6k 1 V02 SY345105 �
Bauuppen it A 1030
4. 1 .
Bauuppen vom E B Halbleitewerk Frt (Oder) Ramen
seines
Konsumgüteprogramms
.
liefert
der
VEB Halbleitewerk Frankfurt (Oder) den Bstlerbeutel 2 6 Dieser enthält die Bauelemente ür einen 10-W-NF-Leistungsverstärker
den daf. Anders sieht es mit einer Bockenschalung von
c�
4.
Im
stungserhöhung, da die Betriebsspannung nicht vergrößert wer
)�472 k
(6)
zen. Sollen nur Wechselspannungen verstärkt. werden, kann n
Schaltkreis. Werden rößere Ausgangsströme benötigt, so kann dem Schalt kreis eine komplementäre Endstufe aus 2 Leistungstransistoren
2
· R2 R1 . ' wenn u = 1 + u tst ;
schluß 1 des rechten A 1030 an Masse liegen, wenn in Reihe zu
(5)
fc nd
)
die vorhergehende Schaltung als Gleichstromverstärker einset
überschritten werden darf, ergibt sich der minimale Lastwider stand zu _
R1
3
sigen ist. Diese Brockenverstärkerschaltung läßt sich ebenso wie
Da der zulässige Spitzenstrom der Ausgangstransistoren nicht
RL n
1 +
v. - Spannungsverstärkung. Mit R4 kann die Ofsetspannung über RL kompensiert werden, die besonders bei hoher Brockenverstärkung nicht zu venachläs
(4)
2 RL
(
(Bild 1 1). Mit dieser Schaltung lassen sich theoretisch über 70 W an 4 n ereichen. Für die Brockenverstärkung gilt
mit der verbilligten Schaltkreisausührung R 2030 und die Lei-
' !�,.
-= ----: <
._
l
•Ue Masse ( Ue l
4.
Ue
Masse( Ue l
Bild 12 Schaltung des 12-W-NF-Leistungsverstärker bausteins, VEB Halbleitewerk Frankurt (Oder)
-
S C H A LT U N GS S A M M L U N G · Vierte Lieferung · 1986
I I
Kapitel 3
�
I
l
B latt
Verstärker
3 -6
(Blatt 4)
Schaltungsprxis modener integrierter Leistungsver
}
stärker
I
terplatte. Den Kühlkörper muß sich der Amateur selbst anferti gen. Weilerhin wird ein kompletter Baustein 12-W-NF-Lestungs verstärker mit dem A 2030 angeboten. Diese Baugruppe erfüllt die Anfordeungen an NF-Mono-Leistungsverstärker der Klasse 2 nach TGL 31 432. Der Kühlkörper ist vorhanden. Nach stehend die technischen Daten des Bausteins: Betriebsspannung (max.) Usmx 34 V � 12 W Ausgangsleistung (an 4 0, U8 = 2 8 V) P0 k �1 % Klirrfaktor 2 1 5 mV Eingangsspannung (P0 = 12 W) u. 1A Stromaufnahme Imx Bild 12 zeigt die Schaltung. Daraus ist zu erkennen, daß der Baustein nur an einfacher Betriebsspannung betrieben werden darf. Da die zentrale Masse am Anschluß 3 des A 2030 liegt, sind die getrennten Masse-Zu- und -Ableitungen unbedingt einzuhal ten.
4.2.
•
Stereo-Brückenverstärker-Baustein
4.2. 1 . Allgemeines
In Fortüung des Themenkreises Niedefequenzvestärker-Schal tunstechnik entwickelte die Arbeitsgemeinschat Mikroelektronik der Station Junger Techniker Königstein einen Sterea-Bückenver stärker-Bastein mit 2 x A 2030 V. Dieser Baustein kann als Ste-
1 k1 ® ) A27 AZ S BZ� A19 A21 � k1
r -- - f: I 22 k I I � ) 2.1 '
1� ][
l 11 l
68k
I
�9.1
reoverstärker mit 2 x 16 W Ausgangsleistung an 4-0-Lautspre chem oder in Brückenschaltung und Monobetrieb mit 33 W Ausgangsleistung an einem S-O-Lautsprecher betrieben werden. In beiden Fällen ist der Betrieb auch mit symmetrischer Versor gungsspannung möglich. Der Baustein enthält neben den Lei stungsstufen 2 der schon in [1] beschriebenen und vielfach er probten Voverstärker- und Klangregelstufen. In der Brücken schaltung braucht entweder nur ein Voverstärker bestückt zu werden, oder der zweite Voverstärker wird als zweiter Kanal über einen zusätzlichen Miseher betrieben.
4.2.2.
Schaltungsbeschreibung
Bild 1 3 zeigt die Gundschaltung als Stereoverstärker. Beide Voverstärker sind gleich aufgebaut. Für Stereobetrieb müssen Höhen- und Tiefensteiler lineare Tandemausuhrungen mit gu tem Gleichlauf sein ( � 3 dB). Lautstärke- und Balancesteiler sind ebenfalls Tandemausihungen, wobei der Balancesteiler eine billige, lineare Ausihrung ohne Gleichlaufordeungen sein kann. Die Tandemausühung ist nur wegen der guten Kanal trennung eforderlich. Die Schleibahnen dieses SteUers werden gegenläuig angeschlossen. Die Leiterplatte wurde so aufgebaut, daß beide Verstärkerhälten völlig unab,hängig voneinander be trieben werden können. Deshalb wurden die Betriebsspannungs versorgung der Vorstufen und die Spannungsteiler zur Mitten-
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steins mit 2 x A 2030 Y (VD2, VD3 : Y 34511)
R1.Z
- - - - - - -- - - - -
=
-1(��1 6.Z
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I
I
I
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_ _ _ __ _
Bild 14 Bauelementebestückung
Bild 15 Leiterbild
Spannungserzeugung (R27, R2 8) doppelt ausgelegt. Die An · schlußbezeichnungen des Steckverbinders beziehen sich auf die Steckerleiste 102-58, TGL 29 331103 (A- und B-Bezeichnungen), während sich die Zahlen in Klammem bei Vewendung einer 24poligen Steckerleiste nach TGL 200-3604 ergeben. In diesem Fall bedeutet eine (0) in Klammem, daß die Leiste an dieser Stelle keine Kontakte hat und daß ir die Verbindung eine feste Lötverbindung (Stütlötöse) benutzt werden muß. Gestrichelt an gegebene Bauelemente und Leiterbrücken werden nur ir be stimmte Schaltungskonigurationen eingesetzt. Bild 14 :eigt den Belegungsplan der Leiterplatte, auf dem die variablen Bauele mente ebenfalls gestrichelt angegeben wurden. Am unteren Rand sind die Bezeichnungen der 2 unterschiedlichen Steckver binderarten zu lesen. Bild 15 gibt das Leiterbild wieder.
4.2.2.1 . Stereoverstrker n efacher Beiebsspannung
Es soll nur der Kanal 1 beschrieben werden. Die Eingangs stufe VT1 . 1 ist als Emitterfolger mit Bootstrapeingang geschaltet (s. Bild 13). Sie hat demzufolge großen Eingangswiderstand, niedrigen Ausgangswiderstand und eine Spannungsverstärkung von annähend 1. Der niedrige Ausgangswiderstand ist ir die einwandfreie Funktion des nachgeschalteten Höhen-Tiefen Netzwerks unbedngt erforderlich. Damit wird sein Quellwider stand nur noch durch R7. 1 bestimmt. Das Netzwerk besteht aus den Filterbauelementen CS bis 8, RB, R9, R12, den beiden ex tenen 100-kO-Stellem und den Transistoren VT2 . 1 , VT3 . 1 mit ihren Bauelementen zur Arbeitspunkteinstellung. Der Grad der Anhebung bzw. Absenung wird durch das Spannungsteilever hältnis R16.1/R17.1 bestimmt. Den Arbe.itspunkt der Transisto-
S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung · 19 8 6
Kapitel 3
-
Verstärker
(Blatt 5)
Schaltungsprxis modener integrierter Leistungsver strker
ren VT2 . 1 und VT3 . 1 stellt man mit. R l 8 . 1 ein. Dieser Wider stand wird so ausgelegt, daß am Emitter des VT3 . 1 die halbe Voverstärkerbetriebsspannung U8v12 ± 0,5 V zu messen ist. Das gilt auch ir das Emitterpotential der Vorstufe VTl . l . Ist es nicht der Fall, so muß R2 . 1 verändert werden. Die Betriebsspan nung U8v des Voverstärkers darfwegen der Spannungsfestigkeit der Elektrolytkondensatoren 16 V nicht überschreiten. Deshalb wird sie bei Bedarf mit einer Z-Diode stabilisiert. Eine Stabilisie rungsschaltung reicht ir beide Voverstärkerkanäle. Jeder Vor verstärker benötigt bei 16 V Betriebsspannung etwa 2,8 A Be triebsstrom. Der Z-Strom der Stabilisierungsdiode sollte etwa 4 bis 6 A betragen. Über den Vowiderstand R20 ließen also Be triebrstrom und Z-Strom. An ihm fällt die Diferenz zwischen Betriebsspannung und Z-Spannung ab. Damit errechnet sich R20 zu:
UB - Uz R20 _ - I + lz { B f
(7)
Bei einer Betriebsspannung von z.B. 30 V und {18 + lz) = 10 A wird R20
=
30 V - 1 5 V = l ' 5 kl. (5,6 A + 4,4 A)
In diesem Fall reicht ein Widerstand der Kenngröße 23 .207 oder 250.3 1 1 leistungsmäßig aus. Die Ausgänge der Voverstärker sind an die Kontakte A23 (6) bzw. A8 (18) geihrt. Hier werden bei der Stereoausfihung die Schleibahnen des BalancesteHers gegenläuig angeschlossen. Bei Betätigen dieses Potentiometers wird das Signal des einen Kanals verstärkt und das des anderen abgeschwächt. Die 4,7-kl-Widerstände an den Massenanschlüs sen der Balancesteiler schwächen den Balanceefekt ab und ver hinden, daß ein Kanal völlig ausgeblendet werden kann. Dem Balancesteiler ist der Lautstärkesteller nachgeschaltet, dessen Schleifer über Cl4 mit dem Eingang 1 des A 2030 verbunden ist. Wie schon ewähnt, ist der A 2030 ein Leistungsoperationsver stärker und weist alle Vorteile dieser Bauelemente auf. Er hat eine sehr hohe Leerlaufverstärkung und einen großen Eingangs widerstand. Die Spannungsverstärkung in der Schaltung ist durch das Verhältnis der Widerstände R 241R 22 festgelegt. Die untere Grenzfrequenz wird im wesentlichen durch Cl4, R22, l5 und durch den Lautsprecherauskoppelkondensator bestimmt, während die obere Grenzfrequenz, die in der Regel bei 150 bis 200 kHz liegt, nur durch Beschaltung mit R23 und l6 herabge setzt werden kann. Die letztgenannte RC-Beschaltung wird benö tigt, wenn bei der Inbetriebnahme Schwingerscheinungen hoher Frequenz oder unsaubere Sinuskuven bei Frequenzen über 1 0 kHz autreten. Die Beschaltung mit dem Boucherot-Glied (R26, Cl 7) ist in jedem Fall erforderlich. Gleiches gilt ir die Schutzdioden VD2 und VD3 . Hier können auch schnelle Hoch stromsiliziumschaltdioden eingesetzt werden (z. B. SAY73, FD 600). Die Mittenspannung am Ausgang der Leistungsverstär ker wird durch das Spannungsteileverhältnis R27 zu R28 be stimmt. Da die Schaltkreiseingänge sehr hochohmig sind und nur einen sehr geringen Eingangsstrom benötigen, reicht ein Spannungsteiler ir beide Verstärker aus. Die Teilewiderstände sollten nach Möglichkeit eng toleriert sein, um optimale Aus steueung der Endstufen zu gewährleisten. An eifacher Be triebsspannung sind ir l9.1 und l9.2 40-V-Kondensatoren einzusetzen, möglichst mit einer Kapazität von 100 JF. Da diese Typen in der TGL 37 225 noch zu groß sind, müssen erforderli chenfalls neue Löcher in die Leiterplatte geboht werden. Eine andere Möglichkeit besteht darin, ir jeden Kanal 2 x 47 JF/ 40 V einzusetzen. Das ist leicht möglich, da bei einfacher Be triebsspannung die Kondensatoren 20 entfallen. Die nichtin vertierenden Eingänge (1) der Schaltkreise liegen über die hochohmigen R2 1 an dem ewähnten Mittenspannungsteiler R27/R28 und über die 1-JF-Kondensatoren Cl4 an den Steck verbinderkontakten B22 (7) bzw. B9 (17). R2 1 . 1A und R2 1 .2A entfallen bei dieser Variante. Aus Isolationsgünden dürfen die
Blatt
3 -7
Koppelkondensatoren l4 keine Elektrolytkondensatoren sein. Die 0,1-JF-Kondensatoren 21 und 22 brauchen nur bei Auf treten hochfrequenter Schwingerscheinungen bestückt zu wer den. Die untere Grenzfrequenz wird im wesentlichen durch die Auskoppelkondensatoren vor den Lautsprechen bestimmt, die bei einfacher Betriebsspannung 40-V-Typen sein müssen. Die Betriebsspannung wird unmittelbar am Steckverbinder mit einem Elektrolytkondensator von 1 000 bis 2 200 JF überbrückt. Der Minuspol dieses Kondensators ist an Al, 2, Bl (24) und A29 anzuschließen. Die Rückleitungen der Lautsprecher werden an A3 , 5, 7, B7 (5) bzw. an A24, 26, 28, B24 (19) angeschlossen. Ob sie bereits am Steckverbinder mit det Masse zu brücken sind, muß von Fall zu Fall erprobt werden. Das gilt auch ir die gestri chelten Massebrücken auf dem Belegungsplan (Bild 14). Bei den Ersterprobungen der Leiterplatten waren sie nicht erforderlich. Die Masseanschlüsse der Tonspannungsquellen sind mit den entsprechenden Massepunkten der Voverstärker zu verbinden (Al 5, 18, B l 7 bzw. A9, 1 1, B l4). Da die Masse von Plattenspie len, Magnetbandgeräten usw. meist als gemeinsame Leitung ge Uhrt wird, ist es zweckmäßig, die Voverstärkermassen miteinan der zu verbinden. Die Tonfrequenzspannung am Voverstärker eingang darf den Wert von u.r = 300 mV nicht übersteigen, da es sonst bei voll aufgedrehten Höhen- und Tiefenstellen zu einer Übersteuerung des Voverstärkers kommt. Bei höheren Tonfrequenzspannungen sind entsprechende Abschwächer oder Vorwiderstände vorzusehen. Die Informationen dieses Ab schnitts gelten auch ir die noch folgenden Schaltungsvarian ten. 4.2.2.2. Stereoverstärker an smmetrischer Betriebsspnng
Abweichend von der Grundschaltung in Abschnitt 4.2.2 . 1 . ist folgendes zu beachten: In dieser Schaltung liegen Eingangs- und Ausgangspotential der Schaltkreise auf 0 V. Dazu ist es erforder lich, die Schaltkreisanschlüsse (1) über die 22-kl-Widerstände R2 1 . 1A und R2 1 .2A an Masse zu legen. Es entfallen der Span nungsteiler R27, R28, die 100-kl-Widerstände R2 1 . 1 , R2 1.2, die Z-Diode VDl . l und die Elektrolytkondensatoren l 8 . 1 , l8.2. Dair sind die Elektrolytkondensatoren 22.1 und 22.2 einzu setzen (ir l9 und 22 genügen 25-V-Typen). An Stelle von R20 . 1 wird ein Schutzwiderstand von 220 l eingesetzt. Ob die Lautsprecherauskoppelkondensatoren entfallen können, hängt vom Anwendungsfall ab. Es ist möglich, auf sie völlig zu verzichten. Damit ergibt sich eine sehr niedrige untere Grenzfre quenz des Endverstärkers. Das ist einerseits in vielen Fällen vor teilhaft. Andererseits haben die Schaltkreise den Nachteil, bei Ein- und Abschalten der Betriebsspannung, das heißt, wenn sich die Arbeitspunkte in den Verstärkerstufen änden, starke Schalt impulse an die angeschlossenen Lautsprecher abzugeben, die sich durch Koppelkondensatoren etwas unterdrücken lassen. Für hochwertige Anlagen kann aber auch ein Schaltrelais eingesetzt werden, das die Lautsprecher verzögert an die Verstärkeraus gänge schaltet. Der Bezugsmassepunkt der Betriebsspannung wird an den Steck verbinder verlegt. Dazu sind die Kontakte A3, 5 . . . und A24, 26 . . . des Steckverbinders miteinander und mit dem Mittelpunkt der Betriebsspannung zu verbinden ( � 0,8-mm-Cu). Von diesem Punkt ist je ein Elektrolytkondensator von 1 000 bis 2 200 JF/ 16 V gegen die Anschlüsse der negativen und positiven Betriebs spannung polaritätsrichtig zu schalten. Am Steckverbinder sind alle Anschlüsse fir negative Betriebsspannung miteinander zu verbinden (Al , 2 . . . mit A29). Die Lautsprecherrückleitungen sind an die entsprechenden Massekontakte der Verstärker anzu schließen (Kanal l an A24, 26 . . . , Kanal 2 an A3, 5 . . . ). Auf den Anschluß der Tonspannungsquellen wurde bereits in Abschnitt 4.2.2 , 1 . hingewiesen.
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Bild 16 Endstufe des Sterea-Brückenverstärker-Bausteins in Brückenschaltung (VD2, VD3 : Y 34511)
4.2.2.3. Brückenverstrker n smmerischer Beriebsspannung
Abweichend von der Gundschaltung nach Punkt 4.2.2 . 1 . ist fol gendes zu beachten: Bei dieser Schaltung werden die Massever bindungen am Steckverbinder wie unter 4.2.2.2. angeschlossen. Gleiches gilt ür die Überbrückungs-Elektrolytkondensatoren am Steckverbinder. Die Lautsprecher-Rückleitungen entfallen, da nur ein Lautsprecher zwischen den zwei Ausgängen der Verstär ker angeschlossen wird. Bild 16 und der Belegungsplan (Bild 14) zeigen die eforderlichen Änderungen ür die Brückenschaltung. Der Widerstand R22. 1 entfällt. C15 . 1 bleibt erhalten. An Stelle des angedeuteten Elektrolytkondensators C15B ist eine Draht brücke vom unteren Anschluß des R22. 1 zum zweiten Anschluß punkt des C15B einzulöten. Als neue Bauelemente sind R22B und R29 einzusetzen. Bei symmetrischer Betriebsspannung wer den R2 1 . 1A und R2 1 .2A · eingesetzt. R2 1 . 1 und R2 1 .2 entfallen, wie auch die Spannungsteilewiderstände R27 . 1 , R28 . 1 , die Kon densatoren C18 . 1 , Cl8 .2 und die Z-Diode VDl . l . Für die Wider . stände R20.1 und R20.2 werden 220-0-Siebwiderstände einge setzt. Das ist ür die Siebung der Vorstufenbetriebsspannung erforderlich, da die starke Siebwirkung der Z-Diode entfällt. Der
Koppelkondensator 14.1 ist eingangsseitig durch eine Draht brücke an die Masse des Schaltkreises A l . l zu schalten (Fuß punkt C19.1). Der ausgeschlossene Lautsprecher darf keinen kleineren .Wert als 8 0 haben, da die Schaltkreise sonst überla stet werden. Es ist jedoch möglich, 2 gleiche 4-0-Lautsprecher phasenrichtig in Reihe zu schalten. Für die Brückenschaling braucht nur ein Voverstärker bestückt zu werden. Für viele Anwendungsfälle ist es jedoch besser, beide Voverstärker zu bestücken. Auf diese einfache t erhält man 2 Mischeingänge mit getrennten Höhen- und Tiefenstellem. Mit dem Balancesteiler kann eine Überblendschaltung aufgebaut werden. Bild 17 zeigt einen Schaltungsvorschlag. Die Steiler R1, R2 sind ür die Anpassung an Tonspannungsquellen mit größe ren Ausgangsspannungspegeln vorgesehen. Es können lineare Einsteller ·verWendet werden. Bei fest vorgegebenen Spannungs quellen kann man uch Festwiderstände vorschalten. Tonfre quenzquellen niedriger Ausgangsspannung werden direkt ange schlossen. Für die Ausührung als Mischverstärker kommen einzelne, lineare 100-kO-Potentiometer als Klangsteller in Frage. Mit R7 und R8 stellt man die Kanallautstärke ein, während das gegenläuig geschaltete Tandempotentiometer R91 R12 zur Ka nalüberblendung benutzt wird. Mit den Einstellem . R10, R l l läßt sich der noch erforderliche Gundpegel d e s jeweils ausge blendeten Kanals einstellen. R13 und R14 sind Entkopplungswi derstände. R15 wirkt als Summensteller, ist aber bei nur 2 Kanä len meist nicht erforderlich. Bei Vewendung einer zusätzlichen Steckeinheit kann die Ausgangsleistung verdoppelt werden. Es stehen dann 4 mischbare Eingangskanäle zur Verügung, wenn die Brückenverstärkereingänge parallelgeschaltet werden. Bei ge trennten Kanälen kann man einen Stereoverstärker mit je 2 mischbaren Eingingen und 2 x 35 W Ausgangsleistung an 2 x S-O-Lautsprechen aubauen (s. auch Abschnitt 3 . 1 .4.). 4.2.2.4. Brückenverstärker n unsmmeischer Beriebsspannug (Bild 1 6) Es gelten m wesentlichen die in Abschnitt 4.2.2. 1 . angeührten
Schaltungshinweise. Die Eingänge 1 beider Schaltkreise liegen über je 100 O an der Spannungsteilerbrücke R27, R29. Der Lautsprecher (RL = 8 0) wird zwischen beide Verstärkerausgänge geschaltet. Für die Vorstufenbetriebsspannung sind die Stabili sierungsdiode VDl . l und der R20.1 (1,5 kO) einzusetzen. Es entfallen R22. 1 und die Kondensatoren 20, 22. An Stelle des C1 5B wird entsprechend Abschnitt 4.2.2.3. eine Drahtbrücke ein gesetzt. R22B und R29 sind ebenfalls einzulöten. Für die Kon densatoren C19 gelten die Infomationen in Abschnitt 4.2.2 . 1 . Masse, Stromversorgungsleitungen und Stützkondensatoren am Stecverbinder sind ebenfalls nach Abschnitt 4.2.2 . 1 . zu schal ten. Eingangsbeschaltung der Voverstärker und Steileranord nung können Abschnitt 4.2.2.3. entsprechen.
4.2.3
Technische Daten (Meßwerte)
An einem aufgebauten Musterbaustein wurden in 4 unterschied lichen Schaltungen die Werte der Tabelle 1 ermittelt:
•U a
A14
E1
Vorverstärker 1 Endverstärker 2 x 2 030
A
82 8
�
E2
Bild 17 Vovestärker als 2fach-Mischstufe
S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung · 1 9 8 6
Kapitel 3
-
Blatt
Verstärker
3 -8
(Blatt 6)
Schaltungsprxis modener integrierter Leistungsver
stärker Tabele
1
Meßegebnsse am Brückenverstärker nach Abschnitt 4.2. 2. 4.
Schaltung
Gesamtruhestrom
Stereo, einache
Stereo, symmetrische
Brücke, symmetrische
Brücke, einfache
Betriebsspannung
Betriebsspannung
Betriebsspannung
Betriebsspannung
( + 30 V)
( ± 1 5 V)
( ± 1 5 V)
( + 30 V)
95 mA
92 mA
94 mA
90 mA
2,1 A
2,1 A
7, S 0 ± 5 %
7,S O ± 5 %
Gesamtstromaufnahme bei Vollaussteuerung
2 X 1,1 A
2 X 1,1 A
Lastwiderstand
2 X 3 ,9 0 ± 5 %
2 X 3 ,9 0
Ausgangsspannung bei Vollaussteuerung
±
5%
f= 1 kHz u.,r
SV
SV
16,5 V
16,5 V
Ausgangsleistung P 0
2 X 16,4 W
2 X 16,4 W
34,9 W
34,9 W
Klirrfaktor k
'1 %
'1 %
'2 %
'2 %
Frequenzgang
40 Hz . . . > 2 5 kHz
2 5 Hz . . . > 2 5 kHz
25 Hz . . . > 2 5 kHz
25 Hz . . . > 2 5 kHz
( - 3 dB) Übersprechen
(C, = 2 200 1F)
(1
Kanal
Vollaussteuerung, 1 kHz)
von Kanal 2 auf K1 ' 3 mV an R L 1
von Kanal 1 auf 2 , 3 mV an R L2
Außerdem wurde in Brückenschaltung bei U8 ± 12 V die erreich bare Ausgangsleistung bei 1 kHz an RL = 7,8 n noch mit P. = 20 W ermittelt; Igesamt � 1,6 A. Die erreichbaren Parameter des Vorverstärkers entsprechen dem des in [1) vorgestellten Bausteins mit 2 x A 2 I OK. 4.2.4. Aubau
Auf einer Cevausit-Einlagenleiterplatte mit den Abmessungen 90 mm x 150 m sind die 2 Verstärkerkanäle nebeneinander an geordnet. Die Bauhöhe wird durch die Kühlbleche der A 2030 bestimmt und beträgt insgesamt 75 m Zur Kühlung wurde Aluminium-Blech 99,5 (1,5 bis 2 mm dick) verwendet, da Proil kühlkörper vom Amateur schwer beschabar sind. Ist die Bau höhe durch die senkrechte Lage der Kühlbleche zu hoch, so kön· nen sie oberhalb der Schaltkreise auch seitlich abgebogen werden. Es muß allerdings dair gesorgt werden, daß die Lut· strömung an den Blechen nicht behindert wird. Bild 18 zeigt den bestückten Baustein. Über eine Steckerleiste 1 02-58, TGL 29331103 werden Betriebsspannung, Steller, Eingangssignal und Lautsprecher angeschlossen. Wie aus Bild 18 zu ersehen ist, müssen einige Anschlußstite der B-Reihe entfent (abgeschnit ten) werden. Außerdem ist die B-Anschlußstitreihe, die original einen Rasterabstand von 5 mm zur A-Reihe aufweist, auf 2,5 mm Rasterabstand abzubiegen. Das geschieht zweckmäßigeweise über ein Blechstück. Die bisher verwendete 24polige Steckerlei ste nach TGL 200-3604 konnte wegen ihrer zu geringen Kontakt zahl nicht ir diesen Baustein eingesetzt werden. Die Leiter platte wurde aber so ausgelegt, daß die 24polige Steckerleiste dennoch benutzt werden kann, wenn zusätzliche Lötstifte ir fe ste Masse- und Minusanschlüsse vorgesehen werden. Das betrift die Masseanschlüsse des Vorverstärkers und die Minusleitung des Schaltkreises ALL Da jedoch die Minusleitungen der Schaltkreise an der Steckverbinderseite verbunden werden dür fen und man die Masseleitungen der 2 Vorverstärker ebenfalls bedenkenlos miteinander überbücken kann, verringert sich die erforderliche feste Lötverbindung auf einen Lötstit ir beide Vorverstärker. Die Leiterzüge ,wurden im Trennlinienverfahren entworfen. Mit dieser Technologie erhält man viel Masseläche, breite Leiterzüge ir stromUhrende Leitungen und eine gute Abschirmung der Leiterzüge gegeneinander. An Elektrolytkon densatoren wurden die stehende Ausiung nach TGL 35 807 und die axiale Ausihrung nach TGL 3 7 225 eingesetzt. Die 0,22- und 1-iF-Kondensatoren sind MKT-J -Ausihrungen. Für die Widerstände ist die Kenngröße 23.207 nach TGL 36 521 vor gesehen. Die Bohungsabstände wurden aber so groß gewählt, daß sich auch Widerstände der Kenngröße 25. 3 1 1 einsetzen las sen. .
Bild 18 Bestückter Baustein
4.2.5. Praktische Hinweise r Aubau und Inbetriebnahme
Einige dieser Hinweise sind speziell ir Anfänger gedacht. Sie zeigen aber, wie viele Punkte man beachten muß, damit Fehler vermieden werden. Aus Bild 19 sind die Abmessungen der Kühlbleche zu ersehen. Diese werden mit Zylinderschrauben M 2,5 x 6 auf der ,eiter platte befestigt. Zur Befestigung der Steckerleiste auf der Leiter platte werden 2 Zylinderschrauben M 2,5 x 10 benötigt. Dazu sind die entsprechenden Gewindelöcher in die Leiterplatte zu bohren. Als Gegenstück zur Steckerleiste 1 02-58 ist die Buch senleiste 222-58, TGL 29 331103 vorgesehen. Die Leistungsschaltkreise werden mit Schrauben M 3 x 6 n den Kühlblechen befestigt. Zur besseren thenischen Kontaktgabe ist eine metallhaltige Wäneleitpaste oder wenigstens Silikonett NP 12 zwischen Kühlblech und Kühlläche des Schaltkreises dünn aufzutragen. Eine gratfreie Bohrung und eine glatte Me talloberläche m Kühlblech sind Grundvoraussetzungen ür eine gute Wärmeleitung zwischen Schaltkreis und Kühlläche. Die Anschlüsse der A 2030 V müssen korrigiert werden, damit ihre Kühllächen mit dem unteren Rand am Kühlblech anliegen. Nach EinUgen der Wärmeleitpaste sind die A 2030 V an das Kühlblech zu schrauben. Dabei ist darauf zu achten, daß ihre ge samte Kühlläche am Kühlblech anliegt. Erst nach dem An schrauben (Federscheibe unter die Mutter) dürfen die Schalt kreise auf die Leiterplatte gelötet werden.
1.8
Kühl blech Kanal 2 A l 99 5 2 dick ,
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Kühlblech Kanal 1 Al 99,5 2 dick
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148
·
Bild 19 Kühlblechabmessungen und Kühlblechanordnung auf der Leiterplatte
Die Kühlbleche werden so montiert, daß auf jeder Seite etwa 1,5 m Leiteplattenrand übersteht (Befestigungsschienen). Die Bauelementebohungen werden 0,9 mm (maximal 1 mm) ge bohrt. Für die Schaltkreise sind Bohrungen von 1,1 m erforder lich. Die Bauelemente werden mit einem leichten, spitzen Löt kolben von etwa 20 W Leistungsaufnahme bei guter Arbeitsplatz beleuchtung eingelötet. Auf jede Lötstelle ist mit einem kleinen Pinsel wenig säurefreies Flußmittel Nr. 25) aufzutragen. Steht kein industrielles Flußmittel zur Verfügung, so wird Kolopho nium, in Spiritus aufgelöst, vewendet. Vor dem Anlöten sind die verzinnten Anschlüsse älterer Bauelemente abzukratzen. Als Lot wird das niedrigschmelzende Fadenzinn LSN60 vewen det. Leiterplatten mit Trennlinienleiterzügen erforden Sorgfalt und Geschicklichkeit beim Löten. Die mit Flußmittel befeuchteten nschlußdrähte der Bauelemente werden allseitig gelötet. Es muß sich ein sauberer Lötkegel um den Bauelementeanschluß, der auf 1,5 bis 2 mm über der Leiterplatte abgeschnitten ist, bil den. Beim Anlöten ist das Bauelement von der anderen Seite mit einem Finger gegen die Leiterplatte zu dücken. Beim Löten düfen keine Lötbrücken über den Trennlinien entstehen. Jede Lötstelle ist nach dem Erkalten mit einer Lupe zu püfen. Zur Kontrolle sollte eventuell auch die Leiterplatte gegen das Licht gehalten werden. Bei unsicheren Stellen sind die Trennli , nien mit einer spitzen Pinzette nachzuziehen. Vor der Inbetriebnahme sind die Anschlüsse mit dem Durch gangspüfeT auf Schluß gegen Masse und gegeneinander zu prü fen. Bevor die Betriebsspannung an den Baustein gelegt wird, muß man in die positive und negative Zuleitung Schutzwider stände 15 l/10 W und je nach Betriebsart 1 oder 2 Strommesser schalten. Danach kann die Betriebsspannung, die 34 V bzw. ± 17 V nicht überscreiten sollte, eingeschaltet werden. Unter Beachtung der Stromaufnahme der Schaltung (Richtwet 100 bis 150 A) wird mit einem Spannungsmesser an den Verstärker ausgängen geprüt, ob Mittenspannung bzw. 0-Potential anliegt. Ist die Stromaufnahme größer oder entspricht das Ausgangspo-
·
42
tentiaf nicht den ewarteten Werten, so muß man die Schaltung noch einmal auf Schluß bzw. auf falsch eingesetzte Bauelemente überprüfen (Elektrolytkondensatorenpolung!). Zur dynamischen Püfung sind an die Verstärkerausgänge Laut specherersatzwiderstände ( ;;1 5 W) und an den zu untersuchen den Endverstärker ein Oszillograph anzuschließen. An den je weiligen Endverstärkereingang legt man das Signal eines RC-Generators, dessen Masseanschluß mit der Voverstärker masse verbunden wird. Danach können die Schutzwiderstände aus den Betriebsspannungszuleitungen entfent werden. Die Ausgangsamplitude des RC-Generators (1 kHz) wird langsam er höht. Mit dem Oszillographen wird dabei die Kuvenform des Ausgangsshnals beobachtet. Es muß eine saubere Sinusform zu erkennen sein. Mit steigender Aussteuerung tritt an der Lei stungsgrenze am Sinussignal eine gleichmäßige Begrenzung der positiven und negativen Halbwelle auf. Die Eingangsspannung wird nun so weit verringert, daß diese Begrenzung gerade nicht mehr zu erkennen ist. Damit ist die maximale Aussteuerung bei noch kleinem Klirrfaktor erreicht. Ausgangs- und Eingangsspan nung werden mit einem hochohmigen Wechselspannungsvolt� meter gemessen und die Werte in die Unterlagen eingetragen. Das gilt auch ir Ruhestrom und Stromaufnahme bei Vollaus steuerung. Danach wird die Amplitude der Ausgangsspannung etwa auf die Hälte verringert, und man mißt den Frequenzgang des Endverstärkers zwischen 30 Hz und 25 kHz. An unterer und oberer Frequenzgrenze ist ein Absinken der Amplitude auf das 0,707fache gegenüber 1 kHz festzustellen. Diese Messungen sind am zweiten Endverstärker zu wiederholen. Zusätzlich kann noch das Übersprechen von einem vollausgesteuerten Kanal zu dem nicht betriebenen Kanal gemessen werden. Danach werden die Voverstärker statisch eingestellt. Um die Stufen optimal aus steuen zu können, müssen die Arbeitspunkte an den Emitten von VT1 und T3 etwa auf der halben Voverstärkerbetriebs spannung, über C1 1 gemessen, liegen. Sie können ± 0,5 V von diesem Wert abweichen. Korrekturen sind mit R2 und R18 mög lich.
S C H A LT U N G S SA M M L U N G · Vierte Lieferung · 19 8 6
Kapitel 3
-
Verstärker
S�haltungspr.is modener integrierter Leisungsver stärker (Blatt 7)
Nach dem Anschließen der Höhen- und Tiefensteler (proviso risch können auch Einsteller eingesetzt werden) wird der RC-Ge nerator an den Eingang des zu untersuchenden Voverstärkers angeschlossen. Ausgangsspannung an 23 bzw. A8 ist mit einem Oszillographen zu beobachten. Die Höhen- und Tiefensteiler werden in Mittelstellung gebracht, der RC-Generator auf 1 kHz eingestellt und seine Ausgangsspannung, von 0 beginnend; er höht Die Ausgangsspannung muß einwandfreie Sinusform ha ben und an der Aussteueungsgrenze etwa gleichzeitig auf bei den Seiten begrenzen. Es muß eine unbegrenzte efektive Ausgangswechselspannung von mindestens 3 V einstellbar sein. Danach sind Höhen- und TiefensteHer in Maximalstellung zu bringen, und die Ausgangsamplitude ist auf etwa 0,5 V zu verrin gen. Von 1 kHz an wird die Generatorfrequenz nach kleineren und auch nach größeren Werten verändert. Bei den Eckfrequen zen 80 Hz und 10 kHz muß sich eine wenigstens 3fache Ampli tudenerhöhung gegenüber 1 kHz ergeben. Dabei darf kein Schwingen autreten. Schließlich sind die Höhen- und Tiefen steHer in Minimalstellung zu bringen. Der RC-Generator ist wie der durchzustmen. Bei den genannten Eckfrequenzen muß sich gegenüber 1 kHz eine wenigstens 3fache Amplitudenahsen kung ergeben. Der zweite Voverstärker ist ebenso zu prüfen.
5.
Inteierte Dulverstrker
Spitzenentwicklungen der letzten Jahre auf dem Gebiet der inte grierten Leistungsverstärker sind 2 komplette Endverstärker schaltungen in einem Gehäuse, sogenannte Dualverstärker. Stellvertretend ür viele Entwicklungen bekannter Schaltkreis hersteller soll der TDA 2005 der italienischen Firma SGS-ATES vorgestellt werden. Diese integrierte Schaltung, die in Brücken (M) und in Stereokoniguration (S) angeboten wird, enthält in einem l lpoligen Multwatt-Gehäse 2 Leistungsverstärker, die auch ür industrielle Anwendung geeignet sind. Die Schaltung ist speziell ür niedrige Betriebsspannungen bis 18 V vogesehen. Der maximale Ausgangsspitzenstrom der Endstufen beträgt 3,5 A. Die Totalverlustleistung P101 beider Verstärker wird mit 30 W bei einer Gehäusetemperatur von 60 oc angegeben. Der Dualvestärker enhält thermische Schutzschaltungen, Gleich-
Blatt
3 -9
spannungs- und Wechselspannungskurzschlußschutz der Aus gänge gegen Masse, SOAR-Schutz, Überspannungsschutz bis 40 V, integrierte Schutzdioden gegen induktive Übetspannungen und Lautsprecherschutzschaltung. Die Abmessungen und An schlußbelegungen sind aus Bild 20 zu ersehen. Ein ähnlicher Typ wird vom EB Halbleitewerk Frankfurt/Oder als A 2005 V und mit geringerer Ruhestromaufnahme sowie verringetem Ausgangsstrom als A 2000 V gefertigt (ür Brückenbetrieb A 200012005 Vm ) . Die Grenz- und Kennwerte dieser Typen sind in Tabelle 2 angegeben [5). Während der A 2000 V ir Radiorecorder und Portablegeräte vor gesehen ist, kann mit dem A 2005 Vm in Brückenschaltung mit Autoempfängen und PKW-Verstärkeranlagen eine große Aus gangsleistung erreicht werden. Ein besonderer Vorteil ist die Möglichkeit, über den Eingang 3 die Endstufen abschalten zu können. Dies geschieht durch Kurz schließen des Aischlusses 3 gegen Masse. Durch diese »Quasi Stummschaltung« wird der Ruhestrom des Schakreises auf 3 . . . 5 A verringert. Ein weiterer Vorteil dieses »Freigabe-Ein gangs« ist das sehr geringe Ein- und Ausschaltknacken des Laut sprechers, auch bei Direktanschluß in Brückenschaltung. Wird dieser Schalt�ingang mit entsprechenden Verzögeungsglieden betrieben, so kann selbst bei hochwertigen Anlagen auf eine Ab schaltung des Lautsprechers durch Relais beim Ein- und Aus schalten der Betriebsspannung verzichtet werden. Die Applikationshinweise des Halbleitewerks Frankfurt/Oder ir den Schaltkreis A 2030 gelten sinngemäß auch ir diese Schaltkreise. Zusätzlich sind folgende spezielle Hinweise zu be achten: - Die maximale Eingangsspannung U.r sollte 250 nV nicht übersteigen. - Die Verstärkung ist durch niederohmige Spannungsteiler vom · Ausgang auf den Gegenkopplungseingang im Bereich von 24 . . . 52 dB einstellbar. Eine Veringeung der Ruhestromauf nahme ereicht man durch die Ankopplung des Spannungstei lers nach dem Lautsprecher-Auskoppel-Elko. Die ·Erdpunkte dieses Spannungsteilers sind auf die Vorstufen-Masse zu schalten. - Wird keine Bootstrapbeschattung vewendet, muß der 120-kl-Widerstand zwischen Anschluß 3 und 9 entfallen. Die
Bild 20 Abmessungen und nschlußbelegung des TDA 2005
pI
---+--11
1
Eingang . ( )
z
Eingang -(1 )
4
Eingan g - ( Z J
5 6 7 8
Eingang . ( Z )
3
9
Brummunterdrückung (
Masse (GN D l
Bootstrap { Z ) Ausgang ( Z )
10
.U B A u sgang (1 )
11
Bootstrap ( 1
l
Freigabel
Tabelle 2
0
Grenz- und Kennwerte der Lestungsvest4rkeschaltkrese A 2 OOO V und A 2 005 V
I 25�
Grenzwerte, gültig ir den Betriebstemperaturbereich max.
min.
28 V
Betriebsspannung (maC. Gleichspannung) Betriebsspannungsbereich U,
18 V
Ausgangsspitzenstrom, IoM (A 2 000 )
2,5 A
(inten begrenzt)
Innerer Wärmewiderstand
i
j
i
3,5 A
(A 2 005 )
30 W
Gesamtverlustleistllg P.,, ( + 60 •q
Betriebstemperaturbereich
- · -·· - · - · - · - · - · ,
��� 1 0
R i• 8,
3 KIW -25
+ 7o •c
Statsche und ynamsche Kennwerte ür Stereobetrieb A 2 000 V und A 2 005 V mit V, = 40 dB Größe Ruhestrom I s
Ausgangsmil
Bedingungen A 2 000 V, U8 = 14,4 V A 2 005 V, Ua = 1 4,4 V U8 = 14,4 V
min.
6,6
typ.
max.
30 75
40 115
7,2
7,8
lenspannung Ausgangslei stung P,
(A 2 000 ) (A 2 005 ) Klirrfaktor k
(A 2 000 ) (A 2 005 ) Eingangswider stand R ,
(A 2 000 ) (A 2 005 ) Grenzfrequenz (A 2 00012 005 ) (A 2 000 ) (A 2 005 )
Leerlaufspan
u. = 14,4 v;
Rt = 4 n
! = 1 kHz, K = 1 0 %
u. = 14,4 v;
A A V
0,25
w w
0,15
%
70
220
kO
70
180
kO
5,0
6,25
6,0
6,52
RL = 4 n
f = l kHz, P0 = 50 mW
Bild 2 1 6-W + 6-W-Stereoverstärker mit A 2000 VIA 2005 V
%
f = 1 kHz
f, = - 3 dB /8 = - 3 dB
40
50
Hz
20
85
kHz
20
90
kHz
f = 1 kHz
nungsverstär kung
(A 2 000 ) (A 2 005 ) Übersprechen
(A 2 OOO ) (A 2 005 ) Bummspan nungsunterdrük kung (A 2 000 )
u. = 14,4 V; kL = 40 U0 ,r = 4 V; R, = 1 0 kO
spannung
(A 2 000 ) (A 2 005 ) Thermoschutz
dB dB
49
dB
47
dB
28
dB
27
!B
U8 = 14,4 V
Ua moo = 0,5 V; ! = 100 Hz
(A 2 005 ) Eigenrausch-
83 84
R0
= 10 kO
B = 20 Hz . . . 20 kHz
Bild 22 Leiterbild der kombinierten Schaltung ir A 2000 VI 3,5 3,6
A 2 0002 005 V
140
A 2005 V
Anschlüsse 7 und 1 1 sind dann an Betriebsspannung zu le gen. - Für ausreichende HF-Stabilität ist die Betriebsspannung mit mindestens 0,1 IF gegen Masse zu beschaiten. - Unter bestimmten Betriebsbedingungen (HF-Schwingnei gung) können die Niederfrequenz-Eingänge einen Konden sator von maximal 220 pF gegen Masse erhalten. Bild 21 zeigt eine vom Halbleitewerk Frankfurt/Oder vorgeschla gene Applikationsschaltung als Stereoverstärker (6 + 6) W an 4 0 bei 14,4 V Betriebsspannung und einer 100fachen Spannungsver stärkung. Mit dieser Schaltung wurden auch die Meßwerte der Tabelle 2 ermittelt. Vom Autor wurde dair eine geeignete Lei terplatte im Trennlinienverfahren entwickelt, die ir Stereo- und Brückenschaltung des A 20001A 2005 gemeinsam verwendet wer den kann. Bild 22 zeigt das Leiterbild dieser kombinierten Schal tung im Maßstab 1 : 1 . Aus Bild 23 ist der Belegungsplan zu erse hen. Darauf sind die variablen Bauelemente unterbrochen dargestellt. Für 3 ist immer der rechts oben liegende Elektrolyt kondensator zu bestücken. Der mittlere stehende, auch mit (3) bezeichnete Elektrolytkondensator wird bei Bedarf, z. B. Betrieb , im PKW, als 470 IF/16 V oder besser 1 000 IF/16 V eingesetzt Dadurch kann der Betriebsspannungsüberbrückungs-Elektrolyt kondensator am Steckverbinder entfallen. Der Freigabeeingang 3 des Schaltkreises wurde wegen der geringen zur Verfügung ste Bild 23 Bestückungsplan der kombinierten Stereo- und Brük kenschaltung ir A 2000 VIA 2005 V henden Steckerstite der 12poligen Steckerleiste nach
S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung · 1986
Kapitel 3
-
Blatt
3 -10
Verstrker
Schaltungsprxis modener integrierter Leistungsver
stärker
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(Blatt 8) '
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Bild 25 Kühlkörper ir Verstärkermodul mit A 2000 VIA 2005 V
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Bild 2 4 Kühlblech ür Verstärkemodul mit A 2000 VIA 2005 V
TGL 200-3604 (ehemals Zeibina ) nicht herausgel. In Bük kenschaltung kann er bei Bedarf an Eingang 1 1 geührt werden. l ist dann direkt an die Eingangsmasse zu legen. Die Plätze ür MKT-Kondensatoren wurden so entwofen, daß die zylindrische Fom (MKTl) oder die prismatische Ausührung (MKT3) einge setzt werden kann. Für den Kühlkörper wird ein Wärmewider stand � 4 W gefordert. Dies kann entweder durch ein Kühl blech aus Aluminium (siehe Bild 24) oder durch einen Proilkühlkörper 03840 nach TGL 26 1 5 1 von 55 m Höhe reali siert werden (Bild 25). Wie schon beim A 2030, gelten auch hier die Forderungen nach gutem Wärmeüberang, großem Anduck, Wärmeleitpaste sowie eventuellem Schwärzen des Kühlköpers im Brückenbetrieb bei höheren Umgebungstemperaturen. Der obere, überstehende Rand der Leiterplatte dient als Stütze ür das Kühlproil, welches mit 2 M3-Scrauben an der Leiterplatte befestigt wird. Bei Vewendung eines Kühlbleches kann dieser Rand abgeschnitten werden, falls er nicht zur Befestigung der Bauguppe benötigt wird. Das Kühlblech wird, entgegen der An gabe auf dem Belegungsplan, mit 4 Schrauben M2,5 an der Lei terplatte angeschraubt. In Stereobetrieb lassen sich mit dieser Schaltung bei U8 = 14,4 V und f = 1 kHz fogende Werte erreichen: ·
Bild 26 20-W-Brückenverstärker mit A 2005 Vm
Ausgangsleistung Po Klirrfaktor 10 %, rfaktor 10 %, (nur A2005 V) Klirfaktor 1 %, Klrrfaktor 1 %, (nur A2005 V)
RL = 4 n RL = 2 n
2 2
X
6,5 w 9w
RL = 4 n RL = 2 n
2 2
X
4,5 w 6,5 w
X
X
C12 , C1 3
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Bild 27 A 2000 V-Modul in Stereoschaltung und 2 A 2005 V Modul in Brückenschaltung
Die maximale Eingangswechselspannung UEer beträgt dabei etwa 40 mV. Der Übertragungsbereich (- 3 dB) geht von 3 0 Hz bis 30 kHz (4-0-Last) . Der Stromlaufplan der Brückenschaltung ist aus Bild 26 zu ersehen. Da die gleiche Leiterplatte Vewen dung indet, ändern sich einige Bauelemente. So entfallen die Auskoppelelektrolytkondensatoren C1 2 und C1 3 , an deren Stelle zwei Drahtbrücken eingelötet werden. Die erforderlichen Bauele mente ür Stereo- oder Brückenschaltung sind in der folgenden Schaltteilliste aufgeührt: Rl Schichtwiderstand 120 kO, 5 % R2, R3 Schichtwiderstand 1,2 kO, 5 % S) R2 Schichtwiderstand 1 kO, 5 % B) R3 Schichtwiderstand 2 kO, 5 % B) Schichtwiderstand 10 0, 5 % S) R4, R6 Schichtwiderstand 39 n, 5 % B) RS, R6 Schichtwiderstand 1 n, 5 % R7, R8 Cl , 2 MKT-Kondensator l 1F, 20 %, 100 V (MKT3 oder MKTl) 3 Elektrolytkondensator 100 1F, 2 5 V, TGL 3 8 908 C6, 8 Elektrolytkondensator 100 1F, 25 V, TGL 3 8 92 8 C4, ClO, Cl l MKT-Kondensator 0 , 1 IF, 20 %, 100 V (MKT3 oder MKTl) es Elektrolytkondensator 10 IF, 40 V, TGL 3 8 928 Elektrolytkondensator 100 IF, 2 5 V, S), 7, 9 TGL 3 8 928 Elektrolytkondensator 220 IF, 10 V, B), 7, 9 TGL 3 8 928
Brl , Br2 Al · ·
Elektrolytkondensator 2 200 IF, 16 V, S), TGL 3 8 928 Drahtbücken, 0,8 Cu-Draht, verzinnt SchaltkreisA 2 000 VoderA 2005 Vbzw.VmbeiB) S) Stereoschaltung B) Brückenschaltung
Als Widerstände können die Kenngrößen 2 3 .207, 2 5 . 3 1 1 und 250.3 1 1 eingesetzt werden. Bei Elektrolytkondensatoren ist TGL 38 908 die axiale, liegende und TGL 38 92 8 die stehende Ausührung. An Stelle der prismatischen MKT3 -Kondensatoren 0 , 1 IF können auch keramische Kondensatoren 100 nF vewen det werden. Durch den Direktanschluß liegt der Lautsprecher in der Brük kenschaltung an der Mittenspannung. Dabei ist die Lautspre cherschutzschaltung, die bei Masseschluß eines Ausgangs auch den anderen Anschluß auf ein massenahes Potential zieht, von unschätzbarem Vorteil. Mit der vorliegenden Brückenschaltung erreicht man mit A 2005 Vm, bei U8 = 14,4 V; J = 1 kHz, folgende Werte: , Ausgangsleistung Po Klirrfaktor 10 %, RL = 4 n 20 w Klirrfaktor 1 %, RL = 4 n 14 w Die maximale Eingangswechselspannung UEer beträgt dabei etwa 85 mV. Der Übertragungsbereich (- 3 dB) geht von 1 5 Hz bis 3 0 kHz. Bild 2 7 zeigt ein 2fach-Modul (2 x die Leiterplatte nebeneinan der in Brückenschaltung mit Proilkühlkörpern und die Stereo ausührung mit Kühlblech.
Literatur
[1] D. Schiller; NP-Verstärker-Praxis. Amateurreihe »electro nica«, Band 2 10, 2. überarbeitete Aulage, Berlin 1 9 8 3 . [ 2 ] K. -H. Kresse ; D e r A 2030 H/V - ein NF-Leistungsverstärker mit universellen Einsatzmöglichkeiten. 10. Halbleiterbauele mente-Symposium 1 9 8 3 , Frankfurt/Oder. [3] Leistungstransistoren und lineare Leistungs-IC's. Informatio nen ür den Anwender, ' SGS-ATES, 2. Aulage, August 1 980. [4] Databook »Linear Integrated Circuits«. 2. Edition SGS ATES, 21198 1 . [5] H. Jahn ; Doppel-NP-Leistungsverstärker ü r den ökonomi schen Einsatz in Stereo-Auto-Koferempfängern. 1 1 . Mikro elektronik-Bauelemente-Symposium Fninkfurt/0., 1985
S C H A LT U N GS S A M M L U N G · Vierte Lieferung · 1 9 8 6
Kapitel
4
-
Neue Schaltungen r elektronische Orgeln
1.
4-1
Einleitung
Verfolgt man die Entwicklung der elektronischen Tasteninstru mente in der DDR vom ersten öhrenbestückten Modell »lo nika« bis zur Gegenwart, fallen die ständig verbesserten Schal tungskonzeptionen und die immer größer werdende Anzahl zusätzlich eingebauter Klangefekte ins Auge. Die entscheiden den Voraussetzungen dazu boten Halbleitertechnik und Mikro elektronik. Die Baugruppen konnten platz- und massesparend konstuiert und große Instumente 'sogar transportabel aufgebaut werden (zweimanualig mit Pedalzusatz u. a.). Die ersten Serien elektronischer Tasteninstumente (lonika, Ma tadormodelle) waren mit Generatoren ausgeüstet, die sägezahn formige Tonfrequenzen erzeugen. Verschiedene Ewägungen ührten später zum Einsatz von Generatoren, die rechteck- oder mäanderformige Schwingungen abgeben (Näheres hierzu ist im Buch »Musikelektronik« aufgeührt). In den Klangfomungstei len urden Verändeungen vogenommen, denen der Einbau teil- und vollintegrierter Generatorsätze folgte. Die Instrumente dieser Bauart haben einen arteigenen Klang, der sich z. B. von dem einer Hammond-Orgel unterscheidet. Ewähnenswert sind in diesem Zusammenhang die neuen Instrumente der Serie »Formation« aus Klingenthal, deren weiches Klangbild von vie len Musikfreunden als angenehm empfunden wird. In der Ver gangenheit bedienten sich schon der Rundunk und die Schall plattenindustrie bei ihren Produktionen häuig sogenannter Sinusorgeln, weil sie sich sehr gut ür die Darbietung von Tanz und Unterhaltungsmusik eignen. Um die Instumente besonders ür Alleinunterhalter noch attrak tiver auszustatten, wurden sie später im Ausland mit Sclagef fekteinrichtungen und Rhythmusgeräten, teilweise auch mit Ak kordbegleitautomaten ausgestattet. Auch unsere heimische Musikinstumentenindustrie folgte die sem Trend (ETG-2 mit Besenefekt und Bongos, ET3-2MR mit Rhythmusgerät). Da die bisher erschienene Literatur über Mu sikelektronik kaum Beiträge zu Sinusorgeln enthält, wird in den folgenden Abschnitten ein Beispiel ür die Sc.altungskonzep tion einer Sinuorgel vorgestellt. In den weiteren Abschnitten werden Schaltungen zur Erzeugung von Schlagzeug-Klangefekten in Verbindung mit elektronischen Tasteninstumenten und ein komplettes Rhythmusgerät be schrieben.
2.
(Blatt 1)
Musikelektronik und Effektschaltungen
B latt
Ausgang zum Enderstärker a)
üer Sch eller zum Endverstärker b)
•
üer.Schweller zum Enderstärker !--- ei ehrkanalier Wiedergabe J cl
Bild 1
Sinus-Orgel; a-Übersichtsschaltbild, b, c-Aubauvarianten
Schaltungsvorschläge r eine Sinusorgel
Mit den typischen Bauguppen einer Sinusorgel lassen · sich, ebenso wie bei Orgeln mit Generatoren, die obertonreiche Schwingungen erzeugen, unterschiedlich große Instumente kon zipieren. Der Tonumfang kann zwischen 6 und 8 Oktaven ge� wählt werden. Abstriche beim Tonumfang ühren stets zu klang lichen Qualitätsverlusten, bzw. es werden u. a. musikalische Ausducksmoglichkeiten und der Bedienungskomfort eingeengt. Es können ein- oder mehrmanualige Instrumente mit je 49 bis 60 Tasten oder gegeneinander versetzten oder geteilten Klaviatu ren, mit und ohne Pedal usw. fir den Selbstbau entworfen wer den. Die Planung der Ausstattung eines Instruments wird von mehreren Faktoren beeinlußt, z. B. vom Vewendungszweck, vom Einsatz (ortsfest oder mobil), von der Geräteart (Standgerät mit eingebauten Endverstärken und Lautsprechen) usw. Auch die fmanziellen, materiellen und arbeitszeitliehen AuWendun gen müssen bei einem eventuellen Selbstbau berücksichtigt wer den. Man bedenke dabei, daß auch das BeschaTen der Bauele mente Zeit erfordert! Man sollte aber stets beachten, daß die Freude an einem zu eipfachen Instument meist nicht von Dauer ist, weil sich die erzielbaren Klangfarben nur ungenügend voneinander abheben. Für eine gute Sinusorgel ist daher möglichst ein 8 Oktaven über streichender Generatorsatz zu vewenden. Ein 5- bis 6chöriges
(eventuell geteiltes) Manual und ein wenigstens 13 Tasten um fassendes (Stummel-)Pedal sollten vorhanden sein. In Bild 1a ist das Übersichtsschaltbild einer Sinusorgel dage stellt. Die Bilder lb und lc zeigen Aubauvarianten. Wirkungsvoll ist die Vewendung je eines Phases fir eine TasteAebene. Durch die unterschieilichen Phasenverschiebun gen bildet sich der erwünschte Chorefekt besondes gut aus. Entscheidend ür die Klangqualität eines Instuments sind U; a. die angeschlossenen Endverstärker und Lautsprecherboxen. Auf diese Bauguppen soll hier nicht näher eingegangen werden. Wird die Orgel im Heim aufgestellt, reicht der NF-Teil eines gu ten Rundunkempfänger' mit einer Ausgangsleistung von etwa 10 bis 15 VA aus, um ein ausreichendes Lautstärke- und lang volumen zu erhalten. In größeren Räumen sollten z. B. Verstär ker aus der »Regent-Serie« (Vemona), ein HSV 920 (921 , 926) oder ein HiFi SO eingesetzt werden. Dabei bieten Stereoverstär ker den Vorteil, z. B. das Manual und das Pedal über getrennte Kanäle wiederzugeben. Selbstverständlich ist auch der Eigenbau dieser Bauguppen möglich und lohnend. Verstärker- und Bo xen-Bauanleitungen wurden in der einschlägigen Literatur häu ig veröfentlicht.
des gesamten Generatorsatzes efolgt m zweckmäßigsten im
Vegleich mit einem neu gestimmten Klavier. 100125
Es ist günstig, alle Generatoren einer Tonfamilie auf einer ge �
meinsamen Leiterplatte unterzubringen. Die erste Platte trägt also alle Generatoren C, die zweite Platte alle Generatoren Cis
Ausgang zu m Tastsysm
usw. bis H (im Prinzip wie bei Ogeln mit Frequenzteilerkaska dei).
15
Tontastung
2.2.
Sinusömige Tonfrequenzen neigen beim Schalten mehr zu Ta
stenklicken, als sich das bei obetonreichen Schwingungen be merkbar macht. Übliche DrahtumschaUkontakte scheiden daher
C-Werte I Näherungswerte, mit zugehörien O k t a ve
L- Wern abgleicen! Ois - F
C-D
Fis-Gis
r das Tastsystem einer Sinusorgel aus, wenn man die Vorzüge
A-H
eines solchen Instuments voll ausnutzen möchte. An Stelle
1
8,ZI
z
2,2l
1 ,5p
3
0,56p
4
0,15p
0,1 p
82 n
5
0,15 p
0,47p
0,1 p
8Z n
6
39 n
27n
22 n
7
10 n
,8n
4,7n
3,3 n
8
10n
,8 n
4,7n
3,3 n
Bild
2
6,8p
4,7p . 1p
eines jeden sonst vewendeten DrahtumschaUkontakts tritt eine Schaltung nach Bild 3a. Das bedeutet ür eine einmanualige Or gel mit 60 Tasten und z. B. 6 Chören (16', 8', 4', 2%', 2' und 1 '),
3,3p
,82p
0,33p
360 derartige Schaltungen einzubauen (!).
O. ZZp
56n 56 n
12 n
Schaltungsbeispiel ür einen Sinusgenerator mit Ta
belle
der
frequenzbestimmenden
Kondensatoren
(Richtwerte); Frequenzkompensationsbeschattung des
A 1 09 nicht dargestellt
. 2.1.
Sinusgeneratoren (Sinusgeneratorsatz)
Da alle Gtmeratoren frei schwingen, benötigt man zum Aubau
einer Sinusogel vor allem frequenzstabile Oszillatoren. Es kom
men nur LC-Generatoren nach Bild
2
in Betracht. Ihr Aubau ist
materialintensiv und zeitraubend, aber unugänglich, weil Re-Schaltungen ür Oszillatoren eine zu große Frequenzdrit aufweisen.
Wie Versuche zeigten,• ist es voteilhat, die Oszillatorspulen mit nicht zu dünnen Lackdrähten zu wickeln (Güte!). Für die Spulen der Oszillatoren zur Erzeugung der tiefen Frequenzen sollte man einen Drahtdurchmesser von mindestens 0,1 mm vorsehen und
Tasten
R1
RZ
c- H
'S k
150 k
c- h
2,2 k
120 k
c1 . h1
3, 3 k
1 00 k
c2 - h 2
4,7 k
82 k
c 3- h3
die Schalenkerößen entsprechend wählen. Die eforderlichen
lnduktivitätswerte lassen sich an Hand der fur di: Schwingkreis kondensatoren in der Tabelle zum Bild 2 angegebenen C-Richt werte emitteln. Nach den Daten der zur Vefugung stehenden
C1
68 k
5,6 k
Tonteqo1zen on en Sinuseerotoren c1 g C
Schalenkene können die eforderlichen Windungszahlen be
stimmt werden. Sind die Schalenken-Kenngrößen unbekannt, ist empirisch zu vefahren. Versuchsaubauten sollten unbedingt angefetigt und eprobt werden, um das thermische und das An
schwingverhalten, die erzielbare Frequenzvariation und -kon stanz, die Kuvenfom und die Ausgangsamplitude feststellen zu
b)
Sameldoht
können. Erst positive Versuchsegebnisse erlauben den Serien aubau der ür ein Instrument benötigten 72, 84 oder 96 Einzel generatoren. Allgemein ist auf einen soliden, stabilen Aubau
C hor
müssen straf sitzen. Als Schwingkreiskondensatoren eignen sich
1 6' ' 8
der Generatoplatten Wert zu legen. Die Spulenabgleichkene
MKT- oder Polyester-Kondensatoren (keine Elektrolyt-Konden satoren!). An Stelle des Thermistors von 150 bis 300
0
4'
(TPK)
1 .Taste (C l tPlitte
c, c
c
läßt sich auch eine Miniaturlampe 6 V, 30 bis 50 A vewenden.
_J'
g
gerechnet werden, da es sich meist um Typen mit eingeklemm
1'
ct
2'
Allerdings muß dabei mit Verändeungen im Widerstandswert
ten und nicht geschweißten Glühfaden handelt. Metall-Kaltleiter
lositiw Sannung I
Z.Taste(Cl 3.Taste ! O l .Platte 2.Platte Ci� � 0 -Cis d cis
c1
gis cis1
a
-
dl dl
-
Tasenkon taktdrähte
Fortsetzu_ bis zur
60.Taste ( h ! J
. . . . e• em 8 O ktaen umfassenden Generator 1st Ret.t•on 1m ' 1 C hor in er o r sten Oktae (Tasten c3 bis h3 ) erforerlich. cis l
ür Regelzwecke dagegen sind geschweißt. Zur ArbeitspunkteiD
cl
Generator ür
auf die
Bild 3a Schaltung zur Tontastung mit Tabelle ür frequenzab
len ist. (Ein Oszillograph muß direkt an den Ausgang des OPV
3b Prinzip des Platinenaubaus ür die Tastschaltungen
stellung benutzt man ein Kleinpotentiometer von 1 kO, das beim den
tiefsten
zu
erzeugenden
Ton
größtmögliche unverzerte Sinus-Ausgangsspannung einzustel angeschlossen werden.) Alle anderen Generatoren sind danach
auf die gleiche Ausgangsamplitude abzugleichen.
Einfache Stellwiderstände sollten an dieser Stelle aus Stabilitäts
und Verschleißgründen nicht eingebaut werden. Das Stimen
hängige Bauelemente;
(ir jede Klaviaurtaste ist eine Leiteplatte erforder
lich) ;
3c Tabelle ir die Tongeneratoranschlüsse an die Platten nach Bild 3b
S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vie.rte Lieferung · 1986
Kapitel
Es handelt sich im Prinzip um Diferenzverstärker, die gespert sind, solange keine Klaviaturtaste betätigt wird. Beim Nieder dücken einer Taste öfnet sich der Transistor I3 (in Bild 3a unten) nach einem durch die Schaltung vorgegebenen Span nungsverlauf an dessen Basis. Das hat zur Folge, daß der Dife renzverstärker ir die jeweils anliegende Tonfrequenz, dem Spannungsverlauf n der Basis des Transistors VT3 folgend, durchlässig wird. Da die Tonfrequenz am Eingang des Transi stors VT1 ständig anliegt, lassen sich mit dem Zeitkonstanten Glied an der Basis des Transistors VT3 auch Nachklang- (Su stain-) Efekte erzielen. Für die 1. Taste z. B. ist eine Leiteplatte nach Bild 3b aufzu bauen, die ir das genannte Beispiel 6 Schaltungen nach Bild 3a trägt (entsprechend der Anzahl der vorhandenen 6 Chöre). Vom Tongeneratorsatz sind folgende Tonfrequenzen über dünne, abgeschirmte Leitungen anzuschließen: 16' Cl > 8' C, 4' c, 2%' g, 2' c l , 1' c2• Für jede weitere Taste sind Leiterplatten in analoger Weise anzu fertigen. Die Tonrequenzanschlüsse werden nach Bild 3c auf den Leiter platten »chronologisch« fortgesetzt. Jede Leiteplatte erhält einen Drahtumschaltkontakt, der von der jeweils zugehörigen Klaviaturtaste mechanisch betätigt wird. In Bild 3b sind noch zusätzliche Kontakte eingezeichnet, um spätere Eweiteungen an der Orgel zu erleichten.
.. .1 z.a samme l - I A1� schiene 8' 620
E i ngong
[v
2� 25� =
Ausga n g 8'- Chor
---1-----' . ., 22 0125
�
l-15V
Bild 4 Ausglngsverstärkerstufen einer jeden Chorsammel schiene
T
T
T
a)
T
--c-..
lngfomngsteil
2.3.1. Additive Miseher
Die Einrichtungen zur vorliegenden, rein additiven Klangbil dung sind verhältnismäßig einfach aufgebaut und erforden we niger Bauteile als die selektiven Registerilter eines Instruments mit obertonreichen Generatoren. Unterschiedliche Klangfarben werden bei der additiven Methode durch ZusammenUgen von Teiltönen unterschiedlich großer Amplitude erzielt. Hierzu las sen sich passive Miseher nach Bild Sa vewenden. Zur Nachverstärkung folgen den Mischschaltungen wieder Ope rationsverstärker, so daß die Ausgänge der Miseher der einzel nen Tastenebenen (Manuale oder Baß- und Diskantbereich eines Manuals und Pedal) ückwirkungsfrei zusammengeschlos sen werden können. Durch Parallelschalten 2er Miseher nach Bild Sb kann mit einem Wahlschalter jeweils zwischen zwei voreingestellten Klangfarben gewählt werden (Spielhilfe, freie Kombinationen).
Nach Bild S werden entweder die Ausgänge der Klangfomung über Entkopplungswiderstände von 47 kO zusammengefaSt und nach Bild 1b einem gemeinsamen Phaser zugeührt, oder man schließt nach Bild 3c die Signale jeder Tastenebene an getrennte Phaser an, was klangliche Vorteile bringt. Grundsätzlich ist der Einsatz industriell hergestellter Phaser an dieser Stelle möglich. Die damit zu ereichende Zeiterspnis beim Bau eines Instuments schlägt sich allerdings auf die Ko sten nieder, so daß es sich lohnt, den (die) Pbaser s�lbst aufzu bauen. Dazu gibt es Bauanleitungen, z. B. in der Zeitschrit »Funkamateur«.
8'
4' .
i --C -:.+
1'
2.3.
1 6'
8'· --C -:.+
2' --{=H
Die Ausgänge aller Torschaltungen (Diferenzverstärker) sind ge mäß Bild 3b choweise miteinander zu verbinden (Chorsammel schienen). An die Sammelschienen werden nach Bild 4 Verstär kerstufen angeschlossen, die eine Entkopplung und eine günstige Anpassung an die folgenden Bauguppen bewirken (Ausgang niederohmig, störende Abstrahlungen von Tonfrequen zen durch die Leitungen veringen sich).
2.3.2. Phaser
+1 5 V
f
4- 2
(Blatt 2)
4 - Musikelektronik und Effektschaltungen
Neue Schaltungen r elektronische Orgeln
�
B latt
M i sehr I
!nach Bildol
?'
1'
Ausgong
--. zum-
Phaer
Bild Sa Prinzipschaltung des Choraddierers (Mischer); S b Zwei parallelgeschaltete Miseher mit nachgeschalteten OPV zur Realisieung langkombinationsumschalters eines ( t freie Kombinationen)
M i seher I'
! ach Bi ld5nl
t
1,
_t _ _ _ _..
---..-__.. Von n Chorsame l s ch ienen n ach Bild 3 b üer die Chrerstärkerstufen nach B il d t
b)
�.15v 2-5...:
� --t--}+1' 10k
l' 4'
[
� 1oo�5
-15V
a)
--:.nLa mpen entsprecend Bild 6a
b)
N 1 ... N 3 Universal - OPV A 109 .ö.
Bild 6a Phaser-Schaltung ür Manual I und Abrüstvarianten r Manual II und Pedal; 6b Aubau des Phaser-Steuergenerators (ür jeden Phaser nach Bild 6a wird ein solcher Steuergenerator benötigt)
Eine kostengünstige Schaltung ür einen Phaser (Man. I), mit Fo
towideständen bestückt, zeigt Bild 6a. Der zugehörige Steuerge nerator ür die Lampen des Phasers ist in Bild 6b dagestellt. Bei einer Orgel mit zwei Manualen kann der Phaser ür die
2. Ta
2.5.
für !anual I 3tuf ig
(1 6n
(2 3,9n
4,7 n fürManual i Zstufig (für Lampe1 100-2-Widerstand l für Pedal 1stufig ( f ür Lampen 1 und Z 1 80 2 )
C3 Z,7 n
3n
,2n
Sromversoung
Die Speisespannungen ür die Baugruppen liefert ein stabilisier
tes Netzteil r
± 15 V.
Die Spannung + 10 V kann durch Vowi
derstand und Z-Diode gewonnen werden. Die Belastbarkeit des
Netzteils ist nach Anzahl und Typ der im Instument eingesetz
ten OPVs auszulegen. Die Stabilisieung der Ausgangsspannun
gen läßt sich am einfachsten mit Festspannungsstabilisatoren (z. B.
MA 781 5 )
realisieren.
stenebene (Manual 2) nur 2-stuig ausgeführt werden. Im Pedal genügt gundsätzlich ein !-stuiger Phaser, oder es wird m Baß
3.
schaltung nach Bild 6b, da sich sonst wegen der gleichphasigen
nfangs stellte man elektronische Tasteninstumente oder elek
bereich auf den Efekt verzichtet.
Zu jedem Phaser mich Bild 6a gehört auch eine separate Steuer
Ansteueung der einzelnen Phaser der angestrebte Chorefekt nicht erzielen läßt.
Insmente mit Sclagzeugefekten bzw. hythmusge neratoren
tronische Orgeln her, die z. B . nur mit einer Schlagbesen-Efekt schaltung ausgerüstet waren. Bei anderen Modellen konnten mit den Manual- oder Pedaltasten noch zusätzlich Trommelschläge oder per Handbedienung -Bongos ausgelöst werden. Teilweise
2.4.
war also die Schlagefektauslösung an den gespielten Begleit
Ausgangsverstärker
Der Bauguppe Phaser folgt ein Ausgangsverstärker nach Bild
7,
u m den Ausgangspegel des Instuments anzuheben. Sind meh
rere Phaser vorhanden, können ihre Ausgänge über Entkopp lungswiderstände (33 bis 47 kO) zusammengeschaltet werden. Das so gewonnene Summensignal ührt man dem Ausgangs OPV zu. Bei mehrkanaliger Wiedergabe (über mehrere Endver stärker und Boxen) üt man die Signale der einzelnen Tasten
ebenen getrennt bis zu den Orgelausgängen. Es sind dann je
nach Ausührung des Instruments
2 bis 4 Ausgangsverstärker er
forderlich. Gleiches gilt ür die im weiteren anzuschließenden
End- (Mischpult-) Verstärker. In diesem Fall ist der Einsatz von
Stereo-Verstärken hen.
gegenüber
Monoausüungen
vorzuzie
7
die Schlaginstrumentenklänge dem Spiel zwanglos anpaßten. Bei der Verwendung von lmpulstasten, die zumeist mit der linken
Hand betätigt werden mußten, ergaben sich spieltechnisch Er
schwenisse. Es kamen auch beide Steuerarten kombiniert zum Einsatz.
Nur wenig später gingen die Bestrebungen dahin, den Schlagzeu
ger oder gar mehrere Takt- bzw. Begleitinstrumente durch auto matisch gesteuerte elektronische Schlagzeug- und Akkordbe
gleit-Schaltungen
zu
Ausgangsverstärker (weitere Angaben siehe Text)
Diese
Einrichtungen,
von
die Vorträge auf elektronischen Tasteninstumenten musikalisch erheblich zu bereichen. Allerdings konnten die Anpassungs und Variationsmöglichkeiten, die ein guter Schlagzeuger hevor-
+20
-15V -cJ____,
ersetzen.
Alleinunterhalten gen genutzt, ewiesen sich als gut geeignet,
Druckkontakt
�..
fingönge
Bild
rhythmus gekoppelt (halbautomatisches Schlagzeug), so daß sich
al
+ ZOV
Steerimpulse z. B. zum Kllnggenerator ecken
Tastenkontakt
!.!. . � z B Pedaltaste
b)
+ .., L Steuerimpulse z..zum Klangenerator .
.
große Trommel
Bild 8a Einfache Drucktaste zur Steuerimpulsgewinnung;
8b Kontakt zur Steuerimpulsgewinnung an einer Klaviaturtaste
·
SCHALTUNGSSAMMLUNG Kapitel
4
· Vierte Lieferung · 1986
Blatt
4- 3
- Musikelektronik und Effektschaltungen
Neue Schalungen r elekronische Orgeln
(Blatt 3)
zubringen vermag, nicht erreicht werden. Weltweit wird jedoch an der weiteren Vevollkommnung technischer Lösungen gear beitet, und es wird nicht lange dauen, bis zu diesem Zweck Computer-Steueungen breite Anwendung fmden werden. Die folgenden Abschnitte führen in die Schaltungstechnik ein bis hin zur Beschreibung eines automatischen großen Schlagzeu ges.
3.1.
Verschiedene Schaltungskonzeptionen
3 . 1 . 1 . Steuempulsgeinnung
Bild 1 1 Klanggenerator ür Tom Tom
In der Regel werden Schlaginstrumenten-Einsätze mit Gleich spannungsimpulsen gesteuert, indem den Schlaginstrumenten langgeneratoren entweder mit Impulstasten oder auf dem Um weg über Tonfrequenzsignale beim Betätigen von Klaviaturta sten Gleichspannungssprünge mitgeteilt werden. Auch bei der Anwendung automatischer Taktgeneratoren stehen zur Steue ung derartige Impulsspannungen (der Form nach z. B. auch Na delimpulse) zur Veriiguqg. Die Bilder 8 bis 10 zeigen übliche ten der Steuerimpulsgewin nung. Der Vowiderstand von 4,7 n in den Bilden 8a und 8b vemindert Schaltgeräusche. Die Prinzipschaltung nach Bild 9 enthält eine Verstärkerschaltung mit zwei nomal ausgeführten NP-Stufen. Diesen folgt eine Triggerschaltung, die die erwünschten Gleichspannungsimpulse abgibt. Die in Bild 10 gezeigte Dioden-Widerstandsschaltung liefert Gleichspannungsimpulse im Zusammenwirken mit den Teiler stufen eines Taktgenerators nach Bild 18 (automatische Steue ung). Liegt an beiden Anschlüssen Z1 und Z2 positives Poten tial, veringert sich der Spannungsabfall an R (68 n). Der daraus resultierende Spannungssprung gelangt über die Diode VD3 zum Ausgang. Über die Diode VD4 werden von 1 weitere Impulse eingesteuet. � 2'- To nfeqenz z. B. vo n der 2'Sammelschiene dts Ma nuals
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Bild 12 Klanggenerator ür Holz (Claves)
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Bild 13 Klanggenerator ür große Trommel
9 Prinzipschaltung zur Erzeugung von Steuerimpulsen mit Hilfe von Tonfrequenz
Bild 10 Schaltungsdetail einer Dioden-Widerstands-Matrix zur Bildung einer Steuerimpulsfolge
3.1.2. langgeneratoren
Auch die Schaltungen ür die Klanggeneratoren weisen prinzi pielle Unterschiede auf. Das hat seinen Gund in der Klangqua lität der nachzubildenden Schlaginstumente, oder es spielen bei der Schaltungsausührung ökonomische Ewägungen (Preislage eines Geräts) eine Rolle. Im allgemeinen vewendet man unterschiedlich bemessene RC Phasenschiebegeneratoren, die kurz vor dem Schwingungsein satz betrieben werden. Die Werte der Bauelemente und Schal tungseinzelheiten richten sich nach dem erwünschten Klangcha rakter.
Beim Eintrefen eines Steuerimpulsas schwingen die Generato ren an und liefen danach einen gedämpften Schwingungszug. An- und Abklingverhalten können durch RC-Glieder beeinlußt werden. Mit dieser Schaltungsart lassen sich bereits mehrere Schlaginstumentenklänge erzeugen (Hölzer, große Trommel, Bongos, Tom Tom u. a.). Schaltungsbeispiele enthalten die Bilder 11 bis 13. , In den 3 dargestellten Schaltungen sind die ür RC-Phasenschie bergeneratoren typischen RC-Glieder zu erkennen. Je nach ihrer Bemessung entstehen tiefer oder höher klingende Schlagefekte, wenn dem Steuereingang ein positiver Impuls zugeührt wird. Für den Klang mitbestimmend sind auch die im Ein- und Aus gang der Schaltungen angeordneten. Zeitkonstanten-Glieder. Das Trimmpotentiometer 220 0 wird so eingestellt, daß die Schal tung urz vor ihrer Selbsterregung arbeitet und somit erst Ton frequenzspannungen abgibt, wenn ein Steuerimpuls ihr Anschwingen bewirkt. Besenklänge erzeugt man mit einfachen Rauschgeneratoren (Bild 14). Bei Eintrefen eines Steuerimpulses wird der Transi stor am Ausgang kurzzeitig geöfnet. Die vom SS200 erzeugte und durch den nachgeschalteten Transistor verstärkte Rausch spannung gelangt daher zum Ausgang. Der Auskoppelkonden sator von nur 82 pF sperrt die niederfrequenten Anteile der Rauschspannung, wodurch der typische Besenklang erreicht wird. ·
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Bild 16 langgenerator ir kleine Trommel
Die Klänge z. B. eines Beckens (Bild 15) oder einer kleinen Trommel (Bild 16) setzen sich aus Rauschen und langsamen Schwingungen zusammen. Im Ruhezustand ist in der Schaltung des Beckens (Bild 15) der }:-mlmnnw rt. }" * nr � a�m � positiven Impulses, so daß sich der 10-1F-Kondensator über die vorgeschaltete Diode in kurzer Zeit aulädt. Nach Beendigung des Steuerimpulses wird VT1 wieder gesperrt, der Kondensator kann sich über den Einsteller und die nachfolgende Diode entla den. Die Entladespannung speist hierbei den aus 2 Transistoren SC236 gebildeten Rauschgenerator. Die Länge des Schlagefekts kann mit dem Einsteller 22 l individuellen Wünschen ange paßt werden. Mit dem im Ausgang liegenden Schwingkreis wird die Größe des Beckens simuliert. Für den als Rauschdiode ge schalteten Transistor VT2 sollte ein stark rauschendes Exemplar ausgesucht werden. Die Funktion der Schaltung ir die kleine Trommel nach Bild 16 ist ähnlich. Der Eingangstransistor öfnet sich durch einen positiven Impuls, wodurch sich der Kondensator C (0,22 1F), durch VD3 begrenzt, aulädt. Während seiner Entla dung wird VT2 vorübergehend geöfnet, und das von VD4 er zeugte Rauschen wird verstärkt. VT3 bildet in Verbindung mit dem angeschlossenen RC-Netzwerk ein aktives Filter. Es beein lußt das Rauschspektum und Komponenten des Steuerimpul ses, so daß sich der typische Klang einer kleinen Trommel her ausbildet.
Ausga n g zum End'tärker
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Bild 17 Übersichtsschaltplan des elektronischen Schlagzeuges (Rhythmusgerätes)
3.1.3. Taktgeneratoren
Bei vollautomatischer Steuerung der Schlaginstrumentenein sätze liefen sogenannte Taktgeneratoren in Verbindung mit io-t-Whtmm&mtn-m -- m � gen. Für den Taktgenerator und die angeschlossenen Teilerstufen hat sich nach Bild 18 eine t standardisierte Schaltung durchge setzt. Die Matrixschaltung fallt je nach Taktgestaltung und An zahl der Rhythmusarten sowie der Schlaginstumente unter schiedlich kompliziert aus. (Beispiele sind in der angegebenen Literaur zu inden.) Im folgenden Abschnitt 3.2. wird ein komplettes Rhythmusgerät beschrieben, das sich bei relativ geringem Auwand in der prakti schen Erprobung durch gute klangliche Eigenschaten auszeich net. Der Einbau von Induktivitäten (Schwingkreisen) in die Klanggeneratoren hat sich als besonders günstig ir die Klangbil dung ewiesen.
3.2.
Aubaubeispiel r ein komplettes hythmusgerät
Bild 17 zeigt das Übersichtsschaltbild des konzipierten Gerä tes. Der Taktgenerator mit seinen Teilerstufen wird mit einem Start Stopp-Schalter ein- bzw. ausgeschaltet. Eine Rückstelleinrich tung sorgt dair, daß der jeweils eingeschaltete Rhythmus beim Start immer mit dem Taktanfang beginnt. In der Bauguppe Ma x werden alle benötigten Steuerimpulsfolgen gebildet, solange der Taktgenerator läut. Für die Wiedergabe einer bestimmten Rhythmusart müssen jeweils nur einige der gebildeten Impuls folgen ausgewählt und den Klanggeneratoren zugeUhrt werden. Diese Funktion erfüllt der Rhythmuswahlschalter. Die Schaltung des Taktgenerators geht aus Bild 18 hevor. Es handelt sich um einen nomal aufgebauten Generator, wie er all gemein in automatischen Schlagzeugen Vewendung indet. Die Frequenz des astabilen Multivibrators (in Bild 18 links) läßt sich mit dem Potentiometer 220 kO in den eforderlichen Grenzen veränden (Tempo der Rhythmen). Durch Kurzschließen der An schlüsse 0 und 2 wird auf %-Takt umgeschaltet. Der Taktgenerator kann mit einem automatischen Start-Stopp Schalter versehen werden (siehe Band 165 der Amateureihe »electronica«, Bild 24.15). In die Dioden-Widerstands-Matrix nach Bild 19 urden zusätz lich Kondensatoren eingeigt. Dadurch werden die einzelnen
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Musikelektronik und Efektschaltungen
Neue Schaltungen r elektronische Orgeln
(Blatt 4)
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Bild 20 Aubau und Verdrahtung des Rhythmenwahlschalters
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87 86 Rumbastäe
Schlaginstumente phasenverschoben angesteuert. Das verbes sert das Gesamtklangbild des Rhythmusgerätes. Zu diesem Zweck erklingen die Schlaginstrumente außerdem in abgestmm ter Lautstärke. (Es sind mehrere Eingänge an den Klanggenera toren vorhanden.) Bild 20 zeigt den Rhythmenwahlschalter mit Verdrahtung und eingezeichneten Anschlußpunkten. Benutzt man voneinander unabhängige Schalter, können zwei bis drei Schalter gleichzeitig betätigt werden, wodurch sich Rhythmuskombinationen ege ben. Bei gegenseitig auslösenden Schalten ist es ot zu schwie rig, gleichzeitig z. B. drei Tasten m Einrasten zu bringen. Die Schaltungen der einzelnen Klanggeneratoren sind in Bild 21 zusamengefaßt. Die Spulenwickeldaten können der einge zeichneten Tabelle entnomen werden. Bild 22 zeigt den Aus gangsverstärker.
Zur Wiedergabe des Schlagzeuges scließt man einen breitban digen Verstärker und eine passende Box an. Sie sollte möglichst auch mit einem Hochtonlautsprecher bestückt sein. Die erfor derliche Verstärkerleistung wird von der zu beschallenden Raumgröße bestimmt. Da z. B. mit der großen Tromel sehr tiefe Frequenzen lautstark wiedegegeben werden müssen, darf die Leistung für den Verstärker nicht zu knapp bemessen wer den. Beim Selbstbau eines Rhyhmusgerätes nach den vorliegenden Unterlagen ist es zweckmäßig, folgende Bauguppen vorzusehen: Taktgenerator, Matrix, Rhythmuswahlschalter, Klanggeneratoren mit Ausgangsverstärkerstufen und NetzteiL Im Gehäuse werden die Platten übereinander montiet, um zu einem kompakten Ge' räteaubau zu gelangen.
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Kapitel
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B latt
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Musikelektrok und Effektschaltungen
Neue Schaltungen r elektronische Orgeln
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Bild 2 1 Stromlaufplan der Klanggeneratoren mit Tabelle ür die Spulendaten
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Bild 22 Stromlaufplan des Ausgangsverstärkers
Soll das Gerät zusammen mit einem Tasteninstrument betrieben werden, ist der Einbau der Platten durch die Platzverhältnisse im Spieltisch oft in Frage gestellt. Kann man sie dort nicht montie ren, lassen sich die Bauguppen auch nebeneinander an der Rückwand oder Bodenplatte des Instruments befestigen. Da die Einbauhöhe der Platten gering ist, stört diese Montageweise meist nicht. Mit einer z. B. aus Sperrholz gefertigten Abdeckung kann man die Leiterplatten vor äußeren Einlüssen hinreichend schützen.
iteratur
Enge!Petemann ; Elektromechanische und vollelektronische Mu sikinstumente. Amateurreihe »electronica«, Teil 5, Band 165, Berlin 1978. Sevice-Unterlagen ET 6, ET 3-2 MR, ER 9. Engel; Musikelektronik. Berlin 1982
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zeitabhängige automatische Verstärungsregelung, zeitabhängige AGC Strom-Spannungs-Kennlinie vertikale Blochlinie VHF, Höchstfrequenz (engl. vey high frequency) Hilsgenerator HF-Drossel extener Speicher TM, Puls-Zeit-Modulation R, Wagenücklauf CS, Chipauswahl (engl. chip select) Entzerer SCR, Siliziumstromrichter, Thyristor (engl. silicon controlled rectiier) Videosteuerplatz IM, Intermodulation Rechenmaschine, Rechner VMOS , Vertikal-MOS Höchstspannung Bildempfanger Modenauswahl BAS, Bildaustastsignal Ausgangstransfomator Gleichrichter Spannungs-Kapazitäts-Kennlinie E, Eingang, Eingangs Rechenzentrum HF, Hocfrequenz HF-Demodulator HF-Verbindung A, Ausgang, Ausgangs Sekundär-Frequenznomal
Tonwiedergabekopf, Lesekopf Hybridrechner Aufnahmekopf, Aufzeichnungskopf A-W-Kopf, Aufnahme-Wiedergabe-Kopf, Kombikopf Magnettonkopf, Magnetkopf Screib-Lesekopf NP-Generator, Tonfrequenzgenerator Impulsspannungsgenerator Gasentladungs-Anzeigeeinheit hybride integrierte Schaltung, Hybridschaltkreis Befehlsgenerator Wobbelgenerator Zeitmarkengenerator Metewellengenerator Floppy Disk, Diskette, Magnetfolienplatte RWO, Rückwärtswellenoszillator Bezugsspannungsgenerator (Zeilen-) Ablenkgenerator Signalgenerator Löschkopf IU, Impulsunterdrücker Standardsignalgenerator M Standardsignalgenerator -
FM -Standardsignalgenerator Treppengenerator Ultraschallgenerator Phasengenerator Rauscgenerator
S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung · 1 9 8 6 Musikelektronik und Effektschaltungen Kapitel 4
(Blatt 1)
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Elektronische Trommeln und Perkussionsinstrumente
1.
Einleitung
Das stürmische Entwicklungstempo der Elektronik wirkt auch auf das Gebiet der Musikelektronik. In rascher Folge wurden ne ben den bemerkenswerten Neuerungen bei Geräten zur Signal behandlung und -verstärkung neuartige Klangerzeuger entwik kelt. Ende der 60er Jahre fand der monophone Synthesizer in das Instrumentarium der Rock-Pop- und Jazzgruppen seine Auf nahme. Ihm folgten Melotron, E-Piano, E-Strings und neuer dings der polyphone Synthesizer. Seit efnigen Jahren setzen vor allem Rockgruppen elektronische Schlagzeuge - sogenannte Electronic Drums - ein. Diese elektronischen Schlagzeuge sind keine Schlagzeugautoma ten mit internem Taktgeber und festen Rhythmusprogrammen, sondern werden von einem Schlagzeuger analog dem akusti schen Schlagzeug mit Trommelstöcken gespielt. Im Unterschied zum akustischen Schlagzeug wird j edoch von den Electronic Drums nur ein Impuls nach erfolgtem Schlag abgegeben. Dieser Impuls startet (triggert) die eigentliche Klangerzeugerschaltung. Es entsteht eine gedämpte Schwingung, die in der Frequenz, der Abklingdauer (Decay), bestimmten Geräuschanteilen und einer Frequenzmodulation dem angestrebten Percussionsklang ent spricht. Je mehr Parameter des Klanges frei gewählt werden kön nen, um so umfangreicher muß der elektronische Schaltungsauf wand sein. Im folgenden soll deshalb eine Schaltungspalette vom angestoßenen Parallelschwingkreis bis zum umfangreichen Syn thesizerprinzip vorgestellt werden. So wird wohl jeder interes sierte Amateur eine Anregung bzw. eine Schaltungskonzeption inden, die seinen inanziellen und technischen Möglichkeiten entspricht.
2.
Die akustischen Perkussionsinstrumente
Wohl die wenigsten Elektronikamateure werden gleichzeitig Schlagzeuger (Perkussionisten) sein, so daß eine kurze Darle gung der wichtigsten Begrife und des akustischen Verhaltens von Perkussionsinstrumenten ir das Verständnis des folgenden Stofes sehr hilfreich ist. Perkussionsinstrumente sind alle Instrumente, bei denen der Klang durch einen Schlag bzw. Stoß, also eine impulsartige me chanische Erregung, erzeugt wird. Der Klang dieser Instrumente hat demzufolge keine quasistationäre Phase, sonden geht sofort nach der Einschwingphase (Attack) in die Abklingphase (Decay) über. Nach dieser Deinition gehören alle Zupf- und Schlagin strumente wie Gitarre, Baß, Klavier, Cembalo, Vibraphon usw. zu den Perkussionsinstrumenten. Im engeren Sinne des Begriffes sind aber die Schlagzeuge und lateinamerikanischen Rhythmus instumente gemeint.
Bild 1
Modemes Schlagzeug aus der Drummerperspektive (Erläuterungen der einzelnen Instrumente im Textteil)
B latt
4-6
Bild 1 zeigt ein Schlagzeug in der üblichen Mindestausstattung: a) Große Trommel (eng!. Base-Drum) Die große Trommel wird mit einem harten Filzschlägel, der sich an einem Fußpedal (Fußmaschine) beindet, angeschlagen. Die Grundschwingung des erzeugten Klangs liegt je nach Abmes sung der Trommel und Fellspannung zwischen 40 und 100 Hz. Im allgemeinen wird die große Trommel stark gedämpt (z. B. Resonanzfell entfent und Schlagfell mit textilem Material ge dämpft), um einen kurzen, trockenen Klang zu erhalten. b) Kleine Trommel (eng!. Snare-Drum) Sie wird oft als das »Herz« des Schlagzeugs bezeichnet - ein Hinweis auf die zentrale Stellung der kleinen Trommel im Drum-Set. Am unteren Resonanzfell liegt im Unterschied zu al len anderen Trommeln ein Federsatz (Snares) leicht an, von dem der typische Geräuschanteil der kleinen Trommel herrührt. Der Grundton der kleinen Trommel liegt je nach persönlichem Ge schmack im Bereich von 100 bis 200 Hz. Auch diese Trommel wird meistens stark gedämpft, um einen kurzen, intensiven Klang zu erhalten. c) und d) Hänge-Tom Tom Die Tom Toms sind Trommeln mit relativ tiefem Kessel. Sie weisen keine Snares am Resonanzfell auf. Um möglichst einfa che, grundtönige Schwingungen zu erhalten, wird oft das Reso nanzfell völlig entfent und das Schlagfell stark gedämpft. Die Tom Toms werden im allgemeinen auf bestimmte Intervalle un tereinander gestimmt, z. B. große Terz, Quart- oder Quint-Stim mung. Der Frequenzbereich der Gundschwingungen erstreckt sich von etwa 100 bis 300 Hz. e) Stand-Tom Tom Es gilt sinngemäß das vorher Gesagte. Das (oder die) Stand-Tom Tom hat lediglich größere Abmessungen als die Hänge-Tom Toms. Sein Grundton liegt etwas höher als der Grundton der gro, ßen Trommel. ) Ride-Becken Das Ride-Becken wird mit der Stockkuppe auf dem äußeren Teil der konvexen Oberläche angeschlagen und erzeugt ein nach · mehreren Sekunden verklingendes Geräusch mit deutlichen For mantgebieten (Frequenzgebiete im Bereich 3 bis 6 kHz, die deutlich aus dem Geräuschspektrum herausgehoben sind). Zum Schlagzeug gehören weitere Becken, die nicht in Bild 1 dar gestellt sind, z . B . Crash-Becken; ein Becken, das am Rand ange schlagen wird und ein krätiges, aber schneller verklingendes Ge räusch erzeugt (eng!. Crash entspricht Krach). g) Beckenmaschine (eng!. High-Hat) Durch eine Zugstange, die im Ständerrohr der High-Hat läut und mit einem Pedal gekoppelt ist, können zwei kleine, harte Becken aufeinandergeschlagen werden. Es entsteht ein kurzes durchdringendes Geräusch mit vielen hohen Frequenzantei len. Bild 2 zeigt Oszillogramme der komplexen Schwingungsvor gänge verschiedener Schlaginstumente. Aus diesen Oszillo grammen können die jeweils gegebenen Abklingzeiten der In strumente abgelesen werden. Weitere Schlaginstrumente sind: Bongos - kleine Trommeln, die nur ein Schlagfell aufweisen und oft mit den lachen Händen gespielt werden. Sie haben einen kurzen trockenen Klang. - eine unten. ofene lange bauchige Trommel mit Conga (Tumba) einem sehr dicken und sehr straf gespannten S chlagfelL Sie wird mit der lachen Hand angeschla gen, wodurch neben der Fellschwingung die im In neren beindliche Luftsäule zu einer gedämpten Schwingung angeregt wird. Claves - 2 runde Hartholzstäbe (meist aus Palisanderholz), die gegeneinander geschlagen werden. Sie erzeugen einen hohen und kurzen, energischen Klang im Fre quenzbereich von 1 bis 2 kHz. Cow Bell - metallische Kuhglocke, die entweder einzeln, zu zweit oder im gestimmten Satz zum Perkussionszu-, behör des Schlagzeugs gehören kann.
Bild 2
Oszillogramme des Intensitätsverlaufs einiger ausge wählter Schlaginstumente: a - Große Trommel (t : 100 ms/cm, Abklingdauer etwa 1 1 0 ms); b - Kleine Trommel ungedämpt (t : 5Ö ms/ cm, Abklingdauer etwa 120 ms); c - Hänge-Tom Tom (t : 50 ms/cm, Abklingdauer etwa 300 ms) ; d - Ride Becken (t : 1 00 ms/cm, Abklingdauer etwa 1 s) ; e Stand-Tom Tom ungedämpft (t : 100 ms/cm, Abkling dauer etwa 0,6 s) f - Stand-Tom Tom gedämpt (t: 100 ms/cm, Abklingdauer etwa 150 ms)
Diese kurze Auswahl an Perkussionsinstrumenten soll genügen. Die Vielzahl an existierenden Perkussionsinstrumenten ist ot mals den vorgestellten Instrumenten ähnlich bzw. mit ihnen ver" wandt.
3.
Elektronische Nachbildung von perkussiven Klängen
Die elektronische Erzeugung. von perkussiven Klängen kann auf drei unterschiedlichen Wirkprinzipien basieren: 1. Erregung eines LC-Schwingkreises durch einen schmalen Impuls. Der Schwingkreis ührt eine gedämpte Schwingung aus, die dem Abklingverhalten von Naturinstrumenten in einem hohen Maß vergleichbar ist. 2. Triggerung eines Sinus-Kurztongenerators, der allgemein als RC-Phasenschiebergenerator aufgebaut ist und durch einen Impuls zu einer kurzen Oszillationsphase angeregt wird. 3. Dauertongenerator mit anschließender Modulationsstufe und wahlfreier Einstellmöglichkeit der Attack- und Decay-Dauer. Das letztgenannte Prinzip gestattet viele Möglichkeiten, den Perkussionsklang zu beeinlussen, z. B. Frequenzmodulation des Oszillators mit dem Attack-Decay-Steuersignal, so daß es gerechtfertigt erscheint, VOl - Synthesizerprinzip zu spre chen. Die Bilder 3a bis 3c sollen die drei grundsätzlichen Verfahren nochmals verdeutlichen. Es versteht sich von selbst, daß man die erzeugten Wechselspan nungen einem Verstärker mit angeschlossenem Schallwandler zuührt, um sie schließlich als Klang, d . h. als akustisches Phäno men, wahnehmen zu können. Die Box dieser ELA-Anlage sollte
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Bild 3
Übersichtsschaltplan ür drei Möglichkeiten der Erzeu gung von gedämpften Schwingungen: a - Erregung eines Schwingkreises durch einen Impuls; b - Kurzton-Sinusoszillator; c - Ton-Burst-Generator schaltung mit spannungsgesteuertem Oszillator
4
S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung · 19 8 6
Kapitel
(Blatt 2)
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Musikelektronik und Effektschaltungen
Elektronische Trommeln und Perkussionsinstrumente
mit einem krätigen Tietonlautsprecher bestückt sein, der die tiefrequenten Klänge des elektronischen Base-Drum bei ausrei chendem Schalldruckpegel abstrahlt. Allen 3 gezeigten Blockschaltbilden ist die Trigger-Impulser zeugung gemeinsam. Der Triggerimpuls kann auf die unter schiedlichste Weise gewonnen werden. Im Anschluß an die Dar legungen zu den Klangerzeugen werden die entsprechenden Möglichkeiten erläutert. Es sei voweggenommen, daß der Trig gerimpuls z. B. durch die Sensorlächen der elektronischen Trommeln, durch eine Triggerschaltung an elektronischen Key boards oder durch einen automatisch arbeitenden Taktgenerator erzeugt wird.
3.1.
B latt
4-7
Klangerzeugung durch Parallelschingkreis
Die Realisierung mit LC-Parallelschwingkreisen ist schaltungs technisch wenig aufwendig und somit dem noch nicht versierten Amateur zu empfehlen. Das Abklingverh:lten angestoßener Schwingkreise folgt exakt einer e-Funktion und entspricht damit sehr gut dem Abklingverhalten akustischer Instrumente. Die akustischen Instrumente· werden allerdings nicht nur auf ihrer Gundfrequenz fo erregt, sonden auch auf den ganzzahligen Vielfachen dieser Grundfrequenz, also 2[0, 3[0 usw. Bei Trom meln werden besonders die Oktave 2fo und die Quinte in der 2. Oktave, also 3[0, mit erregt, so daß es zu komplizierten Ampli tuden- und Phasenänderungen während des Abklingvorganges kommt. Dieser als Ausgleichsvorgang bezeichnete Prozeß ist re lativ gut in den Oszillogrammen (Bild 2) zu erkennen. Demge genüber klingt ein LC-Parallelschwingkreis nur auf seiner Grundfrequenz aus, ist also sehr oberwellenarm. Das ist jedoch kein Nachteil, denn bei den akustischen Schlagzeugen versucht man, durch Einsatz verschiedener Dämpfer aus Filz, Zellstof oder Schaumstof und mit Doppelschichttrommelfellen die Obertöne weitgehend zu dämpfen. Wer jedoch den Originalklang nachbilden möchte, muß entsprechend mehr Schwingkreise zur Klangbildung anstoßen und die Einzelspannungen rückwir kungsfrei summieren. Ein entsprechender Schaltungsvorschlag ist im Bild 6 dargestellt. Bild 4 zeigt die praktische Schaltung ür einen Schwingkreisge nerator mit Impulserregung. Der Stoßimpuls an E (vgl. B ild 5) sollte eine Breite von etwa 1 ms haben. Mit R4 kann die Abkling-
A
Bild 5
Oszillogramm der gedämpten Schwingung eines Paral lelschwingkreises nach impulsartiger Erregung: a - Schwingung ohne zusätzliche Bedämpfung des Schwingkreises; b - Schwingung mit zusätzlicher Be dämpfung des Schwingkreises
dauer in bestimmten Grenzen variiert werden. Diesel Wider stand darf nicht zu 0 n werden, da dann der Parallelkreis kurzge schlossen ist und keine gedämpte Schwingung ausührt. Der am Ausgang A angeschlossene Vorverstärker muß einen hochohmigen Eingang aufweisen. Als Richtwert wird mindestens 300 kl angegeben. Eingangswiderstände dieser Größenordnung lassen sich durch Emitterfolgerstufen mit hochverstärkenden Si Transistoren, Bootstrapstufen, PET-Stufen oder Operationsver stärker in Elektrometerschaltung realisieren.
L1 RZ 100k Bild 4
Tabelle
Dimensionierte Schaltung eines Parallelschwingkreises mit Impulseinkopplung. Die Werte ür Cl, C2 und C3 sind Tabelle 1 zu entnehmen
1
A
Dimensionierung ds Schwingkreses ür die nachzubildenden Instru mente
R4
Ll
C l!C2
Große Trommel
lO H
33 nF
lOO k
0,47 JF
Stand-Tom Tom
lO H
33 nF
250 k
0,22 JF
Hänge-Tom Tom groß
lO H
10 nF
250 k
0,1
JF
140 Hz
Hänge-Tom Tom klein
lO H
10 nF
250 k
68
JF
1 8 0 Hz 2 5 0 Hz
C3
fo
70 Hz 100 Hz
Bongo groß
SH
1 0 nF
250 k
68
nF
Bongo klein
SH
1 0 nF
250 k
47
nF
300 Hz
Claves
2H
2,2 nF
250 k
10
nF
1 000 Hz
Bild 6
Schaltungstechnische Realisierung ür eine Tom-TomKlangnachbildung mit 1. und 2. Harmonischer. (Die Kreis-Kapazitäten des zweiten und dritten Kreises werden nach Gehö. auf doppelte und dreifache Frequenz des ersten Kreises abgestimmt)
Die in Tabelle 1 angegebenen Frequenzen fo sind als Orientie ungswerte zu verstehen, den als frequenzbestimmende Kon densatoren urden Werte aus der E6-Reihe angegeben, so daß mit Frequenzabweichungen gerechnet werden muß. Eine weitere Frequenztoleranz ist durch die Schalenkene mit hohem AL Wert bedingt, so daß ein Feinabgleich erforderlich wird, wenn die angegebenen Frequenzen genau ereicht werden sollen, was im allgemeinen nicht eforderlich ist. Da erfahrungsgemäß Scha lenkenspulen bestimmter Abmessungen und elektrischer Werte beim Amateur nicht vorrätig sind, werden einige Windungszah len ür verschiedene A L-Werte in Tabelle 2 angegeben. Zur Orientieung über die mögliche Wndungszahl in Abhängig keit vom Drahtdurchmesser und den Schalenkenspulen der op timalen Reihe soll Tabelle 3 dienen. Tabelle 2
Efoerliche Windunszahl zum Eeichen von lnduktivitäwerten in Abhängigkeit vom Ac Wert er Manfer-chaenkeme
Ac-Wert
1 000
1 600
2 200
3 200
4 200
5 400
7 000
lO H 5H 2H
3 160 2 240 1 410
2 500 1 170 1 120
2 1 30 1 5 10 950
1 770 1 250 790
1 550 1 100 690
1 360 960 610
1 200 850 540
Tabelle 3
Maximale indungszahl af Spulenköper von Schaenkenen er optimaen Reihe in Abhängigeit vom · Drahduchmsser
Schlenkemtp
14 X 8
Drahtdurchmesser 0,05 m 0,1 m 0,2 m
1 700 500 150
.
18 X 1 1
22 X 1 3
26 X 16
30 X 1 9
3 6 X 22
3 500 1 000 300
6 000 1 700 500
2 500 750
3 500 1 000
4 500 1 100
Bild 8
Stromlaufplan eines Kurztongenerators nach dem RC Phasenschieberprinzip
einer Frequenz, die durch die Dimensionieung des RC-Phasen schiebenetzwerks festgelegt ist. Eine Besonderheit der Schal tung besteht darin, daß der Transistor V1 keine feste Basisver spannung erhält. Die Basis liegt über der Reihenschaltung von R6, R7 und R8 an Masse. Damit arbeitet V1 nicht, die Schaltung erzeugt keine Wechselspannung. Wird nun eine positive Gleich spannung an den Eingang E2 gelegt, lädt sich CS durch einen La destrom, der über R7 und R8 ließt, auf diese Gleichspannung auf. An der Reihenschaltung von R7 und R8 fallt entsprechend dem nach einer e-Funktion abklingenden Ladestrom eine Span nung ab. Über R6 kann jetzt ein Basisstrom ließen, die Schal tung beginnt zu oszillieren. Da aber die Spannung über R7 und R8 mit der durch R8 veränderbaren Zeitkonstante gegen 0 geht, folgt die Oszillatoramplitude diesem Verlauf. Der am Ein gang E2 anliegende positive Impuls muß also mindestens eine Impulslänge entsprechend der Zeitkonstante T = es (R7 + R8) haben. Wenn der steuende Impuls kürzer ist als die eingestellte Zeit konstante, bricht die Schwingung mit der Rücklanke des Steuer impulses spontan ab, wodurch der Klang in unvertretbarer Weise beeinlußt wird. Die Zeitkonstante ist bei der angegebenen Di mensionierung in den Grenzen 0,02 bis 0,3 einstellbar. Eine schnelle Entladung von es in den Impulspausen bewirkt die Diode V2. Am Eingang E2 kann z . B . der Triggerimpuls einer elektronischen Sensorläche (elektronische . Trommel) ange schlossen sein, während E1 mit dem entsprechenden Ausgang eines elektronischen Taktgebers (hythm-Controller) verbunden ist. Dadurch ist es möglich, den Klangerzeuger von zwei ver schiedenen Quellen anzusteuen. Beide Eingänge sind durch die Dioden VJ und V4 entkoppelt. Bild 9 zeigt eine praktische Möglichkeit dieser Ansteuerung. Der Klangerzeuger nach Bild 8 wird zum einen von einem Takt geber angesteuert und erzeugt eine exakte rhythmische Folge von Kurzklängen (Discosound!). Zum anderen ist an den glei chen Klangerzeuger eine elektronische Trommel angeschlossen, so daß der Trommler die Möglichkeit hat, manuell rhythmische Einürfe wie Vorschläge, Triolen, Achtel-Sechzehntel-Figuren Und dergleichen mehr in das rhythmische Grundmuster einzu bauen. Bild 10 zeigt eine Schaltung, die aus Bild 8 weiterentwickelt wurde. Diese Schalung stellt keine besonderen Ansprüche an die Impulsbreite des Steuerimpulses. Die Impulsbreite sollte sich jedoch im Bereich von 1 bis 20 ms bewegen. Bei breiteren ·
3.2.
Klangerzeugung drch Kurztongeneratoren
Als Kurztongeneratoren werden Sinusoszillatoren bezeichnet, bei denen die Oszillationsbedingung k v = 1 nur durch einen Impuls kurzzeitig gewährleistet ist. Diese Oszillatoren benötigen eine kurze Einschwingphase und hören entweder abrupt oder weich auf zu schwingen, je nach 'der Steuergröße, die den Aus duck k v steuert (üblich ist es, die Verstärkung v zu steuen). Bild 7 zeigt als Übersichtsschaltbild den Aubau und die prinzi pielle Wirkungsweise des Kurztongenerators. Kurztongeneratoren lassen sich nach wie vor ökonomisch mit diskreten Bauelementen aubauen, da der Einsatz integrierter OPV keine entscheidenden Vorteile bringt. Bild 8 zeigt die Schaltung eines RC-Phasenschieber-Kurztonge nerators, die sinnvoll ür automatische Dums bzw. als manuell gesteuertes Dum vewendet werden kann. Vom Kollektor des Transistos V1 ist ein dreifach gestafelter Re-Hochpaß als Phasenschiebenetzwerk zur Basis zurückge koppelt Zu der Phasendrehung von 180•, die durch die Emitter basisstufe V1 bedingt ist, addiert sich ür eine ganz bestimmte Frequenz fo eine weitere, durch das Phasenschiebenetzwerk ver ursachte Phasendrehung von 1 80•, so daß ein gleichphasiges Si gnal an die Basis gelangt. Die Signaldämpfung des RC-Netz werks muß durch entsprechende Verstärkung von V1 wieder ausgeglichen werden. Damit sind die Oszillationsbedingungen fir die Schaltung efillt, und sie arbeitet als Sinusgenerator auf ·
·
-J ELA
Bild 7
Übersichtsschaltbild eines Kurzton-Sinusoszillators: a - RC-Phasenschiebenetzwerk; b - spannungsge steuerter Verstärker; c - Verstärker mit Phasenumkehr
Bild 9
Schema ür die Steuerung eines Kurztongenerators von zwei Impulsquellen
S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung · 1986
Kapitel
4
-
(Blatt 3)
R1Z,Z k P1
1��r
]0
IRS 1l0
k
L
C4
RB 33
Ub 1ZV
0�
I0,1 p
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r fJo k ! �� I .�p
R9
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V3 .., _-1
m �z V1, V2 : SC 2 3 6 d V3 V4 • SAY 32
L
.Bild 10 Modiizierte Schaltung zu Bild 8 ür die Ansteuerung mit schmalen Impulsen T = 2 ... 20 ms) Ansteuerimpulsen kommt es zu einer Plateaubildung der erzeug ten Sinusschwingung entsprechend der lmpulsbreite, bevor die Schwingung nach einer e-Funktion verklingt. Dadurch wird d er natürliche Klangeinduck in unerwünschter Weise verändert. Die Wirkungsweise der Schaltung entspricht den zu Bild 8 gege benen Erläuteungen. Die Widerstände der Re-Phasenschieber kette sind einstellbar ausgeührt, wodurch eine Frequenzvaria tion von etwa 1 Oktave erzielt wird. Dadurch ist eine Stimmung des gesamten elektronischen Dum-Set in weiten Grenzen mög lich. Die e-Funktion der Steuerspannung wird bei dieser Schal tung im Gegensatz zur Schaltung in Bild 8, bei der dazu ein Diferenzierglied vewendet urde, mit einem Integrieglied aus R 8 und es realisiert. Ein positiver Impuls m Steuereingang (El und E2) öfnet den Transistor V2, so daß ein Ladestrom über R8 und die �eöfnete Kollektor-Emitter-Strecke von V2 in den Kondensator es ließen kann. es lädt sich innerhalb von etwa 1 ms auf eine Spannung Uc = Ub - U8E = Ub - 0,7 V auf. Die Entladung von es geschieht über die Reihenschaltung von P2 und R5. Die Zeit dieser Entla dung ist in den Grenzen von 50 ms bis 0,5 s durch n einstellbar. Die erzeugte Sinusschwingung ist leicht frequenzmoduliert, wo durch der Klang belebt wird und dem Klang natürlicher Schlag instumente in guter Näherung entspricht. Das leichte Absinken der Frequenz am Ende der Oszillationsphase ergibt sich aus dem Ansteigen des Eingangswiderstands des Transistors V1 bei klei ner werdendem Basisstrom. In Tabelle 4 sind die Kapazitätswerte von l bis .0 ür die ver schiedenen Frequenzbereiche angegeben. Eine genaue Fre quenzeinstellung erfolgt mit Pl . Tabelle 4
Dimensionierung der Kondensatoen kelte nach Bild
Große Trommel
8
und Bild I 0
- kleines Hänge-Tom Tom
Hänge- Tom Tom - Bongo
Cl/C2/C3
der Phasenschieber
0,047 'F 0,022 'F
Bongo
- Holzblock
0,01
1F
Holzblock
- Claves
4,7
nF
3.3.
4- 8
Musikelekronik und Effektschaltungen
Elektronische Tromeln un R7 10k
B latt
Erzeugug von Rausch-Bursts
Einige Schlaginstrumente erzeugen außer den periodischen Schwingungen noch ein intensives Geräusch (z. B. kleine Trom mel und Becken), andere erzeugen nur Kurzgeräusche (soge nannte Rausch-Bursts; z. B. Rumbakugeln, auch als Maracas be zeichnet, und das Trommeln mit Besen auf der kleinen Trommel). Die elektronische Nachbildung derartiger Kurzgeräusche wird durch eine Rauschgeneratorschaltung mit anschließender m · plitudenmodulation realisiert.
Perkussionsinsmente
RauschGenerator
Trigg!r
•
L
Modulator
I --
Ua
�
S- Geeratr
Bild 1 1 Übersichtsschaltbild (Noise-Burst)
eines
Rausch-Burst-Generators
Das Übersichtsschaltbild (Bild 1 1) soll wieder den allgemeinen Fall verdeutlichen. Bild 12 zeigt eine schaltungstechnische Realisierungsmöglich· keit ür einen Noise-Burst-Generator. Der Einsatz der integrier ten Schaltung A 2 74 D als Modulator erscheint bei dieser Schal tung besonders sinnvoll, da der Bauelementeaufwand niedrig ist und die Schaltung gegenüber anderen Modulatoren (Multiplizie rer) einige Vorzüge auweist. Die in Sperrichtung betriebene Emitter-Basis-Strecke des Transi stors Vl erzeugt ein homogenes Rauschen ohne Funke!- und Schrot-�fekte. Diese Rauschspannung wird mit der nacolgen· den Transistorstufe verstärkt. m Kollektor dieses Transistors kann eine Rauschspannung U" von etwa 2 V bei kurzgeschlosse nem Steiler R4 abgegrifen werden. R4 wird jedoch so eingestellt, daß m Kollektor eine Spannung von etwa 0,5 V steht, da sonst die nachfolgenden Modulatorstufen übersteuert würden. Über den Koppelkondensator l und den Widerstand R5 gelangt das weiße Rauschen an den Eingang des oberen Verstärkungska nals von N l . Jeder steuerbare Verstärkungskanal besteht aus zwei in Reihe geschalteten spannungsgesteueten Operationsver stärken. Eine positive Steuerspannung von 0 bis 10 V an 4 steuert den oberen Trakt von - 70 dB bis + 20 dB. Die gleiche Steuersteilheit gilt natürlich auch ür den unteren Verstärkungs kanal, ür den die Steuerspannung an 12 geschaltet wird. Der große Regelbereich von 90 dB, geringer lirfaktor, guter Fre quenzgang und die gute Unterdrückung der Steuerspannung am Ausgang sowie die Tatsache, daß zwei unabhängige Modulatoren in einem Je vereinigt sind, lassen den A 2 74 D nahezu ideal ir diesen Zweck erscheinen. Die Steuerspannung ir beide Modu latoren wird auf die bereits beschriebene t gewonnen, d. h., auch diese Schaltung erfordert positive Impulse von + 10 bis + 15 V mit einer Breite zwischen 1 und 20 ms. Da die Steuer spannung ir N 1 12 V nicht übersteigen darf, sind Z-Dioden (V5 und V6) zwischen Masse und Basis der Stromquellen-Transisto ren V3 und V4 geschaltet, die in Verbindung mit den Basisvorwi derständen (R1 5 bzw. R16) ür eine Begrenzung der Eingangsim pulse auf die Z-Spannung von Uz = 10 V sorgen. Bild 13 zeigt eine weitere Schaltungsmöglichkeit ir einen Rausch-Burst-Generator. Der Modulator dieser Schaltung wird durch die drei Transistoren der integrierten Schaltung N2 in Form eines sogenannten Ein quadranten-Multiplizierers gebildet (Einquadranten-Multiplizie rer deshalb, weil nur positive Signale multiplikativ verknüpft werden können) [1], [2]. Das weiße Rauschen gelangt vom bereits beschriebenen Rausch generator V3 und V4 über den Koppelkondensator 0 an die po sitiv vorgespannte Basis des linken Transistors von N2 (An schluß 5 ). Die zweite Basis des Diferenzverstärkers liegt wechselstrommäßig über 4 an Masse. Im gemeinsamen Emit terzweig des Diferenzverstärkers beindet sich eine Stromquelle, die durch den Basisstrom, der in Anschluß 3 eingespeist wird, steuerbar ist. Diesen Steuerstrom liefert der 1. Operationsverstär ker des Doppel-OPV 8 2 761 D, der als Summierverstärker ge schaltet ist. Mit den Transistoren V1 und V2 ist die bereits be kannte Auf-Entladeschaltung ür das Hüllkuvensignal realisiert.
22k Brush
V1 V.: SC 236 d o. ö. VS, V6 : •••
SM
SZX 2119,5 .ö.
Bild 12 Stromlaufplan eines Rausch-Burst-Generators unter Vewendung des integrieten Lautstärkestellers A 2 74 D
R22 2k
L
2 Ok
--o- Ub 15V
N1 : B 2761 0 N2: B 3.1 c ( d ) V 1 : S C 30 7 c V2 ... V4 : S C 236 d
Bild 13 Rausch-Burst-Generator mit Doppel-OPV B 2 761 D und integriertem Transistor-Array B 341 c (d)
Da der Summieverstärker das Signal invertiert, wird eine nega tive Steuerspannung erzeugt. Um die Schalung universell iir einen positiven Triggerimpuls auszulegen, ist der Transistor V2 zur Phasenumkehr und Pegelanpassung dem Transistor V1 vor geschaltet. Am 2. Eingang des Steuersignalsummierers kann die abklingende Schwingung des Kurztongenerators »kleine Trom mel«, der vom gleichen Triggerimpuls ausgelöst wird, angeschal tet werden. Bei richtigem Spannungsverhältnis der beiden Steuersignale und entsprechend gewählter Abklingdauer, die mit P2 eingestellt wird, erhält man eine gute Klangnachbildung der kleinen Trommel. Der iir die Becken- oder High-Hat- Klangnachbildung erforderli che Schwingkreis wird entsprechend der gestrichelten Verbin dungslinie an Anschluß 5 der integrierten Schaltung N2 ange schlossen. Das amplitudenmodulierte Signal wird von Anschluß 7 der inte grierten Schaltung N2 abgegrifen und an den nichtinvertierten Eingang (5) des 2. OPV der integrierten Schaltung N1 ange schlossen. Dieser OPV ist durch die Widerstände R23 und R24 auf eine Verstärung von v. = 3 eingestellt. Mit R4 wird die Rauschspannung an 5 von N2 etwa auf maximal 50 mV einge stellt. . Die maximale Verstärkung des Diferenzverstärkers ist etwa 30fach, so daß ein Signal von Uu = 1,5 V an den Eingang des 2. OPV gelangt. Am Ausgang ist ein Signal mit einer Signal- , höhe von 4,5 V abgreibar. An Stelle des Doppel-OPV B 2 761 D können selbstverständlich auch zwei A 109 D eingesetzt werden. Auf die andere Anschlußbeleguns und die zusätzlichen Bauele mente zur extenen Frequenzkompensation sei an dieser Stelle hingewiesen. Es entfallen die Lastwiderstände R14 und R22 . ·
3.4.
Ton-Burst-Erzeugung
Die schaltungstechnisch aufwendigste Realisierungsvariante ir die elektronische Nachbildung perkussiver Klänge ist die Ton Burst-Erzeugung mit VCO, Hüllkuvenformer und AD-Hüllkur vengenerator (AD-Attack-Decay). Alle aufgezählten Module sind Baugruppen eines Synthesizers, so daß es gerechtfertigt ist, vom Synthesizerprinzip zu sprechen. Es spricht im übrigen nichts gegen die Einbeziehung eines spannungsgesteuerten Fil ters in d.en Klangfomungstrakt Der Auwand erhöht sich zwar um einige Bauelemente - multipliziert mit der Anzahl der nach gebildeten elektronischen Instumente - jedoch ist die weitere Möglichkeit, den Gang auf ganz spezielle Weise zu beeinlus sen, von großem Reiz. Besonders die experimentierfreudigen Musiker bzw. Musikelektronik.Amateure werden langfor mungsmöglichkeiten, die bei den Naturinstumenten nicht gege ben sind, interessieren. Zum besseren Verständnis des Synthesi zerprinzips zeigt Bild 14 ein Übersichtsschaltbild dieser Anordnung. Der VCO schwingt ständig auf einer Frequenz, die von der Steuergröße U51 abhängt. Mit dem entsprechenden Potentiome ter wird eine Frequenz eingestellt, die der Grundwelle des nach zubildenden Instuments oder anderen Fordeungen entspricht. Die dreieckfömige Ausgangsspannung ist auf einen Eingang des Audiosummierers geschaltet. Am zweiten Eingang kann wahl weise Rauschen eingespeist werden. Die Rauschspannung wird zentral von einem Rauschgenerator erzeugt. Auf die weiteren Eingänge des Audiosummierers können die erste und zweite Hamonische geschaltet werden, um durch additive Klangfor mung den Naturklang weitestgehend zu ereichen. Das Aus-
SCHALTUNGSSAMMLUNG Vie rte Liefe rung · 1 986 ·
Kapitel 4 - Musikelekronik und Efektschaltungen
Elektronische Tromeln und Perkussionsinstmente (Blatt 4)
Bild 14 Blockschaltbild eines Ton-Burst-Generators nach dem Synthesizerprinzip: a - Steuersummierer ür die Bildung eines Steuersi gnals für die Tonhöhe des VCO; b - spannungsge steuerter Oszillator VCO und Audiosumierer; c spannungsgesteuertes Filter VCF (Voltage Controlled ilter); d - Hüllkuvenformer VCA (voltage controlled ampliier); e - Attack-Decay-Hüvengeneratoren; f - Analoginverter
gangssignal des Audiosummierers gelangt an das spannungsge steuerte Filter-VCF bzw. sofort an den Hüllku.venmodulator VCA. Ein Triggerimpuls am Eingang E löst bei den beiden AD-Hüll kuvengeneratoren die Erzeugung einer entsprechenden Funk tion aus. Sie bewirkt zum einen die entsprechende Steueung der Filtemittenfrequenz und prägt zum anderen dem kontinuierli chen Wechselspannungssignal den erforderlichen percussiven Intensitätsverlauf auf. Das AD-Steuersignal kann in der origna-
Blatt
4-9
len bzw. invetierten Fom benutzt werden, um zusätzlich den VCO in seiner Frequenz zu steuen. Mit der vorliegenden Schaltungskonzeption lassen sich sowohl herkömmliche Schlaginstumente gut nachbilden als auch ganz ungewöhnliche, in der elektronischen Musik vielfach vewendete Perkussionsklänge erzeugen. Bild 15 zeigt die Schaltung eines Ton-Burst-Generators nach dem Synthesizeprinzip. Auf das spannungsgesteuerte Filter sowie den Audiosummierer wurde in der Schaltung nach Bild 15 aus Übersichtlichkeitsgrün den verzichtet. Der vesiete Elektronikamateur kann diese bei den Funktionsguppen ohne große Mühen in den Signalweg schalten. Beide Funktionsguppen sind in Bild 16 dagestellt. Sie werden vor den Engang E2 des Modulators N4 geschaltet. Es ist darauf zu achten, daß der Eingang E2 des Modulators N4 mit einem Signalpegel von maximal 100 mV angesteuert wird, da sonst der Klirfaktor des Ausgangssignals stark ansteigt. Der NP Generator, der nach dem VCO-Prinzip arbeitet, ist mit dem Dop pel-OPV N2 B 2 761 D) aufgebaut. Die Wirkungsweise des VCO kann in [3], [4], [5] nachgelesen werden. Die negative Steuerspannung des VCO erscheint am Ausgang des als Steuersignalsummierer geschalteten OPV N1a. Am Ein gang des Summierers werden . zwei Steuersignale zusammenge faßt. Zum eine. wird eine Steuergröße, die mit 1 veränderbar ist, über den Widerstand R2 an den Summenpunkt des OPV N1a geschaltet. Zum anderen gelangt das Hüluvensignal in origi naler Fom und um 180° phasengedreht (mit S 1 umschaltbar) an den gleichen Summationspunkt Mit 1 wird die Tonhöhe des VCO eingestellt, mit l die Frequenzmodulationstiefe des VCO. Durch die Frequenzmodulation des VCO in Abhängigkeit von den eingestellten Parameten des Hüllkuvengenerators (Attack Zeit und Decay-Zeit) lassen sich ungewöhnliche Perkussions klänge erzeugen. Das symmerische Dreiecksignal des VCO wird vom Ausgang des OPV N2a abgegrifen, über den Pegelsteller R20 und den Vowiderstand R2 1 sowie die antiparallel geschalte ten Dioden V3 und V4 grob einer Sinuskuve angenähert und
N1 ... N 3 • 8 2 761 0 N 4: A Z 7 4 0 V Z . . . V 7, V1 0 : SAY 3Z
Bild 1 5 Stromlaufplan eines Ton-Burst-Generators nach dem Synthesizeprinzip
A - A udi ----;:;;;- ------ m i x tur ----�-���--�-���L��-��-�o + Ub
15V
R4 33k
+ Ust
R12 1k
R14 1k
V1 ...V12 ' z. . AY 30 1 32, 40, 42)
Bedingung: a l le gleicr Typ
Bild 16 Audiosummierer mit drei Eingängen und modiiziertes Moog-VCF. Mit P1 wird die Cutof-Frequenzverschie bung des Filters und mit P2 die Güte des Filters (Tief paß-Bandpaß-Verhalten) eingestellt
nach nochmaliger Pegelabsenkung mit R18 an den Eingang 1 0 des Modulators N 4 geschaltet. Der Eingangspegel darf 100 mV nicht überschreiten, da der Modulator einerseits eine maximale Verstärkung von 10 hat, andererseits aber keine Ausgangssignale von mehr als 1 V mit vertretbarem Klirrfaktor zuläßt. Da die in tegrierte Schaltung N4 zwei gleichartige Modulatoren enthält, kann der zweite Kanal entweder iir einen weiteren NP-Genera tor mit zugehörigem Hüllkuvenfomer benutzt werden, oder er wird als Modulator iir weißes Rauschen vewendet (�eine Trommel, Becken, High-Hat bzw. bei sehr kurzen Rausch Bursts - Gewinnung eines Anschlaggeräusches). Mit dem Doppel-OPV N3 ist der Hüllvenformer aufgebaut. N3a wirkt dabei als Monolop, dessen Rücksetzung vom La dungszustand des zeitbestimmenden Kondensators 12 abhängt. Je nach Einstellung von 3 (Attack) wird die Schaltwelle schnell oder langsam erreicht. Nach dem Rückkippen des Monolop ent lädt sich 12 über P4 (Decay). Dadurch kann die einer e-Funk tion folgende Entladungsdauer mit P4 eingestellt werden. Der hochohmige Elektrometeverstärker N3b wirkt als Pufeverstär ker und gibt ein belastungsfahiges Hüllkuvensignal ab. Weitere Erläuterungen zum Wirkungsprinzip dieser Schaltung inden sich in [2).
4.
Erzeugng des Triggerimpulses
Die unter 3 . 1 . bis 3.4. beschriebenen Generatoren müssen einen Triggerimpuls erhalten, damit sie eine einmalige gedämpte Schwingung abgeben. Die Triggerimpulse können auf die unter schiedlichste Weise gewonnen werden, jedoch interessieren nur zwei Möglichkeiten: a) Erzeugung der Impulse durch manuelles Trommeln auf einer Sensorläche (Electronic Drum), b) Gewinnung der Triggerimpulse durch einen automatischen Taktgeber (Automatie Drum). Während die erste Möglichkeit häuig in Rock-Pop-Guppen ge nutzt wird, ist die zweite Möglichkeit entscheidend iir die Pro duktion elektronischer Unterhaltungsmusik im elektronischen Tonstudio. Aber auch ür Live-Autritte werden vereinzelt auto matische Rhythmussteuergeräte eingesetzt. Für beide grundsätz lichen Techniken soll je ein praktisches Beispiel gezeigt werden. Dem engagierten Musikelektronikliebhaber bzw. Amateur wer den sicher weitere Anwendungen bzw. Steuemöglichkeiten ein fallen; der hantasie sind dafir keine Grenzen gesetzt.
15V
J� 181 N1 , 8 2 7 61 0 V1 ... V4 ' SAY 32
Bild 17 Gewinnung eines Triggerimpulses aus dem Mikrofon signal der elektronischen Trommel
4
S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferun g · 1 9 8 6
Kapitel
(Blatt 5)
-
Musikelektronik und Effektschaltungen
Elektronische Trommeln und Perkussionsinstrumente 4. 1 .
Aubau und Wirkungsweise einer elektronischen Trom mel
Eine elektronische Trommel soll einen Triggerimpuls als Folge eines Anschlags, z. B. mit einem Trommelstock, liefen. Den Klang (besser die elektrisch analoge Form) erzeugt einer der ge triggerten Kurztongeneratoren. Demzufolge muß die elektroni sche Trommel eine Sensorläche mit einem elektromechani schen Wandler enthalten, der nach jedem Anschlag eine kurze elektrische Schwingung abgibt. Das gesamte mechanische Sy stem muß stark gedämpt sein, damit bei schnellen Anschlagfol gen synchrone kurze Schwingungen erzeugt werden. Diese Schwingungen werden von einem Mikrofon in elektrische umge wandelt, hoch verstärkt und mit einer Triggerstufe bzw. einem Monolop in exakte Impulse mit steilen Flanken und mit dei nierter Länge umgeformt. Als elektromechanische Wandler eignen sich prinzipiell alle Schwingungsaufnehmer, Mikrofone, invers betriebene Lautspre cher bzw. dynamische Hörkapseln sowie alte magnetische Schallplattenabtastsysteme. Es ist lediglich abzusichern, daß die mechanische bzw. akustische Schwingung spätestens 10 bis 15 ms nach der schlagartigen Erregung abgeklungen sein muß, da andernfalls keine hohen Repetition sraten (Anschlagfolgen) möglich sind. Vom Verfasser wurden erfolgreich Ohrhörer als Mikrofone eingesetzt. Bild 18 zeigt das Foto einer derartigen elektronischen Trom mel.
Bild 18 Ansicht eines Aubaumusters einer elektronischen Trommel
Bild 19 gibt die Schnittdarstellung des mechanischen Aubaus wieder. Diese Skizze bedarf sicher keiner detaillierten Beschrei bung. Im übrigen sind bezüglich der äußeren Form sowie des konkreten Aubaus viele Varianten möglich. Auch die Befesti gung dieser elektronischen Trommel am Schlagzeug bzw. der Einbau ins Drum-Set muß am konkreten Beispiel konstruktiv festgelegt werden. Stabile Teleskopständer mit kurzem schwenk barem Auslegearm und mit Rastschwenkkopf, der an der elektro nischen Trommel angeschraubt wird, sind eine zwar aufwendige, aber universelle und optimale Lösung. Die kurzen Schwingungen, die der als Mikrofon geschaltete Ohr hörer abgibt, werden an die Impulsformerschaltung nach Bild 1 7
B latt
4 - 10
geührt. Das Siebglied R 1 , 2 sorgt daür, daß keine HF-Störsi gnale an den Verstärker N1a gelangen und ungewollte Impulse auslösen. Mit P1 wird die Empindlichkeit der elektronischen Trommel, d. h. die Triggerschwelle, eingestellt. P1 sollte so justiert werden, daß die elektronische Trommel nur bei mäßig starken Anschlä gen einen Triggerimpuls abgibt, da bei zu hoch gewählter Ver stärkung versehentliches Berühren der Sensorläche bzw. unver meidliche Erschütteungen bereits zur Auslösung von Triggerim pulsen ihren. Die positiven Halbwellen des verstärkten Signals gelangen über die Diode V1 und den Kondensator 0 an den ( + )Eingang des OPV N1b, der als Monolop geschaltet ist. Im Ruhezustand liegt das Ausgangssignal des OPV auf negativer Be triebsspannung und der Ausgang A damit an MassepotentiaL Ein positives Signal am ( + )Eingang startet das Monolop und läßt den Ausgang ir etwa 12 ms auf positives Potential gehen. m Ausgang A erscheint ein positiver Impuls mit einer Höhe von 10 V. Weitere Hinweise sind in [6] zu inden.
4.2.
Taktgeber eines automatischen Perkussionssteuerge räts
Alle Impulsaubereitungen ir automatische elektronische Schlagzeuge - ot als Perkussions-Kontroller bezeichnet - arbei ten nach dem gleichen Prinzip: Ein in seiner Frequenz veränder! barer Impulsgenerator steuert entweder einen vier- bzw. ünfstel ligen Binärzähler an, dessen Ausgangszustände in 1 aus 16 bzw. 1 aus 32 dekodiert werden, oder ein 16stelliges Schieberegister mit einer umlaufenden 1. Die Dekaderausgänge sind an die Spalten einer festverdrahteten Diodenmatrix bzw. eines Pro grammierfeldes geschaltet, an deren 4 bis 12 Zeilenausgängen Impulsmuster ir die einzelnen Kurztongeneratoren erscheinen. Fest verdrahtete Diodenmatrizen gestatten eine schnelle Um schaltung auf andere Rhythmen. Die Anzahl der ixierten Rhythmen ist jedoch begrenzt und nicht modiizierbar. Eine pro grammierbare Impulsauswahl ist sehr universell und ir experi mentelle Zwecke ideal, dair aber etwas zeitaufwendig bei der Neuprogrammieung. In jüngerer Zeit sind aus der Mikrorechen technik abgeleitete Rhythmus-Memory-Schaltungen entwickelt worden, die eine große Anzahl polyrhythmischer Impulsmuster aus einem ROM-Speicher zyklisch abfragen. Darüber hinaus enthalten sie einen RAM-Speicher, in dem selbstentwickelte Rhythmen gespeichert werden können. Die im RAM-Speiche beindlichen Impulsmuster können wiederum auf Kassettengerät gespeichert bzw. in einem EPROM abgelegt werden und stehen somit ir eine Wiederverwendung zur Verfügung. Als Beispiel ir eine Impulsaubereitung soll eine Schaltung vorgestellt wer den, die sich mit relativ geringem Aufwand realisieren läßt. Ein derartiger Aubau eignet sich im Zusammenwirken mit den vor her beschriebenen Perkussions-Klang-Generatoren hevorragend ir musikalische Experimente und ür die Produktion elektroni scher Musik. Auch ir Liye-Autritte ist ein derartiges Gerät ge-
Bild 1 9 Schnittdarstellung d e r »Electronic Drums« nach Bild 18: a - PUR-Schaumstof etwa 5 mm dick; b - Alumi niumscheibe aus 3 -mm-Al; c - Al-Ring aus 3-mm-Al; d - Gummischeibe aus 2 bis 3 mm dickem Gummi; e Metallring wie Teil c) ; f - Grundkörper aus 16-mm Spanplatte; g - Aubauplatte ür Mikrofon und Dioden buchse aus 2-mm-Al; h - Diodenbuchse; i - Ohrhö rer - als Mikrofon benutzt
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eignet, wenn ein gewisser Zeitaufwand (1 bis 3 min) r die Um programmieung in Kauf genommen werden kann. n Hand des Übersichtsschaltbildes (Bild 20) soll die prinzi pielle Wirkungsweise des Steuergeräts erläutert werden. Der in seiner Frequenz einstellbare Rechteckgenerator a liefert eine lmpulsfolge, die an den Zähleingang des vierstuigen Binär zähles c gelangt. Durch ein entsprechendes Steuersignal der Start-Stopp-Schaltung b ist der Binärzähler in eine defmierte Ausgangsstellung gebracht (im allgemeinen RESET, d. h., alle Ausgänge QA bis Q0 stehen auf »L«) und zum Zählen nicht frei gegeben. Der dekodierte Zustand des Binärzählers würde m Ausgang 0 des Dekoders d ein Signal erscheinen lassen. Durch das Stopp-Steuersignal wird jedoch auch der Dekoder von d en Eingangssignalen abgetrennt, so daß alle Ausgänge L-Pegel üh ren. Nach Starten der Start-Stopp-Einheit wird der freilaufende Rechteckgenerator auf diese Startlanke synchronisiert, damit der 1. Taktimpuls tatsächlich mit dem Betätigen des Schalters S l (zweckmäßig als Fußschalter ausgebildet) zeitlich exakt zusam menfallt. Zugleich wird durch das Steuersignal der Binärzähler c freigegeben, und über den Chip-Select-Eingang CS wird der De koder d zugeschaltet Die Ausgänge 0 bis 15 des Dekoders ühren jetzt nacheinander H-Signal. Je nach Belegung des Diodenmatrixfeldes durch Kon taktstite erscheint an den Ausgängen Al bis Al l ein zeitliches lmpulsmuster. Die Programmieung ür das Matrixfeld, ausge-
Bild 20 Übersichtsschaltbild eines Taktgebers mit lmpulsaus wahlmaeld ür universelles elektronisches Schlag werk: a - Taktgeber, in seiner Taktfolge in weiten Gren zen einstellbar; b - Start-Stopp-Schaltung mit Synchro nisiereinrichtung des Taktgenerators; c - 4stuiger Binärzähler mit Rücksetzeinrichtung; d - BCD-zu1-aus-16-Dekoder mit Chip-Select-Eingang
Bild 21 Vollständiger Stromlaufplan eines Taktgebers mit Aus wahlmatrix zur Ansteueung der Kurztongeneratoren nach den Bilden 10, 1 1 , 12, 1 3 , 1 5 . Soll die Schaltung nach Bild 8 vewendet werden, ent fallen die Diferenzierglieder zwischen den Zeilenaus gängen der Diodenmatrix und den Steuereingängen der Kurztongeneratoren.
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Kapitel 4 - Muskelektronik und Effektschaltungen
Elektronische Tromeln und Perkussionsinstrmente (Blatt 6) hend von der hythmus-Notenvorlage, ist in [7] ausührlich dar gelegt. Mit den Schalten S2 bis S12 können beim Spielen die einzelnen Instrumente zu- bzw. abgeschaltet werden, wodurch eine gewisse A�chslung in den ansonsten etwas monotonen Rhythmuscharakter gebracht wird. Sie können selbstverständlich auch weggelassen werden. Bild 2 1 zeigt das komplette Schaltbild der Impulsaubereitung ür ein automatisches Schlagzeug, das durch die Vewendung der MSI-Schaltkreise D 1 93 D und MH 74 1 54 mit relativ wenig Bauelementen auskommt. Eine .andere Taktaubereitung, die unter Vewendung des 4-Bit Schieberegisters D 1 95 D aufgebaut wurde, ist. in [8] zu inden. Aus Gründen guter Frequenzkonstanz bei den niedrigen Impuls folgefrequenzen urde der Rechteckgenerator mit dem analogen Schaltkreis A 1 09 D aufgebaut. Die Wirkungsweise dieser Schal tung ist in [5], [6] ausührlich dagelegt. Der Transistor V1, der im Inversbetrieb arbeitet, schließt den Ladekondensator l kurz, wenn seine Basis mit einem positiven Steuersignal angesteuet wird. Die negative, diferenzierte Flanke dieses Reset-Signals, das von Anschluß 8 der Monolop-Schaltung 02 an die Schalt transistoren V1 und V2 gelangt, schaltet den gesperrten Recht eckgenerator in die stabile Lage u. auf Ub. Das Reset-Signal (H-Pegel) mit einer Impulsdauer von 25 IS ist weiterhin an den Reset-Eingang 1 4 des Binärzählers D3 geschaltet und setzt die sen auf (QA . . . Q0) = »L« zurück. Das Reset-Signal wird von der negativen Rücklanke des Stoppsignals (Anschluß 3 des RS Flip-Flop D2) abgeleitet. Bringt man den Schalter S2 in die Lage »STOP«, so wird der Dekoder D4 abgeschaltet (alle Ausgänge ühren H-Potential). Beim Umschalten vol S2 in die Lage »START« wird der Dekoder D4 nach einer Verzögeungszeit von etwa 100 IS (durch R13 und J) eingeschaltet. Gleichzeitig trig gert das Monolop 02 und startet den Rechteckgenerator N1 mit seiner positiven Vorderlanke am Ausgang des Operationsver stärkers. Da ler Rechteckgenerator eine starke lmpulsunsymme trie auweist, ist dieser positive Ausgangsimpuls nur 1,5 ms breit. Der Transistor V3 invertiert diesen positiven Ausgangsimpuls und sorgt ür die Pegelanpassung an den TL-Baustein D l . Über den Schalter S3 gelangt der negative Impuls an den Diferenzier kondensator CS und triggert das Monolop D l . Die urzen nega tiven Ausgangsimpulse des Monolop sind an den Zähleingang »vowärts« .des Zählers D3 geschaltet (Anschluß 5 ) . Dieses Mo nolop wirkt nur im Zusammenhang mit dem RS-Flip-Flop D1 zur Erzeugung deinierter kurzer Zählimpulse. Nach Umschal ten des Schalters S3 in die Lage »STEP« können die Ausgangs impulse mit dem Taster S 1 erzeugt werden. Die Schaltung mit den Dioden V6 und V7, dem Diferenzierkon densator lO, dem Transistor V8 und der LEO kann über den Wahlschalter SS an die Ausgänge QA, Q8 oder Q0 des Binärzäh lers gelegt werden. Die Leuchtdiode V9 blinit entsprechend im Rhythmus der Achtel-, Viertel- oder Halb-Taktzeiten. In den meisten Fällen wird der Schalter auf »Viertel« stehen, so daß der Bedienende das Tempo, das sich über den gesamten musikali schen Tempi-Bereich mit P1 einstellen läßt, in Viertel-Zeiten nach der blinkenden Anzeige H1 kontrollieren kann. Bei beson ders schnellen Gundtempi ist alerdings die Einstellung nach halben Zählzeiten und umgekeht bei sehr langsamen Tempi nach Achtel-Zeiten günstiger. Außerdem können bei Verzicht auf sechzente! Notenwete zweitaktige rhythmische Phrasen -
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4- 11
programmiert werden. In diesem Fall wird SS in die Stellung »Achtel« gebracht; die angezeigten Lichtimpulse haben dann je doch Viertel-Wert. Da der Dekoder MH 74 1 54 an den Ausgängen L-aktiv ist, müs sen die Ausgangsimpulse invertiert werden. Das geschieht mit den 3 Inverter-Bausteinen D 1 04 D, von denen jeder 6 Inverter enthält. Die Ausgänge der Inverter speisen die 16 Spalten des Diodenmatrixprogrammierfeldes. Jeder Kreuzungspunkt der 16 Spalten mit den 1 1 Zeilen verköpert eine Stöpselmöglichkeit sowie eine Diode. Insgesamt 176 Dioden werden benötigt, so daß dem Amateur empfohlen wird, billige Germanium- bzw. Bastei dioden, die man sich von preiswerten Bastler-Leiterplatten aus Rechen- und Steueungs-Leiterplatten auslöten kann, einzuset zen. Der mechanische Aubau eines Matrix-Stöpselfeldes ist et was problematisch und verlangt saubere Arbeit und Geschick. Als günstig hat sich ewiesen, zwei einseitig beschichtete Cevau sit-Platten der Abmessung 200 mm x 150 mm iit einem Qua dratnetz von 10 mm Kantenlänge anzuzeichnen und mittig 16 x 1 1 Löcher zu bohren, in die nach dem Ätzen Messing Hohlniete eingelötet werden. Auf der hinteren Platte müssen beim Abdecken der Augen die stehend anzuordnenden Dioden berücksichtigt werden. Beide Tafeln werden anschließend in einem Abstand von etwa 10 mm mit Abstandshalten zusam mengeschraubt. Ein geringer, nur wenige Zehntel Millimeter be tragender Versatz der Platten gegeneinander ist bei der Montage . zu justieren. Dadurch klemmen die aus 2 bis 2,5 mm dickem Messing-Rundmaterlai gefertigten Programmstöpsel in den ein gelöteten �essinghohlnieten und ergeben ausreichend Kon takt. Weitere Aubaumöglichkeiten eines Stöpselfeldes sind denk bar.
iteratur
(1] -, Spannungsgesteuerter Diferenzverstärker. Applikation aus dem VEB Halbleitewerk Frankut/Oder (HFO), referiert in: radio fensehen elektronik 25 (1976), Het 14, Seite 448. [2] H. -J. Schulze ; Musiksynthesizer-SchaltUngen mit dem · A I 09. Schaltungssammlung ür den Amateur, Dritte Liefeung 1 982, Berlin, Blatt 4- 1 1 bis 4- 16. [3] H. Kühne ; AO-Umsetzer. Mikroelektronik r der Amateupra xis, Berlin 1980. [4] H.-J. Schulze ; Musiksynthesizer selbstgebaut Reihe »electro nica«, Berlin 1980, Band 1 80. [5] H. Kühne ; Schaltbeispiele mit dem Operationsverstärker A 1 09. Reihe »electronica«, Berlin 1978, Band 170. [6] U. Tietze/Ch. Schenk; Halbleiterschaltungstechnik. Berlin, Hei delberg, New York 1 974. [7] G. Enge/R. Petemann ; Elektromechanische und vollelektroni sche Musikinstrumente. Reihe »electronica«, Berlin 1 978, Band 165 (Teil 5 : Elektronische Rhythmusgeräte). [8] H. -J. Schulze ; Modeme Schaltungskonzeptionen der Musik elektronik. Mikroelektronik in der Amateurpraxis, 2. Aus gabe, Belin 1984.
A
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LW, Langwelle Ge-Diode, Germaniumdiode LP, Langspielplatte Lichtbogengenerator LP, Langspielplatte BCD, binär kodierte Dezimalzahl (engl. binay coded decimal) Doppeldiode-Pentode Doppeldiode-Triode Divisionsglied DT, Verzögeungszeit (engl. delay time) Langzeitspeicher IG, lmpulsgeqer LP, Langspielplatte PLM, Pulslängenmodulation; PDM, Pulsdauermodulation Display Diferenzkaskadenschaltung Si-Diode, Siliziumdiode Zweikanalkopf, Halbspurkopf BCD, binär kodierte Dezimalzahl (engl. binary coded decimal) DM, Deltamodulation Dezimeterwelle Spannungsteiler Richtdiagrarm FB, Fenbedienung Fehlersuchunterprogramm, Diagnoseunterprogramm Dielektrikum - Halbleiter (Reihenfolge von Schichten) FFF, Funkfefeuer Drossel Binärzähler Wortlänge Zufallsgenerator dynamischer Trigger, dynamisches Flip-Flop, D-Flip-Flop DTL, Dioden-Transistor-Logik Diferenzverstärker Hall-Generator (Geber) dynamische Kennlinie Dezimetewelle Diferenzierglied
E
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NE, Nachrichteneinheit, Informationseinheit Einheitskreiswiderstand ESP, Einheitliches System der Automatischen Projektieung ESKD, Einheitliches System der Konstuktionsdokumentation ES SR, Einheitssystem - Rat der Kleinrechner ESER, Einheitssystem der elektronischen Rechentechnik
LC, Flüssigkristall (engl. liquid cystal) LCD, Flüssigkristallanzeige (engl. liquid cystal display)
NP-Generator, Tongenerator Tonkopf Schallmeßstation Speicher
4
S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung · 1 9 8 6
Kapitel
Equalizer
1.
B latt
4-1 2
(Blatt 1)
-
Musikelektronik und Effektschaltungen
Einleitung
Equalizer sind elektroniSche Vorentzerrer, die in einer elektro akustischen Anlage zwischen dem Eingangsverstärker (oder Mischeinrichtung) und dem Endverstärker angeordnet werden. Ihre Hauptanwendung besteht darin, raumakustische Einlußgrö ßen, wie Resonanzen oder Absorptionen, durch Anheben oder Absenken bestimmter Frequenzabschnitte m Übertragungsweg auszugleichen. Daüber hinaus sind noch viele andere Anwen dungen mögli ch. So eignet sich ein Equalizer zum Erzielen be stimmter Tonefekte bei Hörspielen o. ä., zum Aufarbeiten alter Tonaufzeichnungen, bei denen bestimmte Störgeräusche unter dückt werden müssen, oder auch zu Entzerrungsmessungen an dynamischen Tonabnehmen oder an Wiedergabe- und Aufnah meverstärken v-n Rekorden. Im folgenden werden zwei Equalizer vorgestellt. Der erste hat 10 einstellbare Filter auf der Basis von RCL-Reihenschwingkrei sen. Der zweite ist ein Equalizer mit 5 variablen Filten, die mit aktiven Re-Kombinationen realisiert werden. Von den 5 Fre quenzen liegt jeweils eine in der Kontra-Oktave, in der kleinen Oktave, in der viergestrichenen, der ünf- und der sechsgestriche nen Oktave. Bei beiden Equalizen können die technischen Daten ausrei chend genau eingehalten werden, so daß sie sich bei zweifachem Aubau ür Stereobetrieb eignen. Die Ein- und Au sgänge haben gleiche Pegel und können durch einen Eingangs- und einen Aus gangsspannungsteiler zwischen jedem Vor- und Hauptverstärker angepaßt werden. Bei den vorliegenden Schaltungen sind Ein und Ausgänge auf 0 dB ( = 0, 77 5 ) nomiert. Die Ausgänge ha ben zusätzlich einen 200-mV-Ausgangsteiler. Während der 5-Kanal-Equalizer aus Modulen besteht, liegt der 10-Kanal Equalizer in integrierter Form vor.
Bild 2
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Uz
Schematische Darstellung des Reihenschwingkreises
gelangt die Eingangsspannung auf den Voverstärker (N1), - der mit R6 entweder auf Verstärkung oder auf Dämpfung eingestellt werden kann. Der Steuerbereich beträgt - 10 dB bis + 20 dB. Da mit werden die jeweils auf Anhebung oder Absenkung eingestell ten Filter ausgeglichen. Der Kondensator 2 vermindert die Schwingneigung. Der Doppeloperationsverstärker N2 ist der Korrektuverstärker. Als Filtergrundelement wirkt der Reihenschwingkreis (Bild 2). Die Verstärkung dieser Schaltung ergibt sich aus: U2 V = -· Dabei sind
( �) ( c).
U2 = Rs + j wL -
U1 = R + R5 + j wL
Equalizer mit zen einstellbaren Filten
2.1.
Technische Daten
Betriebsspannung: U, = 30 V Frequenzgang: 20 Hz bis 20 kHz Verstärkung bzw. Dämpfung der Korrektufrequenzen: 15 dB Eingangsspannung: UE = 0 dB (0,775 ), (R E = 100 kO) Ausgangsspannung: UA = 0 dB (R L = 2 kO) maximale Ausgangsspannung (bei voller Anhebung aller Steller) = 8,5 V. Bild 1 zeigt die gesamte Schaltung. Ü ber einen Spannungsteiler
Bild 3
und
C
(2)
(3)
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Im Resonanzfall sind wL und 2.
(1)
1 gleich und heben sich damit wC
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Schematische Darstellung des Korrekturilters
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Equalizer mit (R 7 = R 32 = 4,7 kO)
10
einstellbaren
Filten
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SCHALTUNGSSAMMLUNG ·Vie rte Liefe rung · 1 986
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Kapitel 4
-
4-13
Equalizer (Blatt 2)
auf. Damit erechnet sich die Verstärkung im Resonanzfall aus (2) und (3) : Rs V., = R + Rs .
(4)
Da je nach Schleiferposition des Korekturstellers enweder verstärkt oder gedämpt werden soll, urde folgendes Prinzip angewendet (Bild 3): R 3 entspricht dem Reihenwiderstand des Schwingkreises. Wenn der Schleifer des Potentiometers R am oberen Anschlag steht, tritt R nicht in der Rechnung nach (4) auf (R 0) . = R1 4,7 kO, R3 1 kO, = = R3 1 kO 1 kO 0 175 · V, = " 3 = 1 k0 + 4 , 7 k0 = 5 7 k0 = · 1 ' Eine Dämpfung von 0,175 entspricht etwa - 15 dB. Wenn R am unteren Anschlag liegt, berechnet sich am invertierenden Eingang die Verstärkung wie folgt:
- R + R 3 - 4,7 k0 + 1 k0 R 2 4,7 kO, 2 - 2 5,7 + 15 dB . V R3 1 k0 =
N
I
2000
1500
1 000
A
Damit können alle Korrekturilter bei dieser Schaltungsvariante ± 15 dB Verstärkung bzw. Dämpfung ereichen. 500
Bemessg von R5, L und C
2.2.
R s soll 1 kO betragen. Da aber der ohmsehe Widerstand der Spule mit berücksichtigt werden muß, wird beim Abgleich R s durch einen Einsteller ersetzt und die Kanalverstärkung auf 15 dB eingestellt. Danach wird Rs gemessen und durch einen naheliegenden Festwert ersetzt.
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Blatt
Musikelekronik und Efektschaltungen
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Abhängigkeit der Induktivität N, Parameter A L-Wet
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Wickelschnitt in cZ
Abhängigkeit der Windungszahl N von Wickelraumquerschnitt und Schalenkengröße, Parameter Drahtdurchmesser
Zur Herstellung der Induktivitäten vewendet man Schalenkene (mit oder ohne Lutspalt). Schalenkene mit Lutspalt haben eine bessere K)nstnz der Werte und geringere Verluste. Man sollte ihnen daher trotz höherer Windungszahlen den Vorzug geben. Bei der Berechnung der Windungszahl geht man vom SchaIenken und vom vorhandenen Drahtquerschnitt aus. Für den Drahtquerschnitt ist der größtmögliche . zu wählen. Die erforderliehe Windungszahl erechnet sich über den At·Wet. Auf dem Schalenken sind A L·Wert und (dahinter) Manifer-Materialnummer aufgeduckt (gebräuchliche Manifematerialien: 150, 163, 1 83). Mit dem AL·Wert kann ür die erforderliche Induktivität L über die Formel N
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L von der Windungszahl
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AL in nH
(5)
aus dem Diagramm Bild 4 die Windungszahl N emittelt werden. Danach kann mn mit dem Digramm Bild 5 den Drahtdurchmesser aus dem vorhandenen Wickelraumqueschnitt des Schalenkens r die erforderliche Windungszahl bestimmen. Die Abmessungen der Schalenkene sind im Diagramm eingetragen. Ein Maß ür die Qualität eines Schwingkreises ist die Güte u=l rL
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rL - Velustwiderstand der Spule
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- Musikelektronik und Efektschaltungen
S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung · 1986
Kapitel 4
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B latt
4-14
Equalizer (Blatt 3)
Hohe Güte erreicht man also b e i kleinem rL und großem L. Für große lnduktivitätswerte sind aber durch die Schalenkene geometrische Grenzen gesetzt. Unter Berücksichtigung der mit Amateumitteln erreichbaren Windungszahlen wurden über die Schwingkreisformel ' 1
Tßbelle 2
w: · c w = 2nf die
2.3.
H
K L M
Spule L
N
LJ = 5,6 H L, = 2,9 H L, = 1,62 H L , = 862 mH L, = 460 mH H L, ' 253 mH L, = 93 H L, = 34 mH L• = 18 mH L 10 = 10
c, = 4,7 lF c, = 2,2 JF c, = 1 F c, = 470 nF c. = 220 nF C 10 = 100 nF C 11 = 68 nF Cu = 47 nF C 1 3 = 22 nF C l , = 10 nF
0
p
Q
R
s
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u V w
r
Aubau und Abgleich dB
Die gesamte Schaltung. nach Bild 1 indet auf einer Leiterplatte Platz (Bild 6 und Bild 7). Die Anschlüsse ür Betriebsspannung, Masse und Potentiometer sind mit Großbuchstaben gekennzeichnet und in Tabelle 2 zusmengefaßt. Für die Potentiometer zur Filtereinstellung werden Schichtschiebepotentiometer 4,7 kO (!in.) benötigt. Der Abgleich der Widerstände R2 1 bis R30 wurde schon erläutert. Sie werden zunächst durch 1-kO-Einstellef ersetzt. m Eingang des Equalizers wird mit einem Tongenerator die entsprechende Filterfrequ enz eingestellt. Mit einem Millivoltmeter am Ausgang wird die NF-Spannungsverstärkung gemessen und mit dem Einsteller auf 15 dB Verstärkung gebracht. Dabei ist zu beachten, daß der Voverstärker mit R6 und 0 dB Verstärkung eingestellt ist. Das kann mit dem Millivoltmeter durch Spannungsvergleich an Ein- und Ausgang von N1 kontrolliert werden. Außerdem wird die Kurvenform der Sinusspannung des Tongenerators am Ausgang überwacht. Wenn am Tongenerator 0,5 V NF-Eingangsspannung eingestellt werden, müssen bei 15 dB Verstärkung 2 , 8 1 V am Ausgang erscheinen. Nach erfolgtem Abgleich und Austausch der Einsteller durch Festwiderstände wird jeweils ein Filterpotentiometer auf volle Verstärkung oder Dämpfung gestellt. Dabei ergeben sich etwa die Kuven nach Bild 8. Bei Stellung aller Frequenzpotentiometer auf Verstärkung bzw. Dämpfung sind die Kuven nach Bild 9 meßbar.
z dr o +10 0
zo z
-10
Bild 8
/..
�
...
3
\
� l , �"" ..'�� ' \ ... V \V
V 1... ' \
5
.
I
Kondensator C
3 1 Hz 63 Hz 125 Hz 250 Hz 500 Hz 1 kHz 2 kHz 4 kHz 8 kHz 16 kHz
Ausgang O dB Ausgang 200 iV Betriebsspannung + 30 V Masse Eingang Potentiometer Potentiometer R 6, Schleifer Potentiometer R 6 Potentiometeranschlüsse R l l, R 13, R 15, R 17, R 19 Potentiometeranschlüsse R l l, R 13, R 15, R 17, R 19 Potentiometeranschlüsse R 12, R 14, R 16, R 18, R 20 Potentiometeranschlüsse R 12, R 14, R 16, R 18, R20 Potentiometeschleiferanschluß R 12 Potentiometerschleiferanschluß R 1 1 Potentiometerschleiferanschluß R 14 Potentiometerschleiferanschluß R 13 Potentiometerschleiferanschluß R 16 Potentiometerschleiferanschluß R 15 Potentiometerschleiferanschluß R 18 Potentiometerschleiferanschluß R 17 Potentiometerschleiferanschluß R 20 Potentiometerschleiferanschluß R 19
G
1
Frequenz /
A B D E F
mit Werte der Spulen und Kondensatoren in Tabelle 1 ür die Korrekturfrequenzen ermittelt. Tabelle
Anschluß
c
(7)
L=-
Buchstabe
102
z
.., \ 3
5
\ I \ I� ) � ..; . ::103
! I
X \
k
z
Frequenzkuven der Korrektursteller
3
s
+1 0 0
II
-10 -20
Bild 9
�
2
-
3
5V
,
'
_
II �"l 1 -3 5 2
1'
\
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'
L
103
�
2
3
5
�� �J .
C3T
V
t
104
in Hz
3. 3.1.
1/
2
3
1/ ...
104
f
in Hz
2 3
Frequenzverlauf des Equalizers, wenn alle Korrektursteller auf voller Verstärkung bzw. Dämpfung stehen R1
�
\
I
R3
Bild 10 Doppel-T-Glied, Prinzip
/ \/ 1\ I \
ro /
v
Equazer mit f einstellbaren Filten
Technische Daten
• Betriebsspannung: U5 = 2 7 V Frequenzgang: 30 Hz bis 20 kHz bei ± 1 dB Verstärkung der einzelnen Korrekturegler: + 15 dB Dämpfung der einzenen Korekturregler: - 12 dB Eingangsspannung: UE = 0 dB (R E = 50 kO) Ausgangsspannung: UA = 0 dB (RL = 50 0)
6
! L._.
4
R2 R4 56k 1k 8
10
_ __
I
Bild 12 Filter-Leiterplatte, Bestickungsplan
j
Bild 1 1 Realisiertes Doppel-T-Filter. Werte ir Cl, C2, C3 und R 3 , R 5 , R6 siehe Tabelle 3 Tabelle
3
Frequenz
Cl, C2, C3
R3
RS, R6
40 Hz 200 Hz 3kHz 7 kHz •14 kHz
100 nF 20 nF 1 , 5 nF 680 pF 330 pF
22 k 22 k 22 k 22 k 22 k
47 k 39 k 39 k 39 k 39 k
Bezeichnung der Bauelemente nach Bild
11
I I I�
Bild 1 3 Filter-Leiterplatte, Leiterbild (Ml : 1)
3.2.
Bemessug der Flter
Bei diesem Equalizer sind die einzelnen Filter aus Doppel-T Schaltungen aufgebaut. Die Vierpol-Darstellung eines Doppel-T Gliedes ist in Bild 10 dargestellt. Wenn alle R und C unter schiedliche Werte annehmen, gestaltet sich die Berechnung kompliziert, obwohl damit die größte Filtersteilheit zu erreichen ist. Hier werden die Filter aus Anpassungsgründen und zur Nachbausicherheit wie folgt dimensioniert: ·
R 1 = R 2 , R 3 = 0,6 R 1 , C l = C2 = C3 .
Die Werte sind in Tabelle 3 zusammengefaßt. Die Resonanzfrequenz des Doppel-T-Gliedes mit dieser Dimen sionierung errechnet sich überschlägig aus:
Bild 14 Musterplatte eines Einzelilters
J, = 0 , 1 8
1
(8)
R C" .
Bild 15 Gesamt-Stromlaufplan des Equalizers mit 5 Filten. (Bitte ergänzen: C107 = 47 J; VT9 - pnp-Transistor; bei T8 Verbindungen an Basis und Emitter herstellen!)
Damit können auch bei Bedarf Filter mit anderen Resonanzfre quenzen aufgebaut werden.
_z_z _ 27 _--.. 47 20mA 1k (113 R121 10n
J
->'
v
�--'
1z l z 1 6
VT3 4 1 8 1 1o
VT4
VTS
4 1 8 1 1o
4 j sj 1 o
I
VT 6
4 J 8J1o
I
R120 1Zk VT1-VT8: SF 127E VT9 : KFS17 VT10:SF1270
�R115�-�77 R111 R113 33k Z2 k � · p
VT7
4 1 8 1 1o
�·
�vr9 c-1311_ 10 09 o tB ,�_ l ----�l---tt- 11u 1 .1+--_ l---l�--:-8-.. ,Rk �· [·> Ausgan g rc1og vr. � 47 . R11 8 + 7,S k '1R1S R106 R107 1S k 47 k R114 (10 4 R11Z l�56k 680 Z,2 k R109 � 200 mV 1k R117 4 7J 100 T _ � l ---"- -- 4-- -6-- ------_----._c106 4,7 k R119 27 k T1oop '
-
-
-
-
r
_
'
r
4
S C H A LT U N G S S A MM L U N G
Kapitel
Equalizer
-
1986
Musikelektronik und Effektschaltungen
(Blatt 4) VT6
YT1
· Vierte Lieferung ·
VT2
Bild 1 6 Grundplatte des Equalizers, Bestückungsplan
Bild 17 Gundplatte ; Leiterbild (M1 : 1)
VTf
VT 10
B latt
4 -1 5
Abgleich nd Inbetriebnahme
3.4.
Wenn die Werte aller Bauelemente genau eingehalten werden, ist kein Abgleich erforderlich. Die Schaltung wird bei Inbetrieb nahme über die Stromaufnahme mit einem Ampermeter kontrol liert. Dabei dürfen 20 A nicht wesentlich überschritten werden. An den einzelnen Filtertransistoren VT3 bis VT7 liegen dann am Kollektor etwa 17 V Gleichspannung und am Emitter etwa 7 V. Diese Spannungen müssen bei allen Filtertransistoren glei che Größe haben. Am Eingang wird dann mit einem Tongenera tor eine NP-Spannung von 0 dB (= 0,775 V) eingespeist. Am Ausgang übewacht man mit einem Oszilloskop die Sinusform und mißt die Spannung mit einem AC-Voltmeter. Bei am Ton generator eingestellter Resonanzfrequenz kann die Arbeitsweise der einzelnen Filter überprüt werden. Bild 20 zeigt die Meßkur ven des Versuchsmodells. Man erkennt, daß mit der Doppel-T Schaltung die Steilheit eines Reihenschwingkreises wie beim er sten Equalizer nicht erreicht werden kann. Jedoch genügt die Wirkung dieser Filter den meisten Anwendungsfällen. Die Ge samtanhebung bzw. -dämpfung ist in Bild 21 dagestellt. Man muß beachten, daß dabei am Ausgang eine NP-Spannung von etwa 8 V liegt, die vom Equalizer verzerungsfrei abgegeben wird (K = 1 %). Man beachte, ob die nachfolgenden Geräte diese Spannung verarbeiten können. Ist das nicht der Fall, kann ent weder auf den 200-mV-Ausgang ausgewichen werden, oder man muß ein zusätzliches Dämpfungsglied vorsehen.
Bild 18 Muster der Gundplatte
Tabele 4
Steckerbelegung
Stit
Masse
1, 2, 23, 24 13, 14 5 3 21 17
u.
Eingang O dB Eingang 200 mV Ausgang O dB Au'sgang 200 mV
dBI
f+
20 /
/
+1 0
'
/ '
'
0
'
2
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""
--
3
V
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V
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3
5
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2
5
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V
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'
"
.._
--
-
,; 2
3
f in H z
Bild 2 0 Frequenzkuven der einzelnen Korrektursteller
Bild 19 Voll bestückter Equalizer
3.3.
Mechanischer Aubau
Jedes Filter beindet sich auf einer Leiterplatte. Die Schaltung (Bild 1 1) ist auf einer steckbaren Leiteplatte gemäß Bild 12 und Bild 13 untergebracht und über diese Steckverbindung (12poli ger Zeibinastecker) senkrecht auf der Grundplatte (siehe Bild 18) angeordnet. Die entsprechende Gesamtschaltung zeigt Bild 15. Die Kontaktbelegungen sind in das Schaltbild eingezeichnet. Der Schichtschiebewiderstand R l l ist gegenüber dem Stecker m rechten Winkel an seinen Lötfahnen auf die Leiterplatte auf gelötet (siehe Bild 14). Auf der Gundplatte sind zur Aufnahme der Filter 5 12polige Zeibina-Buchsenleisten aufgelötet Aus dem Bild der Leiterseite der Gundplatte (siehe Bild 1 7) geht die Lage der Zeibina-Buch senleisten hevor. Die parallelen Leiterzüge verstärkt man vor teilhat mit einem dünnen aufgelöteten Draht, da sie auch me chanisch die Filterstecker halten. Die Numerieung der einzelnen Kontaktstite ist in Bild 16 an der letzten Filter-Steck einheit eingetragen. Der Widerstand R122 muß eine Belastbar keit von 0,25 W haben, ür alle anderen R genügen 0,1 W. Die richtige Lage der Elektrolytkondensatoren ist durch ein + ge kennzeichnet. Die gesamte Einheit wird über einen 24poligen Zeibinastecker mit der Geräteeiheit verbunden. Die Steckerbe legung geht aus Tabelle 4 hevor.
z
3
5 '
102
3
s
f in H z
-
Bild 2 1 Frequenzverlauf des Equalizes, wenn alle Korrektur stellet aufvoller Verstärkung bzw. Dämpfung stehen Literatur
[1] M. Chmela ; Desetipäsmoy nf korektor. Amaterske Radio, 1 9 8 1 , Het 7, Seite 10- 14. [2] E. Becker/P. Byer; Amateurreihe, »electronica« Band 124, Teil 1., Weichmagnetische Ferritbauelemente und ihre An wendung, Berlin 1 974, S . 65 f. [3] E. Philippow ; Taschenbuch Elektrotechnik. Berlin 1978, Band 2 und 3 . [4] Katalog: RIM-Elektronik München 1 9 8 1 , Franzis-Verlag. [5] Katalog: Manifer-VEB Kombinat Keramische Werke Hems dof.
S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung
Kapitel 4
-
· 1986 Musikelektronk und Effektschaltungen
Gitrrenelektronik (Blatt 1)
1.
Einleig
Die ersten elektrisch verstärkten Gitaren wurden bereits in den 30er Jahren gebaut; die entscheidende technische Entwicklung setzte jedoch erst in den SOer Jahren ein. Einen großen Auf schwung erfuhr die Verbreitung durch die spektakulären Erfolge der Beatles. Während die mechanische Gundkonzeption der E-Gitaren in den letzten Jahrzehnten m wesentlichen erhalten blieb, vollzog sich in der Gitarrenelektronik und bei den Spezialverstärken ür Gitaren eine technische Entwicklung. Besonders bei zusätzli chen Efektgeräten oder Efektschaltungen konnten bemerkens werte technische Fortschritte bis n zur Integration von aktiven Verstärker- und Efektschaltungen in die Gitare (aktive Gitar renelektronik) registriert werden. Die klanglichen Ausducksmöglichkeiten sind heute überaus vielfältig geworden. Der Mode entsprechend bildete sich eine Vielzahl von Stilrichtungen und Klangvorstellungen heraus, die selbst mit der heute intenational zur Verügung stehenden brei ten Palette von E-Gitaren nicht in jedem Fall befriedigt werden kann. Dem Amateur bieten sich deshalb zahlreiche Möglichkei ten zur Verbesseung oder nderung des Klangcharakters eines Instruments im Sinne seines eigenen langideals. Der vorliegende Beitrag kann dazu nur enen Einblick in die wichtigsten Gundlagen geben und einige Beispiele industrieller Schaltungen der Gitarrenelektronik sowie Anregungen ür wei tere Experimente vermitten, soweit sie die Gitare unmittelbar betrefen. Die sehr komplexe Problematik der Spezialverstärker, Lautsprecher und Efektgeräte bleibt einem späteren Beitrag vor behalten.
2.
Tonerzeug bei E-Girren
Bild 1 zeigt die Tonübertragungskette bei E-Gitarren. Die eigent liche Tonerzeugung - m physikalischen Sinne handelt es sioh dabei um einen Klang - geschieht mit den Saiten, deren Schwin gungen vom Tonabnemer abgetastet werden. Die den Klang prägende Schwingungsform der Saite hängt dabei von den Eigen schaten der Saite (Durchmesser, Aubau, Material usw.), von der t der nregung durch den Spieler (angezupt oder ange schlagen, Anspiel mit oder ohne Plectrum; Fom und Material des Plectums u. a.) sowie vom Anregungsort (obertonreicherer Klang bei Anspiel in Stegnähe) ab. Zwischen den Saiten und den übrigen konstuktiven Elementen der Gitare, wie Korpus, Steg, Saitenhalter und Hals, besteht stets eine Wechselwirkung. Bei vollakustischen Gitarren ist dies durchaus erwünscht, da die Saite selbst nur wenig Schall abzustrahlen vemag. Erst die Kopplung mit einem großlächigen Resonanzkörper ermöglicht
a1
Bild 2
1
l
Gi tarren konstru ktion K orpus ( Form, Hol zarten, Aufbau ), Steg, Hals, oi tenhal te r, M ischpu l t
kurve, Abnahmeort, Schaltung ( Einzel- , Dopelspule l
1
Klang- und Laut stärkesteUer
l
Zusammen schaltung von TA
Anschlußka bel
Bild 1
Tonerzeugung b e i E-Gitarren
E ienkapaz i tät
-t
Übersteueungsverhalten von Gitarrenverstärkem: a - Transistoverstärker; b - Röhrenverstärker
eine nennenswerte Schallabstrahlung. Bei E-Gitarren mit massi vem Korpus (solid body) interessiert die direkte Schallabstrah lung überhaupt nicht. Um eine möglichst große Klangdauer zu erhalten, die ein wesentliches Qualitätsmerkmal darstellen kann, muß die Schwingungsübertragung von der Saite auf den Korpus möglichst gering gehalten werden. In der Praxis läßt sich ein ge wisses Mitschwingen des Korpus jedoch nicht vollständig verhin den. Abklingverhalten und Klangfarbe hängen deshalb auch bei E-Gitaren relativ stark von der Konstruktion, von den verwende ten Hölzen, von der Form des Steges usw. ab, was jedoch einen besonderen klanglichen Reiz ausmachen kann. Die Saiten schwingungen werden von einem oder von mehreren Tonabneh men in entsprechende elektrische WechselSpannungen umge wandelt. Neben der Bauart (Übertragungseigenschaften) beein lussen dabei vor allem ire nordnung auf dem Instument und, in Verbindung mit der nachfolgenden Klang- und Laltstär kestellschaltung, die npassung an den Verstärker die langcha rakteristik. Eine besondere Rolle im Übertragungsverhalten spielt das Anschlußkabel zwischen Verstärker und Gitare. Auf Grund seiner relativ großen Eigenkapazität von einigen hundert Pikofarad bis zu einigen Nanofarad wirkt es wie ein Tiefpaß und beeinlußt damit ebenfalls die Klangfarbe. Die von den Tonab nehmen abgegebene Spannung liegt meist nur bei einigen hun dert Millivolt Daher braucht man in jedem Fall eine angemes sene Verstärkung, bevor die elektrischen Signale in Schall umgewandelt werden können. Gitarrenverstärker unterscheiden
-- Bauform, Ü bertrog ungs e ienschaf ten, I mpedanz, Frequenz
4-16
b)
Tonabnehmer Spiettechnik, - Durcheser, A u f bau, Plectrum I Form, Härte l, Mo ter i a l, Anregungsart ferromagnetische Eigenschaften
j
B latt
Lautsprecher und Boxen Frequenzgang . l i neare und nich l i neare Ve r z e rrungen, Boxenkonst ruktion
l
Ver stärkr Vorverstärker, Endstufe, Ü ber steuerungs verhalten, Frequenzgang
l
Bild 3
so
Abklingverhalten von Gitarentönen: a . unverstärkt, nicht übersteuert; b - Transistover stärker, übersteuert; c - Röhrenvestärker, überstepet
_ 1� 2030 I !� ho j dBI
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j, -I Q a)
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V �2
Bild
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2
.5
10 5 Fre quenz in k Hz
-.. \ \ \
20
--.'
.2
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1
i
�
Freq!nz in k Hz
10
,
die Saiten feromagnetisch sind. Die Kopusresonanzen prägen dann den Klang natürlich wesentlich stärker, da der Tonabneh mer m einen selbst ewas mitzuschwingen vemag, zum ande ren aber vor allem die Wechselwirkung zwischen Saite und Reso nanzköper die Saitenschwingung viel stärker beeinlußt. Semiakustische oder Halbresonanzgitaren nehmen eine Zwi schenstellung zwisch�n E-Gitaren und elektrisch vestärten Austikgitaren ein. Häuig vewendet man ir akustische Gitaren auch sogenannte Köperschallaufnehmer (.ontakttonabnehmer), die auf der In stumentendecke, m oder auch direkt m Steg angebracht wer den. In diesem Fall werden die Saitenschwingungen nicht direkt abgenommen, sonden die Schwingungen am Abnahmeot wer den übertragen. Die Klangfarbe wird dann sehr stark vom Ab- · nahmeort geprägt. Für den Klang sind alle Glieder der Tonübertragungskette wich tig. Bestimte Stil- und langvorstellungen lassen sich nur rea lisieren, wenn alle Baugruppen sinnvoll aufeinander abgestimmt werden, wobei auch Fragen der Raumaustik Berücksichtigung fmden sollten. Was allerdings m Einzelfall als »guter Klang<< zu verstehen ist, bleibt in hohem Maße eine Geschmacksfrage. Eine Vielzahl weiterer Möglichkeiten zur Klangformung ergibt sich mit Efektschaltungen (Verzerrer, Wah-Wah, Phasing, Flanging, Equalizer, Hamonizer, Echo, Hall usw.), die als Einzelgeräte aufgebaut sein können oder aber m Verstärker bzw. auch zum Teil direkt in die Gitare eingebaut werden.
3.
Tonabnehmer (TA)
3.1.
Elekomagnesche Tonabnehmer
Bei E-Gitarren haben sich TA durcgesetzt, die nach dem elek tromagnetischen Prinzip arbeiten. Sie bestehen m wesentlichen aus einem oder mehreren Pemanentmagneten und einer Spule.
zo
4 Frequenzgang von Lautsprecherboxen: a - Hii-Box; b - Gitarrenbox
sich dabei in wesentlichen unkten von HiFi-Verstärken oder anderen Verstärken ür elektronische Musikinstumente. Spe zielle Anfordeungen werden an das Übersteueungsverhalten der Verstärker gestellt, wodurch erst ein typischer, leicht verzerr ter und lang anhaltender Ton erzeugt werden kann, der beson ders in der Rockmusik gewünscht wird. Zwischen Röhren- und Transistoverstärken bestehen dabei charakteristische Unter schiede. Bild 2 gibt das typische Ü>ersteuerungsverhalten wie der. Wegen ihrer besonderen Klangeigenschaten haben Röhren verstärker bis heute noch nicht an Bedeutung verloren, obwohl man mit Transistoverstärken eine ähnliche Klangcharakteristik inzwischen erzielen kann. Röhrenvestärker begrenzen das Aus gangssignal viel weicher. Das entstehende Obertonspektum er reicht in Intensität und Frequenzumfang nicht die Werte von Transistoverstärken. Das macht den Klang weniger rauh und kratzend. Auch der Abklingvorgang vollzieht sich nicht so ab upt (Bild 3). Weitere Unterschiede sind m Ausgangsübetrager und im Innenwiderstand der Röhrenverstärker begründet. Line are Verzerungen im Frequenzgang sind durchaus ewünscht, weil sie den lang beleben. Das gilt auch ür Lautsprecher und Boxen, die die Tonübertragungskette abschließen. Im Bild 4 ist der Frequenzgang eines typischen Gitarrenlautsprechers m Ver gleich zu einer HiFi-Lautsprecherkombination dagestellt. Ne ben linearen Verzerungen können zusätzlich noch nichtlineare Verzeungen autreten, was besonders· bei Instumentalboxen mit starker Membranauslenkung der Fall ist. Als Lautsprecher vewendet man meist Breitbandtypen mit hoher Belastbarkeit und hohem Wirkungsgrad. Die Komplexität von linearen und nichtlinearen Verzerungen in Vor- und Endstufen des Verstärkers und der Lautsprecher macht also den besonderen Klang aus und läßt den Bau viel komplizieter erscheinen als den von HiFi-Anlagen. Bei vollakustischen Gitaren kann der Ton im Pzip auf die gleiche Weise wie bei E-Gitarren abgenomen werden, sofen
0 0 0 0 0 0 o o o o o o
d)
W i c k l ung
Bild 5
\
Mag net
Gundfomen von Tonabnehmen: a - Einzelspulentonabnehmer mit Einzelmagneten; b - Einzelspulentonabnehmer mit Stellschrauben; c - Doppelspulentonabnehmer mit Einzelmagneten; d - Doppelspulentonabnehmer mit Stellschrauben; e - Doppelspulentonabnehmer mit Weicheisenken
SCHALTUNGSSAMMLUNG ·Vie rte Liefe rung · 198 6 Kapitel 4
-
Musikelekronik und Effektschaltungen
Gitarenelektronik (Blatt 2)
Blatt
4-17
�� r-o ICw
Da die (ferromagnetische) Saite im Magnetfeld schwingt, wird durch die ndeung des magnetischen Flusses eine entspre chende Wechselspannung in der Spule erzeugt. Die Höhe der Wechselspannung hängt von der Stärke des Magnetfeldes, von der Windungszahl der Spule und natürlich auch von der Saite selbst ab (z. B. Durchmesser, Abstand vom TA, Schwingungsge Bild 6 Ersatzschal�bild eines Tonabnehmers schwindigkeit bzw. Schnelle, Schwingungsebene). Bezüglich der Baufomen existiet eine große Vielfalt. Bild 5 zeigt einige typische Gundfomen. Im einfachsten Fall besteht der TA aus 6 (bei TA ür den E-Baß sind es - oder 8) zylindefor migen Einzelmagneten und einer Drahtwicklung zwischen 4 000 2 bis 10 000 Wndungen bei ener typischen Drahtstärke von 0,05 bis 0,07 mm. Häuig sind TA mit Stellschrauben versehen, die einen gewissen autstärkeabgleich zwischen den einzelnen Saiten emöglichen. Das ist nützlich, weil die schwingende Eisenmasse der einzelnen Saiten natugemäß stark diferiert und weil auch die Saitenab --� 10 stände vom Grbrett nicht gleich sind. Große. Bedeutung haben Doppelspulen-TA erlangt. Wie die eng Frequenz in kHz lische Bezeichnung »humbucking pick-up« schon besagt, eignen sie sich zur Bummunterdrücung. Darüber hinaus bieten sie die Möglichkeit, ohne großen schaltungstechnischen Aufwand durch - zo Reihen- und Parallelschalung, Schaltung der Spulen in Phase und gegenphasig eine breite Skale von Klangabstuungen u er zielen (vergleiche Abschnitt 4.2.). . Bild 7 Impedanzkuve ei,es Tonabnehmers Für den langcharakter ist die Bauweise des TA (Gestaltung des Magnetkreises, Spulengeometrie, Magnetwerkstof, Magnetmate rialquerschnitt und -menge, Gehäuse u. a.) ausschlaggebend. Bei spielsweise kommt es je nach Breitenausdehnung in Saitenlängs richtung zu Auslöschungsefekten bei höheren Teiltönen, wenn lm!nz in kQ positive und negative Halbwellen in den Abtastbereich des TA fallen. Starke Magnete begünstigen eine hohe Spannungsabgabe, jedoch werden auch die Saitenschwingungen stärker gestört und auch bedämpt, so daß daraus nicht unbedingt ein Vorteil er wächst. Die Spannungsabgabe ist allerdings insofen von Inter esse, als sich der Verstärker mit hohen Spannungen leichter übersteuen läßt. Besonders wichtig ür das Übertragungsverhalten des TA ist der 1 Aubau der Spule. Das Ersatzschaltbild weist den TA als Tiefpaß aus (Bild 6). Von besonderem Interesse ist das Wechselstromver halten, das sich an Hand der Impedanzkuve veranschaulichen 1 ,2 0,5 5 läßt. Bild 7 zeigt als Beispiel den Impedanzverlauf eines TA nach Bild 5a. Bild 8 stellt den typischen Frequenzgang eines TA dar. Die Impedanzkuven haben in ihrem Verlauf ein mehr oder Bild 8 Frequenzgang eines Tonabnemers weniger stark ausgeprägtes Maximum, das meist im Bereich von 5 bis 15 kHz liegt. Bei tiefen Frequenzen übewiegt der omsehe Widerstand. Die Impedanz ZTA entspricht dort dem Gleich stromwiderstand R. Mit zunehmender Frequenz steigt die Impe dem Bereich, in dem die Impedanz propotional der Frequenz f danz, bedingt durch die Induktivität der Spule, zunächst an. ln ist, kann davon die Induktivität rA berechnet werden:
30 I0 tg,in dB 10 0 0,05 0,1 O,Z 0,5 1 2 5 -10
\
l 1000 100 10
Tabelle I
Elektsche Kennaten von Gita"entonabnehmem
Typ
R
Msima (DDR)
O
Zmu
Bauat
fa.,
kHz
rA Cw H
pF
4, 1
10,0
2,7
100
800
Irs (:SSR)
9, S
8,8
4,0
8S
8SO
Stratocster
5 ,7
1 1,0
2,4
9SO
Einzelspule
9,3
s,o
9,0
ss
120
600
nach Bild Sa Einzelspule
8,0
3S
1 200
kO
Einzelspule nach Bild Sa Einzelspule nach Bild Sa
(Fener, USA) SDS-1 (DiMazio, USA) Dstonion
13,7
9,9
nach Bild Sb
(in Reihe geschaltet)
USA)
X2N
(DiMazio, USA)
Doppelspule nach Bild Sd
(Mighy Mite, 1 3 ,6
9,3
6,0
60
1 000
Doppelspule nach Bild Se (in Reihe geschaltet)
,OZ ,05 ,1
\io
10 20
�
LTA = 2 ! � I ZTA 1 2 - I R 1 2 .
Bei noch höheren Frequenzen schließt sich ein Impedanzmaxi mum an, das dem eines Parallelschwingkreises entspricht. Aus der Lage der Resonanzfrequenz fRes läßt sich die Wicklungskapa zität C. bestimmen: 1
C. = 2 ( nfR.J2 LTA •
·
In Tabelle 1 sind einige Wete zusamengestellt. Die Höhe des Impedanzmaximums und die Resonanzfrequenz hängen entscheidend von der nachfolgenden Beschattung ab. Weil der Maximalwert bei den meisten TA einige hundet Ki loohm beträgt, ührt eine iiederomige Belastung unweigerlich zu einer Bedämpung der Resonanz. Durch Parallelschalten von Kapazitäten läßt sich die Resonanzfrequenz zu tieferen Fre quenzen verlagen. Schon die Kabelkapazität reicht aus, um eine krätige Resonanzverschiebung zu bewirken. Unterchiedliche nschlußkabel zwischen Gitare und Verstärker können daher die Klangfarbe merklich verän� en.
3.2.
�
Kontakttonabnehmer
Kontakttonabnehmer arbeiten meist nach dem piezoelektrischen Prinzip. Ihr wesentlicher Bestandteil ist ein Piezokristall, der bei Druckbelastung eine Spannung abzugeben vermag. Der Kontakt-TA wird entweder direkt in den Steg eingebaut, in dem ein oder mehrere Kristallplättchen unter die Saitenaulage m Steg gelegt werden, oder aber der Aufnehmer wird an einem geeignet erscheinenden Ort auf die Decke oder auch auf den Steg aufgeklebt, aufgewachst oder aufgeschraubt. Im ersten Fall besteht eine direkte Duckwirkung der Saite auf den TA. Anson S$en ·entsteht infolge der Schwingbeschleunigung am Abnahme ort die erforderliche Kratwirkung. Diese t der Tonabnahme eignet sich jedoch nur ür Akustikgitaren. Die abgegebene Spannung eines Kontakt-TA ist meist kleiner als die eines elektromagnetischen TA. Nachteilig kann sich auch der erforderliche hohe Eingangswiderstaid des anzuschließen den Verstärkers auswirken, der außerdem auf Gund des kapazi tiven Innenwiderstands des TA nur eine geringe Kapazität auf weisen sollte. Im allgemeinen empiehlt sich daher die Vewendung eines Vorverstärkers. 4.
Schaltbeispiele
4. 1 .
Schaltungen mit Einzelspulentonabnehmen
Im Prinzip könnte auf jede Klang- und Lautstärkeeinstellung m Instument verzichtet werden. Es ist jedoch nicht sehr praktisch, die nötigen Einstellungen ausschließlich am Verstärker voneh men zu müssen. Jede E-Gitarre enthält daher eine Schaltung zur Klang- und Lautstärkebeeinlussung, die allerdings häuig nur das Nötigste enthält. Bild 9 zeigt die einfachste Ausührung (Elektrina 112). Die Klang steHer arbeiten meist nach dem Prinzip einer einfachen Höhen absenkung (Bild 10); vereinzelt werden auch die Tiefen beschnit ten. Typische Werte ür den Kondensator liegen zwischen 1 und 4 7 nF. Probieren lohnt sich auf alle Fälle. Die ür die Klang- und Lautstärkesteller verwendeten Potentiometewerte bewegen sich zwischen 100 kl und 1 MO und richten sich nach den verwende ten TA (Impedanzmaximum). Vorzugsweise werden logarithmi sche Potentiometer eingesetzt. Vielfaltige Möglichkeiten eröf nen sich durch die Zusammenschaltung von 2 oder 3 Tonabneh men, wobei die Anordnung der TA unter den Saiten zur Klangbeeinlussung ausgenutzt wird. Der Klang eines TA wirkt um so heller, je näher er am Steg angeordnet ist. In Gribrett nähe ergibt sich dagegen ein dunkler Klang. In den Bilden 1 1 bis 15 sind einige Beispiele dargestellt. Die prinzipielle Wir kungsweise sei an Hand der Schaltung der Elgita (Bild 1 1) erläu tert. Es ergeben sich folgende Schalterstellungen: R (Rhythmus) : Es wirkt nur der Steg-TA, dessen Lautstärke über P1 zusätzlich· vorgewählt werden kann. S (Solo): Die Spannungen des Steg- und Gribrett-TA überlagen sich, das Vorwahlpotentiometer P1 der Rhythmusstellung ist kurzgeschlossen. B (Banjo) : Es wirkt nur der Steg-TA, tiefe Frequenzen wer den zusätzlich über Cl unterdrückt. Sb (Shearing) : Nur der Gribrett-TA wirkt, die hohen Frequenzen werden über C2 abgeschnitten. Zu den bekanntesten Schaltungen zählt die der Fender Strataca ster (Bild 13). Ursprünglich wurde ein Kippschalter mit nur 3 Stellungen eingesetzt. Neuere Modelle ermöglichen die Kom binationen 1, 1 + 2, 2, 2 + 3 und 3 .
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Bild 1 1 Musima Elgita
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Bild 1 3 Fender Stratocaster
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Bild 9 Einfacher Lautstärkesteller (Elektrina 112) Bild 10 Einfache Klangstellerschaltung
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Bild 14 Fener Jaguar
51
4
S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung ·
Kapitel
-
(Blatt 3)
1986
Musikelektronik und Effektschaltungen
Gitarrenelektronik
0
B latt
4-18
150n 39
Ubertrager
Bild 1 5 Gibsan Les Paul Recording
Eine Besonderheit zeigt die Schaltung der Fener Jaguar (Bild 14). Da die Magnete der beiden TA unterschiedlich gepolt sind, ergibt sich ein »humbucking«-Efekt. Die Klangwirkung der vorgestellten Schaltbeispiele hängt natür lich in starkem Maße von den verwendeten TA ab, was bei einem eventuellen Austausch d er Original-TA beachtet werden muß. ·
4.2.
Schaltungen mit Doppelspulentonabnehmen
Auch die Phasenlage spielt bei der Zusammenschaltung von TA eine wichtige Rolle. Bei gleichphasiger Zusammenschaltung 2er TA werden nur Teiltöne der Saitenschwingungen verstärkt, die an den Abnahmeorten in gleicher Richtung auf die TA schwin gen. Bei gegenphasiger Zusammenschaltung würde hingegen eine Auslöschung stattfmden. Hier addieren sich nur gegenpha sig schwingende Teiltöne, z. B., wenn über TAl die positive und über TA2 die negative Halbwelle eines Teiltones gleichzeitig ab getastet werden. Diese klangwirksamen Efekte werden insbeson dere bei Doppelspulen-TA ausgenutzt, lassen sich aber durch einen Phasenumschalter auch bei Einzelspulen anwenden. Unter Umständen können dann weitere passive Bauelemente zur Klangeinstellung sogar entfallen. Dies kann vorteilhaft sein, da eine zusätzliche Bedämpfung des Signals durch die sonst übli che Höhenbeschneidung vermieden wird. Bild 16 zeigt die wichtigsten Beschaltungsmöglichkeiten von
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Bild 17 Universalschaltung ir einen Doppelspulentonabneh mer
Doppelspulen-TA, stets unter der Voraussetzung, daß gemäß B ild 5c bis Se das Magnetfeld in beiden Spulen gegensinnig ver läuft, d. h., daß bei einer Spule der Nord- und bei der anderen der Südpol oben ist. Bei Vewendung 1 er Einzel-TA mit gleicher . Magnetpolung kehren sich die Phasenverhältnisse um und ent sprechen dann der üblichen Phasenlage. Bei gekapselten TA kann zusätzlich die Blechkappe mit in die Beschattung einbezo gen und auf Masse gelegt werden. Die Bestimmung von Spulen anfang und -ende sowie der richtigen Phasenlage kann sich s sehr problematisch erweisen. Als »heißes« Ende wird äuig das von der äußeren Wicklung stammende Spulenende vewend et. Bild 17 zeigt eine universelle Beschattung ür einen Doppelspu len-TA. Im Bedarfsfall können auch noch ein Lautstärkesteller nach Bild 9 und eine einfache Klangstellerschaltung nach Bild 10 nachgeschaltet werden. Sinngemäß läßt sich diese Be schaltung auch ür zwei Einzel-TA bzw. zwei Humbucker an wenden. Die verschiedenen Schaltungen ergeben jeweils einen charakteri stischen Klang. Die eigentliche »Humbucker«-Schaltung ent spricht Bild 16c bzw. Schaltstellung 6 in Bild 17. Die Spulen sind dabei gegensinnig in Reihe geschaltet. Bei vielen Gitarren mit Doppelspulen ist nur diese Schaltung vorhanden. Die Variationsmöglichkeiten lassen sich durch Vewendung von zwei oder drei Doppelsputen-TA beträchtlich steigen. In der Praxis wird jedoch kaum von allen denkbaren Möglichkeiten Ge brauch gemacht, weil das zu sehr vewirren würde. In den Bil den 18 und 19 sind einige Schaltungen dargestellt.
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Bild 16 Beschaltungsmöglichkeiten ür einen Doppelspulenton abnehmer bei gegensinniger .Polarität der Magnete: a - Parallelschaltung, gegenphasig; b - Parallelschaltung, gleichphasig; c - Reihenschaltung, gleichphasig; d - Reihenschaltung, gegenphasig
Bild 18 Einfache »Humbucker«-Schaltung
Schltgen r E-Bisse
4.4.
TA r Eleko-Bässe unterscheiden sich nicht wesentlich von den TA ür die E-Gitare. Lediglich die Zahl der Einzelmagnete und manchmal auch die elektrischen Kenndaten tragen der ge ingeren Saitenzahl und dem Tonumfng Rechnung. Schaltungs technisch weisen daher E-Bässe nur wenige Besonderheiten auf. Die klanglichen Variationsmöglichkeiten sind sogar meist einge schränkt. Einige Hersteller vewenden ür Baß und E-Gitare die gleiche Schaltung und tauschen lediglich die Kondensatoren aus. Die in den Bilden 22 bis 24 dagestellten Beispiele geben einen Überblick über einige ypische Beschaltungen. Der Fender ecsios Bss weist dabei s Besonderheit einen geteilten TA auf, so daß ein »humbucking«-Efekt möglich wird. Jeweils 2 Saiten ist eine Spule zugeordnet.
Stereoschltgen
4.3.
Es gibt eine Reihe von Möglichkeiten, einen Stereoefekt zu er zielen. Im einfachsten Fall sind zwei TA getrennt zu betreiben. Es können auch die Spulen eines Doppelspulon-TA aufgetrennt werden, jedoch geht dann der »humbucking«-Efekt verloren. Bild 20 zeigt eine einfache Schaltung. n Stelle der Einzelspu lon-TA können auch zwei Doppelspulen stehen. Allein schon der Klangunterschied zwischen dem TA am Hals und m Steg eignet sich vorzüglich, um einen Stereoefekt zu ereichen. Eine etwas auwendigere Schaltung ist in Bild 2 1 dagestellt, wobei in den Schaltstellungen 2 bis 6 des sechsstuigen Drehschaiters durch die Serienschwingkreisschaltung jeweils entsprechende Fre quenzbereiche herausgeiltert werden.
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Aktive Gitrrenelekronik
5.
Bild 19 Gibsan SG Cstam
Viele Probleme passiver Gitarrenschaltungen lassen sich umge hen, wenn man zu einer aktiven Gitarenschaltung übegeht. Die meisten Hersteller bescränken sich dabei auf reine Impedanz wandler, Voverstärker, Vovestärker mit aktiver Klangregelung und Verzerer. Der Einbau weiterer Efekte in die Gitarre ist zwar möglich, bildet aber die Ausnahme. Der Trend geht derzeit mehr zu exten betriebenen Efektgeräten. Infolge der in der Re gel sehr hohen Eingangsimpedanz der Voverstärker entfallen alle Belasungspobleme des TA. Im Bedarfsfall können die bei passiven Schaltungen autretende TA-Belasung und die Ver schiebung der Resonanzfrequenz mit einfachen Mitteln simu liet werden, so daß es keine Schwierigkeiten bereitet, auch den Originalklang der passiven Schaltung nachzuvollziehen. Außer dem läßt sich mit einem Voverstärker eine weit größere Aus, gangsspannung erzielen. Das Übersteuen eines Gitarenverstär-
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Bild 22 Fender Jazz Bss
Bild 20 Eifache Steeoschaltung
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Bild 2 3 Fender Pecsion Bss
Bild 21 Gibsan ES 345 TD V
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Bild 24 Gibsan EB 3
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250k -
SCHALTUNGSSAMMLUNG · Vie rte Lieferung · 1 986 Kapitel 4
-
Blatt
4-19
Musikelekronik und Efektschaltungen
Gitrrenelekronik (Blatt 4)
kes bereitet nun keine Schwierigkeiten mehr. Man ist auch nicht mehr darauf angewiesen, hohe Windungszahlen iir hohe TA-Ausgangsspannungen vewenden zu müssen. Mit nieder ohmigen TA lassen sich ebefalls hevoragende Klangegeb nisse erzielen, was den Eigenbau von TA auch iir den Amateur interessant macht. Fener wirkt sich die geringe Ausgangsimpedanz der aktiven Schaltung sehr vorteilhat aus. Das ist der wesentliche Vorteil eines reinen lmpedanzwandlers. Die Kabellänge bleibt nunmehr ohne Eiluß auf den Klang, und auch die Empfmdlichkeit ge genüber kapazitiv eingestreuten Bummstöungen wird verin get. Whrend bei passiven Schaltungen fast ausschließlich die freie Verdrahtung vorherscht, empiehlt sich bei aktiver Beschattung eine Leiteplatte s Träger der Schalung. Sie paßt n die mei sten Gitaren problemlos. ' Als schwieriger dürte sich hingegen die Unterbringung der Batterie beim nachträglichen Einbau er weisen. Die eforderliche Stromversogung ist einer der Gründe, weshalb sich die aktive Gitarrenelektronik bei der vollelektri schen E-Gitare nch nicht völlig durchgesetzt hat. Dagegen hat der Voverstärker Ur Kontakttonabnehmer .bei akustischen Gi taren weite Verbreitung geunden. Große Bedeutung kommt dabei einem geringen Strombedarf der Schaltung zu. Derzeit läßt sich eine Betriebsdauer bis zu einem Jahr ereichen. Das in Bild 2S dagestellte Schaltbeispiel zeigt einen zweistuigen Voverstärker, der gleichzeitig als Impedanz wandler arbeitet. Die Verstärkung ist von 0 bis 10 dB einstellbar und reicht im allgemeinen auch zum Anschluß von Piezo-TA aus. Je nach t des TA empiehlt sich die Angleichung des Übertragungsfrequenzgangs an die TA-Charakteristik. Der Ver stärker ist bis Uer " l V aussteuerbar, so daß bei sehr krätigen magnetischen TA bereits die Gefahr der Übersteueung besteht, falls kein Spannungsteiler vogesetzt wird. Der Vestärker wird est mit dem Eüren des Klinkensteckers des Gitarenkabels in Betrieb gesetzt, wodurch sich die Lebensdauer der Batterie er höht.
·
Der in Bild 2 6 dagestellte vierstuige Vovestärker wurde eben falls auf der Basis des Doppel-SFET KPS 1 04 D aufgebaut. Er eignet sich vowiegend zur Verstärkung sehr kleiner- Signalspan nugen, wie sie bei sehr niederohmigen magnetischen TA oder piezoelektrischen Wandlen autreten können. Die Gesmtver stärkung läßt sich mit P1 in weiten Grenzen (16 bis 40 dB) verän den und den Efordenissen npassen. Der Kondensator C wirkt der bei starker Gegenkopplung autretenden HF-Schwingnei gung entgegen. Aktive Schaltungen lassen sich vorteilhat auch mit Operations vestärken aubauen. Mit dem Beispiel nach Bild 27 ereicht man einen sehr hohen Eingangswiderstand (etwa 5 MO), wo durch bei allen gängigen TA die Resonanzspitze voll erhalten bleibt. Die Lautstärke wird mit dem SO-kO-Potentiometer einge stellt. Bei Bedaf können Voverstärker ohne weiteres mit einfachen langregelschaltungen kombiniert werden. Jedoch läßt sich auch eine aktive langregelung bequem realisieren. Bild 28 zeigt eine entsprechende Schaltung. l wirkt je nach Dimensionieung zur zusätzlichen Höhenanhebung, Mit Pl können der Grad der n hebung und der Einsatzpunkt verändert werden. Mit den Poten-
Bild 27 Voverstärker mit sehr hohem Eingangswiderstand 5
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Bild 25 2suiger Voverstärker
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Bild 28 Voverstärker mit aktivem langsteller
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Bild 2 6 4stuiger Vovestärker
Bild 29 Einfacher Verzerer
tiometen 2 bis P4 erzielt man getrenntes Anheben m Baß-, Mitten- und Höhenbereich. Vor dem Gate von Tl kann m Be dafsfall zwischen mehreren TA umgeschaltet werden. Die Laut stärke wird mit 5 eingestellt, wobei der Überbrückungskonden sator es entfallen kann. Durch Übersteuen des Voverstärkers läßt sich in jedem Fall ein Verzerungsefekt erzeugen. Zweckmäßigeweise sollte jedoch ein getrennter Verzerrer eingesetzt werden, der ebenfalls bequem in die Gitarre paßt. Verzerrer werden vowiegend zum Solospiel vewendet, da beim gleichzeitigen Anschlagen mehrerer Saiten auch zwangsläuig eine Anzahl von Diferenz- und Summentö nen entstehen, die nicht so recht ins Klangbild passen. Der in Bild 29 dargestellte Verzerrer arbeitet (wie die meisten Verzer rer) ebenfalls nach dem Übersteueungsprinzip. Mit P1 wird der Übersteueungsgrad optimal eingestellt. s sehr zweckmäßig er weist es sich, mit dem Umschalter Su zwischen verzerrtem und normalem Klang umschalten zu können. Damit dabei kein hör barer Lautstärkesprung autritt, muß mit 2 die Lautstärke des verzerrten Tons dem Originalton angeglichen werden.
Literaur
[1] H. emme; Elektrogitaren. Frech-Verlag, Stuttgat 1977. [2] H. F. Oson ; Music, Physics and Engineering. Dover Publica tions, lnc., New York 1967: [3] H. Godjn ; Elektronik in der Popmusik. Franzis-Verlag, München.
[4] M. Pitzmann ; Elektronische Musik. Telekosmos-Verlag, Stuttgart.
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UND (Gatter, Verknüpfung) I, IntegralInterface-Adapter PM , ulsamplitudenmodulation ITAE, integriertes Produkt von Zeit und absolutem Fehler (eng!. integrated [product o] time and absolute error) Ausgangsmesser, Output-Meter Inteface Meßgenerator Impulsgenerator Funkengenerator Frequenzänderungs-Meßgerät Impulsleitungsmesser IIL, J2 L, integrierte Injektionslogik (eng!. integrated injection logic) IR, infrarot Infrarotstrahlen PCM, PKM, Pulskodemodulation (eng!. pulse code modulation) integrierter Spannungskomparator RPG, Röhrenpüfgerät ODER (Gatter, Verknüpfung) Impuls IC, IS, integrierte Schaltung, integrierter Schaltkreis (eng!. integrated circuit) Inverter, Negator ind., induktiv Klirrfaktomesser Magnetisieungsimpuls Impulsoszillograf Stellglied Inkrementalprozessor Stellort Stromquelle Übergangskennlinienmesser Impulsrelais IR, Inderegister RPG, Röhrenprüfgerät Auswahlschaltung IC, IS, integrierte Schaltung, integrierter Schaltkreis (eng!. integrated circuit) künstlicher Erdsatellit Impulsübertrager Fensehtestbild negierender Verstärker, Negatoverstärker Aussteuerungsanzeiger Frequenz1eßgerät PFM, Pulsfrequenz1odulation Frequenzkennlinien-Meßgerät l1pulsglied, l1pulsgatter
SCHALTUNGSSAMMLUNG ·Vie rte Liefe rung · 1986 Kapitel 5
-
Blatt
5 -1
llgemeine Digitaltecik
Überblick der ogik-Familien; ogik-Inteface (Blatt 1)
1.
Einleig
Tabele 1
Logikschaltungen gehören zu den Gundschaltungen der Elek tronik. Vewendete man anfangs diskrete Bauelemente, so fm den seit über einem Jahrzehnt integrierte Schaltkreise (IS) mit steigendem Integrationsgrad Vewendung. Die Vorteile dieser Technik sind ot genannt worden. Es soll nur an den Wegfall der Verdrahtung, die Miniaturisieung, die hohe Zuverlässigkeit und die Senkung des Enegiebedarfs erinnert werden. Mit der Ent wicklung der Halbleitertechnologie haben sich auch verschie dene Logiktechnologien und damit regelrechte Logikfamilien entwickelt. Die nachstehenden Ausührungen sollen dem Amateur helfen, durch dieses manchmal vewirrende Typenangebot hindurchzu inden und die einzelnen Logikfamilien zweckentsprechend ein� zusetzen. Auf weitere wichtige · Technologien wie Dick- und Dünnilmtechnik wird nicht eingegangen, da sie ür den Ama teurbereich kaum Bedeutung erlangt haben. Nach der t der vewendeten Grundbausteine unterscheidet man bipolare und unipolare Logikfamilien.
Intenationale Bezeichnung
DDR
RGW
Standardreihe
74x
D l x'
High-Speed-Reihe
74Hx
D 2 x'
Schotty-n
74 S x
Low-Power-Reihe Low-Power-SchottkyReihe
74Lx 74LS x
KlSSx', 74xPC UCY74 x, MH 74x K l 3 1 x', 74 HxPC KS3 1 x', MH74 S x K158x' KSSSx', 74 LS xPC
Bipolare Loflien
2.1.
Einteilung
}
Es sind folgende bipolare Logikfamilien mit größerer Bedeutung bekannt: kaum oder Direktgekoppelte Transistor-Logik keine Bedeu Widerstands-Transistor-Logik tung mehr Dioden-Trnsistor-Logik Transistor-Transistor-Logik Komplementäre Transistor-Logik Emittegekoppelte Logik Integrierte Injektionslogik Hochvolt-Logik (ür hohen Störabstand)
DCTL RTL DTL TL CTL ECL J2L HLL
-
2.2.
DTL-Bausteine
Die DT-Logik war bis Ende der 60er Jahre die am weitesten ver breitete Schaltungsart fir digitale Systeme. Der relativ einfache Aubau ist der Hauptvorteil dieser Logikfamilie (Bild 1). Im Ver gleich zur TL-Technik haben aber Ausgangsimpedanz und Ver zögeungszeit deutlich schlechtere Werte. Die Dioden VD1 und VD2 bilden eine AND-Verknüpung, der Transistor VT1 arbeitet als Inverter. Die Gesamtschaltung stellt somit ein NANO-Glied dar. Die Dioden VD3 und VD4 sind ür ein sicheres Speren von VT1 erforderlich. Insbesondere Bausteine der Serie KME 3 können ür Amateur aubauten noch Bedeutung haben.
Typenreihe (z. B. D 1 92 74 1 92 und nicht 74 92 !) ' Anwend�ng eines eigenen Buchstaben-Zifen-Codes =
Innenschaltung einer DTL-NAND-Verknüpung
Bild 2
Gatter der TL-Standardbaureihe
TL-Bausteine
Die TL-Technik ist auf Gund ihrer Einheitlichkeit und Aus tauschbarkeit nach wie vor die am weitesten verbreitete Logikfa milie. Innerhalb dieser Familie haben sich ir speziische Aufga ben bestimmte Baureihen herausgebildet. Soweit sich die Hersteller an den 74er Schlüssel halten, sind die mit x ange deuteten Bezeichnungen im allgemeinen ür ein bestimmtes Funktionselement (z. B. NANO-Gatter, Flip-Flop, usw.) verbind lich. Die einzelnen IS stimmen dann meist in ihren Anschlußbil den überein. Beispiel: Das bekannte 4fach-2-Eingangs-NAND 7400 D J OO) existiert auch als 74HOO D200), 74SOO (MH 74SOO), 74LOO (K1 58A3) und 74LSOO (DL OOO). Allerdings kann daraus nicht abgeleitet werden, daß ein Funktionselement in allen Bau reihen gefertigt wird. Am sichersten ist stets eine Information in einschlägigen Katalogen oder Fachzeitschriten. Innerhalb dieser Reihen produzieren die Hersteller noch IS ir verschiedene Temperaturbereiche sowie in unterschiedlichen Gehäusen (Dual-In-Line-, Keramik-, Flat-Pack-Gehäuse u. a.). Die teilweise abweichenden Bezeichnungsschlüssel der Herstel ler änden nichts an der Austauschbarkeil der TL-Familie. Im Bild 2 wird die übliche Gundschaltung eines TL-NAND Gatters gezeigt. Im Unterschied zur DTL-Technik bildet das Bingangs-AND ein Multiemittertransistor. Liegt ein Eingang auf »L«, wird die entsprechende Basis-Emitter-Strecke von VT1 lei tend, und VT1 gelangt in die Sättigung. VT2 und VT3 sind ge sperrt, der Ausgang liegt auf H-Potential. Liegen alle Eingänge dagegen auf »H«, sind die Basis-Emitter-Strecken und die Basis Kollektor-Srecke von VT1 leitend (lnversbetrieb). In die Basis von VT2 wird somit en Strom eingespeist, der VT2 und damit auch VT3 durchsteuert. Der Ausgang bekommt L-Potential. In letzter Zeit urde auch in der DDR die Low-Power-Schottky Baureihe enwickelt (Bild 3). Sie ist eine der jüngsten TL-Bau-
A
Bild 1
DLn
1 keine vole Übereinstimung der Nomenklaur mit der intenationalen
2.3. 2.
Vegeich er Bezeichnunsschlssel ür TL-chaltkese
8
Taek 2
w-Power-chotty-IS as DDR-duktion
Typ
unktion
DLOOOD DL 002D DL003D DL004D DLOOBD DL OIOD DL OI I D DL 01 4D DL020D DL02I D DL030D DL032D DL 03 7D DL038D
4 NANO-Gatter mit je 2 Eingingen 4 NOR-Gatter mit je 2 Engängen 4 NANO-Gatter mit je 2 Eingängen (Open collector)' 6 Inveter 4 AND-Gatter mit je 2 Eigingen 3 NANO-Gatter mit je 3 Eingingen 3 AND-Gatter mit je 3 Eingängen 6 invetierende Scitt-Trigger 2 NANO-Gatter mit je 4 Eingingen 2 AND-Gatter mit je 4 Eingingen 1 NANO-Gatter mit 8 Eingingen 4 NAND-Schmitt-Trigger mit je 2 Eingingen 4 NANO-Leistungsgatter mit je 2 Eingängen 4 NANO-Leistungsgatter mit je 2 Eingingen (open collector) 2 NANO-Leistungsgatter mit je 4 Eingngen 2 D-Flip-Flops mit Set- und Reset-Eingängen Asynchroner Dezimalzähler Asynchroner 4-Bit-Binärzähler 2 JK-Flip-Flops mit. Set- und Reset-Eingängen 2 retriggebare Monolops mit Reset-Eingang Synchroner progra.ierbarer Vor-/Rückwärts ?ezimalzähler mit Reset-Eingang Synchroner programmierbarer Vor-/Rückwärts4-Bit-Binärzähler mit Reset-Eingang
DL040D DL 074D DL090D DL 093D DL I I2 D DL 123D DL 1 92D DL 1 93D
von weieren open colltctor Stufen
R . cmtn R
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2
Us 4 n · 0,25 +
NL 0, 0, ·
- Zahl dr paralltl sha ll•. gänge
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(I )
(2 )
Gatt•raus -
N - Las tfaktor L
Bild 4
Open-collector•Schaltung mit Berechnungshinweisen
A 8
Bild 3
Schaltung des Low-Power-Schottky-NAND DL 000 ( l 74LSOO)
reihen. Die IS diesen Typs weisen etwa die gleichen Gatteverzö geungszeiten wie die Standardreihe auf, benötigen aber nur 20 % der Leistung von diesen (Tabelle 2). Dazu eine Üersicht der bisher in der DDR entwickelten IS, de ren Übereinstimmung mit anderen Herstellen der Tabelle 1 ent nommen werden kann. In der TL-Technik sind verschiedene Schalungen der Aus gangsstufen üblich. Außer der in Bild 2 gezeigten Gegentaktaus gangsstufe (totem-pole) werden ot IS mit ofenem Kollektoraus gang und mit sogenanntem Tri-state-Verhalten benötigt. Der »ofene Kollektor« (open collector, wired-NOR) kann ür hö here Spannugen s die TTL-Betriebsspannung ausgelegt sein (z. B. D l26) und erlaubt das sonst verbotene direkte Zusammen schalten von TTL-Ausgängen, die mit dieser Schaltungsart eine logische Funktion (NOR) bilden. Besonders mit der Entwicklung der Mikrorechentechnik haben IS mit Tri-state-Ausgängen an Bedeutung gewonnen (Bild 5). Sie ermöglichen die Ansehalung an Bussysteme durch ein besonde res Steuersignal (Control). Dadurch nimmt der Ausgang einen hochohmigen Zustand an und stellt somit keine Belastung fir die Busleitung dar. Gleichzeitig können mehrere IS-Ausgänge an eine Leiung angeschlossen werden. Allgemein ist beim Zusammenschalten von logischen IS stets dem Lastfaktor Aufmerksamkeit zu schenken. Der Lasfaktor
ust (Contra/ )
Bild 5 Tabelle 3
Beispiel einer NANO-Schaltung mit Tri-state-Ausgang ZsammeSchaltunsbedingungen ür alle TL-Baueihen
Treibendes Gatter
Zl der getriebenen Lasten
74x (0 10)
74 Hx (020)
74 S x (MH 74 S)
74LS x (DLxx)
74x 74x Treiber) 74Hx 74 H x (Treiber) 74 S x 7 4 S x (Treiber) 74LS x 74LS x Treiber)
10 30 12 37 12 37 5 15
8 24 10 30 10 30 4 12
8 24 10 30 10 30 4 12
20 60 50 75 50 150 20 60
gibt daüber Auskunt, wie viele Eingänge an einen bestimmten IS-Ausgang geschaltet werden düfen. Das Problem des Lastfak tors besteht in der Begrenztheit der verfügbaren Eingangs- und Ausgangssröme. Für die Standardbaureihe gilt: - Eingangslastfaktor Ne = 1 - Eingang k: bei »H« höchstens 40 A aufnehmen und bei »L<< maximal 1 ,6 A abgeben;
SCHALTUNGSS�MMLUNG ·Vierte Lieferung · 198 6 Kapitel 5
-
Blatt
5 -2
llgemene Digitlteck
Überblick der ogik-Fmilien; ogik-Inteface (Blatt 2)
- Ausgangslastfaktor Na = 1 0 - Ausgang kann 400 A abgeben, ohne H-Pegel (2,4 V) zu unterschreiten, und 16 A aufneh· men, ohne L-Pegel (0,4 V) zu überschreiten. Die anderen Baureihen haben entsprechend ihrer Innenschal tung andere Werte. Ein überschlägiges Erkennen ermöglicht Ta belle 3 .
2.4.
ECL-Baustene
Die Gundschaltung der ECL-Technik ist im Bild 6 angegeben. Besonderes Kennzeichen dieser Logikfamilie sind die vewende ten Emittewiderstände (ECL - emittergekoppelte Logik). Durch sie wird eine Aussteueung bis in die Sättigung vermieden. Es lassen sich dadurch sehr kurze Schaltzeiten ereichen, da keine zusätzlichen Ladungsträger in der Basiszone gespeichert werden (Grenzfrequenz etwa 150 MHz). Die Eingangsschaltung stellt, strenggenommen, einen Diferenz verstärker dar. Der Leistungsbedarf eines Gatters ist außeror dentlich hoch und der Spannungshub sehr gering. Diese Schal tungen werden deshalb nur ir extrem schnelle Anwendungsälle genutzt, z. B. ür zentrale Steuereinheiten von großen Rech nen. Schaltkreise in ECL-Technik werden in der UdSSR als Reihe K 500 gefertigt, haben aber ir den Amateur nur wenig Bedeu tung. Einen denkbaren Einsatzfall stellt ein Vorteiler m UKW Tunerteil zur Bestimmung der Empfangsfrequenz dar.
A
--.-1
ä
Rt
2.5.
---_> Os
Innenschaltung eines ECL-OR-Gatters
Logisch.s
NOR
Schaltungstechnik in PL-Technologie
Bild 7
Signalpegeln arbeiten zu können. In den meisten Fällen werden diese Stufen gleich in den Schaltkreis integriert und die Aus gänge ir universelle Anpassung ausgelegt (open collector). , 3.
Uipolare Lofalien
3.1.
�emeines
Schaltkreise dieser Logikfamilien enthalten als Gundbausteine uhipolare Transistoren. Man unterscheidet p-Kanal-, n-Kanal und komplementäre (C)MOS-Technik. Die MOS-Technologie ist herstellungsseitig einfacher zu handhaben als die bipolaren Technologien. Die Herstellungskosten sind geringer, z. B. durch . eine kleinere nzahl von Diusionsschritten und durch einen geringeren Flächenbedarf auf dem Siliziumchip. Dabei war die p-Kanal-Technologie lange Zeit die Standardtechnologie ür MOS-Schaltkreise. Die Realisieung von n-Kanal-Stukt11en be reitet zwar größere tecnologische Schwierigkeiten, ermöglicht aber eine vollständige TL-Kompatibilität und eine größere Schaltgeschwindigkeit. Je nach. t der vewendeten MOS-Tran-
a --.-1
Bild 6
·
u- .
i
JlL-Technoloie
Diese Technologie kann in manchen Punkten mit der CMOS Technik konkurieren, da sie eine Reihe von Vorteilen auweist: kleine Verlustleistung, niedrige Speisespannung und kleine Kri· stallläche. Mit dieser Technologie lassen sich einache Schaltungen inte· grieren, die aus bestimmten Gründen aus verschiedenen Basis technologien bestehen (z. B. Eingangsstufen mit FET). Günstig ist ebenfalls die Möglichkeit, analoge und digitale Schaltungs teile auf einem Chip zu vereinigen. In der DDR werden die integrierten Zeitsteuerschaltkreise E 351 D und E 355D in dieser Technologie gefertigt. In PL-Tech nologie lassen sich logische Funktionen mit weniger Gundele menten fertigen als z.B . bei der TTL-Technik. Für ein Gatter ge nügt ein Multikollektor-Transistor, der, invers betrieben, dem TTL-Multiemittertransistor ähnelt. Danit ereicht man eine sehr geringe Schwellspannung, die bei 0,8 V liegt. Außerdem werden nur kleine Versogungsspannungen benötigt. Im allgemeinen ar beitet man mit mehreren Stapelebenen, denen inten stabili sierte Spannungen bereitgestellt werden. Diese bedingen aber meist Pegelanpaßstufen, um mit den üblichen CMOS- und L-
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•
a}
P-M O S
UDS
ｾ＠ 61
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Bild 8
-S V
Parameter
U
GS
· IO V
D
} uGs
-3V
N-MOS
u�
s
Schaltbild und Kennlinienfeld von MOS-Transistoren (nreicherungstyp - Enhancement-FET); a - p-Kanal· MOS-Transistor; b - n-kanal-MOS· Transistor
sistoren (Bild 8) ergibt sich die Zuordnung zu den einzelnen Lo gikfamilien. Die Steueung erfolgt bei allen MüS-Sehaltkreisen über ein elektrisches Feld, das eine halbleitende Zone (Kanal) steuet. Während die sogenannte Hochvolt-MOS-Technik (in p Kanal-Technologie) an Bedeutung verloren hat (iir den Amateur stehen sicher noch einige Jahre IS aus dieser Fertigung zur Ver ügung), sind insbesondere in der Mikroprozessortechnik Schal tungen in MOS-Technik sehr verbreitet. Große Bedeutung u. a. ür netzunabhängige Geräte hat die CMOS-Technik erlangt. Ohne sie wären die modenen Taschen rechner und digitalen Uhren undenkbar. 3.2.
CMOS-Technologie
Den einfachsten CMOS-Baustein, einen Inverter, stellt Bild 9 dar. Man erkennt die MOS-Transistoren unterschiedlicher Leit- ihigkeit, worauf sich auch die BegriTsbildung Complementary (C)MOS zurückführen läßt. Je nach angelegter Eingangsspan nung UE ist einer der beiden Transistoren leitend und der andere gesperrt. Beispiel: Bei »H« am Eingang - VT1 sperrt, T2 öfnet, und UA beträgt etwa U55, liegt damit also auf »L«. Die statische Stromaufnahme ist praktisch gleich Null (meßbar sind einige Nanoampere). Im dynamischen Betrieb steigt die Leistungsauf nahme auf Gund der Umschaltverluste rasch an und erreicht bei hQheren Frequenzen die Größenordnung von TTL-Standard Schaltkreisen. Bild 10 vergleicht die Leistungsaufnahme der CMOS-IS bei 5 V und 15 V Speisespannung mit denen von ECL-, TTL-Standard- und TTL-Low-Power-Schottky-IS (gerech net ür je ein vergleichbares Gatter). Vorteile der CMOS-Logik sind hoher Eingangswiderstand (1010 bis 1012 0), niedrige Stromaufnahme, großer Speisespannungsbe reich (allgemein 3 bis 15 ), großer, mit der Speisespannung an steigender Störabstand, großer Temperaturbereich und ein gro ßer Ausgangslastfaktor (fan-out). Speziell iir Amateure sind die Nachteile der CMOS-Technk nicht entscheidend,. wie längere Schaltzeiten und höhere Betriebsspannung. Zunächst entwickelten die Hersteller eine sogenannte ulgepuf ferte Serie. Ihr hateten einige Nachteile an, wie unterschiedli che Ausgangsimpedanzen, erhöhte· Gatteverzögerungszeit und vergrößerter Störabstand, Durch hinzugefügte Ausgangspufer stufen aus 2 hintereinandergeschalteten CMOS-Invertem werden
ds•Uoo
Y} - L_-I�. uss" , '
u ,
Bild 9
I0-3 --.= 10 6 f /Hz
.
Bild 10 Abhängigkeit der Leistungsaufnahme von der Frequenz bei ausgewählten Logikfamilien
MOS-Technik
Unter dieser Technik soll die n-Kanal-Silicon:-Gate-Technologie verstanden werden. Sie verkörpert neben der CMOS-Technik den fortgeschrittensten Stand innerhalb der M OS- Technologien. In NMOS-Technik werden vor allem Rechnerschaltkreise U880D) und Halbleiterspeicher gefertigt, die TTL-kompatibel sind. 3.4.
10
Hochvolt-MOS-Techik
Diese Logikfamilie wurde speziell ür die Industrie entwickelt und sicherte dort einen gewünschten großen Störabstand. Bei Beachtung bestimmter Vorsichtsmaßnahmen (die aber für alle MOS-IS allgemein gelten) lassen sich IS dieser Bauart auch heute noch vorteilhat einsetzen. Da zu diesem Thema bereits ausührliche Veröfentlichungen vorliegen, soll an dieser Stelle nicht näher darauf eingegangen werden. Im Abscnitt 4 . 3 . 1 . sind Interface-Schaltungen zu dieser Logikfamilie angegeben. 3.3.
100
u,
Aubau eines CMOS-Inverters
A
---'
8 ---'
Bild 1 1 Schaltung eines CMOS-NAND mit gepufertem Aus gang die Nachteile beseitigt, und man spricht von gepuferten IS (Bild 11). Die Übertragungskennlinie eines solchen Gatters kommt dem angestrebten rechteckigen Verlauf sehr nahe. Die statische Störsicherheit kann Werte bis 45 % der Betriebsspan nung ereichen. Allgemein benötigen CMOS-Gatter keine stabi lisierte und keine extrem niederohmige Speisespannung. 3.5.
Zusammenfassung und Vergleich der Logikfamilien
Tabelle 4 vergleicht die wichtigsten Daten der einzelnen Logikfa milien. Welche Logikfamilie der Amateur anwendet, hängt stets von der konkreten Materiallage ab. Man sollte natürlich versu chen, Aufwand (Preis) und Nutzen (meist Einzweckgerät) vor teilhat in Einklang zu bringen. Zur Zeit der Manuskripterarbei tung waren im Elektronikvesand Wemsdorf preiswert IS der TTL-Standard-Baureihe im Angebot. Trotz vieler Vorteile von CMOS- und Low-Power-Schottky-IS können die Standard-Gat ter nicht als überholt angesehen werden. In vielen Fällen ist so gar noch die Anwendung der HV-MOS-Technik von Vorteil. Das alles muß der Amateur verantwortungsbewußt selbst entschei den. Als Zusammenfassung einige Hinweise zur optimalen Auswahl der Logikfamilien. Bei transportablen Geräten ist eine geringe Leistungsaufnahme gefordert. Hier, wie bei einfachen Netztei len, empfehlen sich CMOS-Bausteine. Ist bei diesen Anwen dungsällen eine hohe Schalthäuigkeit gefordert, kann auf Low Power-Schottky-Schaltkreise ausgewichen werden. Muß man höchste Takt- oder Schaltfrequenzen anwenden, sind ECL- oder Schottky-TTL-Gatter angebracht.
- Allgemeine Digitaltechnik
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Kapitel 5
198 6
B latt
5-3
Überblick der ogk-Familien; ogik-Interface (Blatt 3)
Tabelle 4
Vegeich er gebräuchlichsten ogifamilien
DTL Betriebsspannung in V Leistungsaufnahme je Gatter in mW Signalverzögeungszeit in ns Leistungs-GeschwindigkeitsProdukt in pJ Typische Impulsfrequenz in MHz Statischer Störabstand SL SH
Schwellspannung in V Ausgangslastfaktor
4.
nteface
4. 1 .
Beffsbestimung
L
74x
74Sx
74Lx 4,5 . . . 6
5. . .6 8,5 . . . 1 1
10
ECL
I'L
CMOS
- 5,2
0,8
3 . . . 15
20
2
25: . . 60
0,01
s. Bild 10
100
25
2. . .5 0,6 0,04 0,65
5 . . . 16 0,3 . . . 0,45
25
10
33
3
10
0,8 . . . 2
350
100
33
60
20
25 . . . 50
2 0,6 . . . 0,9 1,4 . . . 3,0 1,4 8 . . . 20
20 0,4 . . . 1,3 0,4 . . . 2,6 1,4 10 . . . 30
3 1,2 0,4 . . . 2,6 1,4 10
1 10 0,4 . . . 1,3 2,6 1,4 1)
s Inteface-Schaltungen werden solche Anordnungen bezeich net, die die ür eine Baugruppe systemtypischen Signalsröme und -spannungen so veränden, daß andere Systeme angesteuert werden können. Man zählt zu den Inteface-Schaltungen: - Stromtreiber zum Ansteuen systemfremder Lasten, z. B. Lam pen, Relais, Speicher u. a.; - Leitungstreiber und -empfänger ür die Impulsübertragung, speziell auf elektrisch langen Leitungen oder bei besonderen Einsatzbedingungen; - Pegelanpassung verschiedener Logifamilien (z. B. CMOS 'L, HV-MOS - TL); - Impulsfomerschaltungen (z. B. zur FlankenvesteUeung oder zur Prellunterdrückung). Es ist üblich, Inteface-Schaltungen auch als Schnittstellen Schalungen aufzufassen. Durch e große Bedeutung ir das ordnungsgemäße Funktionieren der Gesamtschaltung gibt es eine goße Anzahl spezieller Inteface-Schaltkreise. Viele dieser IS können auch m linearen Bereich betrieben werden und sind somit nicht mehr eindeutig von den analogen IS abgrenzbar.
-
4.2.
74LSx
40 . 0,4 . . . 1,3 20
150 0,155 . . . 0,2 0,125 - 1,3 25 . . . 35
50
Bild 1 3 Entprellschaltung mit D-Flip-Flop
Da die heute vewendeten Logikschaltkreise im Verhältnis dazu sehr schnell schalten, käme es an einem IS-Eingang zum mehr maligen Wechsel des Potentials und damit zu einem unbeab sichtigten) Schalten des IS-Ausgangs. Die einfachste Möglichkeit zum Entprellen eines Schaltes ist der Aubau eines RS-Flip-Flop oder der Anschluß eines inte grierten D-Flip-Flop, das als RS-FF arbeitet (Bild 12, Bild 13). Da ofene Eingänge von RS-FF empindlich gegen Stöungen sind, werden sie über 1 O an + 5 V gelegt. 4.2.2. lakenversteileg
mpulsfomeschltungen
4.2.1. Entprellschaltungen
Muß ein digitaler Steuerbefehl von Hand durch mechanische Kontakte eingegeben werden, kommt es u Kontaktprellungen. · Dieser unangenehme Efekt beuht auf der Tatsache, daß ein mechanischer Kontakt immer ein schwingungsfähiges System darstellt; die Prellung entspricht dem Einschwingen.
Das sicheste �ittel zur Flankenvesteileung sind Schmitt-Trig ger. Die Wirkungsweise eines solchen Triggers braucht an dieser Stelle nicht erläutet zu werden. Bestimmte Typen der Baureihe 74LSxx und aus der CMOS-Reihe haben bereits integriete Sctt-Trigger in den Eingangssufen. Beispiele sind jeweils der CD 4093B und der 74LS1 32 DL 132D). Man kann sich aber auch mit 2 in Reihe geschalteten Gatten behefen (Bild 14).
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Bild 14 FlankenvesteUeung mit einer Reihenschaltung aus 2 Gatten
Bild 12 Entprellschaltung mit 2 Gat
ten D l OO D
Allerdings muß die Eingangsspannung eine gewisse Mindest steilheit besitzen: bei 'L - positive Flanke 1,5 V/Is und nega tive Flanke 3,3 V/JS. Eine weitere Möglichkeit, Flanken zu rege nerieren, ergibt sich durch ein RS-Flip-Flop mit vogeschaltetem Negator. Die Flankensteilheit der Eingangsspannung soll nicht unter 0,6 VIIS (positive Flanke) und 3,3 VIIS (negative Flanke) liegen. Bei Sctt-Triggen werden dagegen keine Anfordeun gen an die Flankensteilheit gestellt.
4.3.
Pegelnpassung venciedener fien
4.3.1 .
Pegelanpassug L - V·MOS
Diese Anpassung ist besondes kompliziet, da die beiden Logik· familien unteschiedliche Logikpegelzuordnungen (positive und negative Logik) vewenden: Es empiehlt sich allgemein bei der nwendung von MOS-Logik ein Blick in die zugehörigen Kata loge, um sich von den genauen Speisespannungs- und Pegelwer ten zu übezeugen. Die relativ verbreitete HV-Logik in der DDR mit U51 27 V und U52 13 V kann mit den dagestellten Schaltungen (Bild 15) m Pegel gewandelt werden. Dabei stelt -
=
-
=
·
die Schalung in Bild 15a eine nichtnegiete und die in ·Bild 15b eine negierte Ausgangsinfomation bereit. Bild 16 zeigt Varian· ten der gleichen Anwendung, u. a. mit einem npn·Transistor. Die Schaltungen sind überschaubar und leicht nachzubauen, so daß keine besonderen Erläuteungen notwendig sind. Intenational existieren auch ür diese Anwendung spezielle In teface-IS zur Anpassung von TL - HV-MOS (z.B. 75450B).
4.3.2.
Kopplung CMOS
-
L
Modeme CMOS-Schaltungen können mit der Betriebsspannung von TL ( + 5 V) betrieben werden. Eine Pegelanpassung CMOS - IL gestaltet sich dann denkbar einfach, es muß nur die Ausgangsbelastbarkeit der CMOS-IS beachtet werden. Bei der Anpassung L CMOS wird vom Ausgang der TL-IS ein Widerstand gegen + U8 geschaltet, um ein sicheres Schalten der CMOS-IS zu gewährleisten. Etwas komplizieter wird der Schaltungsaubau, wenn · eine hö· here CMOS-Betriebsspannung Vewendung fmdet (bis 15 V möglich). Bild 17 zeigt eine Möglichkeit der Kopplung unter Vewendung eines Optokopplers. Das Funktionsprinzip ist denk bar einfach, alerdings der Auwand dazu recht beachtlich. Eine weitere Variante der Anpassung egibt sich mit dem integrieten Schwellspannungsschaltkreis A302 D (o. ä. Typ). In den Applika tionsbeispielen fnd sich die Schaltung Bild 1 8 . Der Spannungs teiler R1, 2 muß so bemessen werden, daß bei »H« am CMOS· Ausgang die Eingangsspannung am A 302 D den Wet seiner Speisespannung ( + 5 V) nicht übesteigt. l unterdrückt Störim pulse. Die npassung von CMOS-IS an TL-Logik kann noch weiter vereinfacht werden, indem sogenannte Treiber auf CMOS-Basis Vewendung fmden (z. B. CD4009B, U4050D u. a.). Bestimmte IS weisen dazi einen Anschluß r eine zweite Spannung auf, an den man vorteilhat + 5 V anlegen kann (Bild 19). Für die umge kehrte Infomationsrichtung bieten sich vor allem IL-IS mit open-collector-Stufen an (möglichst spannungsfeste Typen, z. B. D 126 mit + 15 V, Bild 20). Eine einfache Ankopplung von Tran sistor-Schaltsufen ist ebenfalls denkbar und möglich. Eine inter essante A.wendung der IS B 555D ist in den Applikationsschrif· ten des VEB Halbleitewerk Frankfut/Oder zu fmden (Bild 21). Der B 555D arbeitet dabei als Trigger und setzt den Pegel ähn lich dem A 302 D um. -
c)
Bild 15 Pegelanpassung HV-MOS - IL: a - nichtnegierter Ausgangspegel; b - negierter Ausgangspegel; c - An· passung HV-MOS - IL
A 8
3 ,9t
VTt'
KF
SC
517 307
0 1 -
0 2, 0 3 ' VT 1 U1
U40tt 0 100 SS 2 16 o.ä. MB 10'
Bild 1 7 Optokoppler zur Übetragung CMOS - IL
Bild 18 Schwellspannungsschaltreis - A 302 D zur Anpassung CMOS - IL H VMOS
61
v n·
ss 2 1 6
Bild 16 Varianten zur Pegelanpassung HV-MOS - IL
S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung · 1986 '
Kapitel 5
llgemeine Digitaltecik _ Überblick der ogik� Fmilien; ogik-Interface (Blatt 4) -
4.4.
CMOS ·Tr•iber z.B.
'009
Bild 19 Vewendung von CMOS-Treiber-Schaltkreis zur Pegel wandlung nach TL
T TL z.B.
Blatt
5 -4
Treiberstufen
Ot ist es notwendig, digitale Ausgangsinfomationen über be stimmte Meldeeinrichtungen auszugeben. Dabei können Lam pen, LED oder Relais angesteuet werden. Da die Stromergiebig keit vorhandener digitaler Systeme begrenzt ist, empiehlt sich meist das Zwischenschalten eines oder mehrerer Treibetransi storen. An Hand von TL-Ausgängen sollen einige Beispiele ge zeigt werden. In Bild 22a wird die Standardansteueung einer LED gezeigt, die bei »H« m Eingang leuchtet. Diese LED könnte auch ein Opto koppler sein. Sie läßt sich ebenfalls mit Masse verbinden, um »L« m Eingang zu melden. .Der Vowiderstand sollte dann > 100 0 betragen. Günstiger ist aber die Vorschaltung eines Ne gators, um L-Pegel zu signalisieren. Bild 22b zeigt die Schaltung mit einem Relais. Betriebsspannung und Daten der Bauelemente sind den Werten des Relais anzupassen. Der Basiswilerstand ist unter Umständen neu festzulegen. Die Schaltung in Bild 22c wird zum kontaktlosen Schalten größerer Ströme benötigt. Der Basisteilewiderstand R8 hängt von den vewendeten Bauelemen ten, vom Laststrom und von der angelegten Betriebsspannung ab.
op•n coll•ktor D
126
Bild 20 Open-collector-Stufe zur Umsetzung in CMOS-Pegel
Literatur
[1] A. Hetsch ; TL-Veleichsliste. Reihe »electronica«, Berlin 1980, Band 184. [2] E. Kühn/H. Schmied; Handbuch Integriete Schaltkreise. Ber lin 1978. [3] H. Jakubschk; Das große Schaltkreis-Bastelbuch. Berlin, 2. Aulage 1983.
Bild 21 Ungewöhnliche Anwendung der IS B 555 D als Pegel umsetzer TL - CMOS
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+SV
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6} RL
vn : VT } :
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IL
55 2 1 6 KU 606
bis JA
Bild 22 Treiberstufen: a - Anscluß einer LED; b - Ansteue ung eines Relais über Treibetrnsistor; c - Drlng tonschalung zum Steuem·roßer stströme bis 3 A
K K, KaTOA K, KonneTOp KBB, Kos!!H;HeHT 6ey;e: son.I KBr, repMeTH3HPOBail: 6YM.I: KO;eucaTop KB, KOPOTKI BOnHa KfC, pOBiiracl;H: CHlln ;K, IHCKOBiH KepaMHIeCKHH KO;eHcarop KHM, KOIOBI HMYibCHal MOyii;Hl KHM-M, KOIOBO·YI>CHI MOyniI c ryHo: MOyiHe : BiCOKOIaCTOTHOH uecy;e: KHl, Kompon>Ho- H3MepHTe>l: npH6op ßl, KOS!!;HeHT HCIOnMOBaI IOBepXHOCTH KK, KOIIaKTHI KacceTa M, KOII! Mara3H KM Ol, KOIneMeTapuo-MOl KH, KOMIaparop uanpKeI K;, KOs!!;HeT uanpaneHoro ;e:CTBHI KI, KOMMyranHOl: npo;eccop Kl, KOpOIHPO;aI IOorpaMMa II, Kos!!H;HeHT nyn>canHH K;, KOS!!;HeT IOie3HOro ;eHCTBHI PM, KpyroBO: PIOMK KPM, PCOBOH PIOMIK KPl, KOHI pa3uocn noTe;Hnos KC, u6e>HI ce. KCB, Kos!!HeT crone: sonbl KCBH, Kos!!;HeT cronei Ol HanpKell KCY, KOTpOn>uo-cI!BO;ee yCTpo:cTBo KT, TeneBH3HOHI KaMepa KTK, TPY61! KepMHIecKHi Ko;eucaTop KTI, Kun TeneBH3HOHO: nepelaIH Kl, KHn roHn>HOH laCTOTl KY, Koll!HeT ycieHI KY, KoppeHpO;ee yCTpO:CTBO KYB, KpeHHeBl: ypalle ! sen> ll, KOIOBI IHa H K>, KO;eucaropHI lo- 31;C I
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K, C, Katode (engl.cathode) K, C, Kollektor (engl. collector) Wandewellenkoeizient · hemetischer Papierkondensator KW, Kurzwelle BAS, Bildaustastsignal keramischer Scheibenkondensator PM, PCM, Pulskodemodulation (engl. pulse code modulation) PM-M, PCM-M, Pulskodemodulation mit Amplitudenmodulation des HF-Trägers Kontroll-Meßgerät Obelächenausnutzungskoeizient CC, Kompaktkassette (engl. compact cassette) CC, Kompaktkassette (engl. compact cassette) CMOS, Komplementär-MOS (engl. complementay MOS) Spannungskomparator Riebtkoeizient Verbindungsprozessor Tesunterprogramm Bummabstand, Welligkeit Wirkungsgrad Kreisunkfeuer Kursunkfeuer Kontaktspannung Kabelnetz SWV, Stehwellenverhälnis Spannungs-Stehwellen-Verhältnis Kontroll-eeeinrichtung Fensehkamera Durchühungskondensator Fensehüberagungskanal NF-Kanal Vesrkungsfaktor Korektuglied, Entzerer Thyistor Kodeschiene fotokapazitive EMK
Röhre, mpe
, V, Wandefeldöhre (eng!. travelling-wave valve)
Verzögeungsleitung Rücwtswellenoszillator lineare Programieung Logikprozessor Obelächenwellenleitung Bandvoschub Rundunkübetragungsleitung Nachrichtenleitung Röhrenvestärker logische Schalung logisches Element
SCHALTUNGSSAMMLUNG Kapitel 5
· Vierte Lieferung ·
Allgemeine Digitaltecnik
-
198 6
IL-üfstiftbesteck (Blatt 1)
1.
Einleiung
Bild 1
TL-Pegelpüfer; a - Stromlaufplan, b - Leiterbild, c Plattenkonturen, d - Bestückungsplan, e - Teilbestük kung zum HF-Indikator, f - Pegelverhältnisse
Ein Pegelprüfstit muß außer den beiden Pegeln auch den verbo tenen Bereich zwischen ihnen anzeigen. Die Schaltung nach Bild 1 urde [1] entnommen. Die mittlere (gelbe) LED VD7 leuchtet nach Anschluß der Span nungszuuhr. Zusätzlich leuchtet eine der beiden Anzeigen ir »H« (gün) oder »L« (rot) zufällig auf. Wird der Prüfstit an eine Prüfstelle angetastet, dann leuchtet nur die dem jeweiligen Pegel zugehörige LED auf. Zur Bestätigung, daß der Prüfstit mit der Prüfstelle Kontakt hat, verlischt die gelbe LED. Sollte diese trotz Kontakt mit der Prüfstelle weiterleuchten, dann liegt der Pegel im verbotenen Bereich: Beim Entfenen des Püfstites von der Prüfstele bleibt die letzte Pegelanzeige gespeichert, die gelbe LED leuchtet aber wieder auf. Das Diagramm (Bild 1) zeigt die Pegelverhältnisse mit den Grenzweten »U< unterhalb 0,8 V und »H« oberhalb 2,2 V. In den Übegangsbereichen leuchtet die gelbe LED weniger hell, wodurch eine genauere Enschätzung der Pegel möglich wird. Die Dioden am Eingang des Stites legen die Breite des verbote nen Bereiches fest. Soll der Bereich ir »u< nur bis etwa 0,4 V er laubt werden, dann sind ir VD3 zwei Ge-Dioden in Reihe zu schalten. Die öcher daür sind auf der Platte bereits vogesehen.
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VD I
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5-5
L-Pegelprfer
2.
Für die Überprüfung der Funktionsfahigkeit von ITL-Schaltkrei sen, bei Experimentierbrettaubauten oder in defekten, mit 'L Schaltkreisen bestückten Geräten sind die im folgenden be schriebenen Schaltungen gut geeignet. Bei digitalen Schaltkrei sen ist die Ausmessung der Parameter nicht unbedingt nötig. Es genügen einfache üfgeräte. Die optische Kontrolle über LED ermöglicht eine einfache Handhabung. Die Schaltungen können in . einem kompletten Gerät mit einer Experimentierplatte gekoppelt werden. Für alle Püfstite ist je eine Leiteplatte entwofen und erprobt worden, die in die Hülle eines ausgeschrieenen Faserstites gesteckt werden kann. Da durch ergibt sich ein optisch ansprechendes und sehr handliches Püfgerät Die Strozufuhr wird über ein Kabel vom zu übepü fenden Gerät vorgenommen. Zur Vermeidung von Verpolung und damit Zerstöung des Püfstites ist eine Vepolschutzdiode in jedem Stit vogesehen. Der hintere Teil der Leiterplattenvorlage wurde ür eine Steck vorichtung der Ansclußkabel vogesehen.
Blatt
0
Bild 2
lmpulstester; a - Stromlaufplan, b - Leiterbild, c - Än deung zu b für D 1 1 0 , d - Bestücrungsplan
VD }
SAY }0
a)
Der Leiterzug ist dann a n der angegebenen Stelle aufzutren nen. Für VTl kann auch ein Si�Transistor vewendet werden. Dabei muß zu VDl und VD2 noch eine Ge-Diode in Reihe geschaltet werden, wenn die angegebenen Pegelwerte ereicht werden sol len. Damit die Leiterplatte nicht verändert werden muß, kann an Stelle von VDl und VD2 auch eine SAL 41 eingelötet werden, wenn vorher der mittlere Anschluß abgebogen wurde. Die Leitung ür die Spannungszuuhr sollte nicht zu lang ge wählt werden. Die LED sind so einzulöten, daß sie aus den vor her angebrachten Öfnungen des Prüfstites ewa 2 m vorste hen. Die leuchtenden LED sind mit den in der Schaltung angegebenen Vowiderständen auch bei Tageslicht gut zu se. �a
Schiebt man die in der Zusatzschaltung bei Bild 1 angegebene, mit lsolierschlauch umhüllte Schaltung leiterseitig unter die Lei terplatte, zeigt dieser Stit zusätzlich noch HF-Schwingungen (oder eine hochfrequente lmpulsfolge) an. Die daür benötigte LED kann mit einigen Bauteilen im hinteren Teil des Prüfstites untergebracht werden. Bestimmte Leiterzüge sind daür schon vogesehen. Bild 3
Impulstester kleinen Aufwands; a - Stromlaufplan, b Leiterbild, c - Bestücrungsplan +
- -� � Cl , 0 ' 0.5nF
al
3.
mpulsprfer (mpulstester)
Einzelimpulse oder auch Impulsfolgen werden nur dann deutlich erkannt, wenn sie ausreichend niederfrequent sind. Beim Leuch ten beider Pegel-LED snd hohe Impulsfolgen vorhanden, denn beide Pegel können nicht gleichzeitig anliegen. Das Auge inte griert die in schneller Folge eintrefenden und zur Anzeige ge langenden Impulse. Einzelimpulse kürzester Dauer sind so nicht erkennbar. (Das erfordert einen Oszillographen.) Ein Prüfstift, der diese Einzelmpulse nachweist, wurde nach einer Schaltung aus [2] entwickelt (Bild 2). Ein Monolop sogt mit seiner durch l und RS festgelegten Hal tezeit auch ür das Erkennen sehr urzer Impulse. Für die Leiter platte kann man je nach Veügbarkeit einen D 1 00 oder einen D 1 1 0 einsetzen. Eine weniger auwendige Schaltung zeigt Bild 3. Bei den Schal tungen sollte die Haltezeit etwa 0,3 bis 0,5 s betragen. 4.
HF-fer (HF-Tester)
Bereits in Abschnitt 2. wurde ein HF-Tester beschrieben. Er mußte unter die Leiterplatte geschoben werden. Dadurch wird der Aubau im Stit sehr eng. In [1] fmdet man die Schaltung nach Bild 4, ür die ebenfalls eine Leiterplatte entworfen wurde. Die hier angegebene Variante wird nur mit einem Kondensator l bestückt. Umschaltmecha nismen, die auch im Stit unterzubringen sind, können [3] ent nommen werden.
S C H A LT U N G S S A MM L U N G · Vierte Lieferung ·
Kapitel 5
-
TL;Püfstiftbesteck
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a)
Bild 4
B latt
5-6
(Blatt 2)
5.
C lb /OOp
1986 .
llgemeine Digitaltecik
Pegelgeber
Dieser Prüfstit (Bild 5) gestattet den wahlweisen Einsatz ver schiedener IS (z. B. D 1 00, 1 03, 1 1 0, 120 usw.) zur Erzeugung de inierter Pegel über Sensoren. Diese Sensoren sind über den Hautwiderstand mit dem mittleren Sensor (durch Schutzwider stand RS an Plus) verbunden. Wird kein Sensor berührt, dann wird der am Punkt B von außen eingegebene Takt wirksam. Bei der Variante 2 (Bild Se) entsteht durch die Drahtverbindung X1-B ein RS-FF, welches den gewählten Pegel auch ohne Sensor berührung hält. Der Pegel wird jetzt bei X2 abgeno11en. Die LEDs m hinteren Teil geben den anliegenden Pegel wieder (siehe auch Abschnitt 7.).
HF-Tester; a - Stronlaufplan, b - Leiterbild, c - Be stückungsplan
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_
_
I J
Bild 5
0
Pegelgeber; a - Stolauf plan, b - Leiterbild, c Bestückungsplan, d - Be stückungseinzelheit ür Darlington-Kombinatio nen, e - Variante mit Speichewirkung
R9
al
b)
� Takt
R 9 • RIO " 0, ) . - '.7 R9 = RI0 = , 70
+ 0
Bild 6
6.
Taktgeber; a - Stromlaufplan ür NF-Variante, b - HF Taktgeber, c - Leiterbild zu a, d - Ändeung im Be reich des Schaltkreises ür b als Zusatz zu a, e - Bestük kungsplan
Tktgeber
Eine extrem langsame Taktfolge läßt sich bereits mit dem Pegel geber erzeugen. Die Taktfrequenz des im Bild 6a gezeigten Taktgenerators ist von den Bauteilen R und C abhängig. In grober Näheung gilt ! = 11(3RC). Die Frequenz läßt sich durch Abschalten des Kon densatos S (Öfner zwischen Kontakt I und K) umschalten. Mit 4 allein soUte eine Frequenz von etwa 30 kHz und mit zu geschaltetem CS von etwa 10 Hz ereicht werden. Will man den Umschalter im Stit einsparen, kann man z. B. zwei solche Stite mit veschiedenen Frequenzen anfetigen. Die Taktfrequenz des m Bild 6b wiedegegebenen Taktgebers liegt m MHz-Bereich und ist von den vewendeten Gatten ab hängig. Die Egänzung zur Leiterplattenvorlage emöglicht unter Ver wendung enes 6fach-Inverters (D204) die Erzeugung von allen 3 angeührten Frequenzen, allerdings unter Erhöhung des Auwan des an Umschalten. Dieser Stit läßt sich dann auch zur Überpüung von TV-Gerä ten vewenden. Die Leiterplattenvorlage gestattet ür den Taktgenerator Va riante 1 den wahlweisen Einsatz verschiedener IS. Wird eine IS mit mehr als 2 Gatten benutzt, dann kann das weitere Gatter den Generator ausgangsseitig entkoppeln. Die Verbindungen sind selbst vorzunehmen. Zur Entkopplung dient aber auch der Transistor in der Spitze (siehe 7 .).
7.
Auskopplung der Pegel
Mehrere Gründe bewogen den Autor zum Einsatz von Ausgangs transistoren. Beim Einsatz eines npn Transistors ist zu beachten, daß sich die Pegelverhältnisse umkehren (invertieren). Der Aus gangstransistor ist m vorderen Teil der Leiterplattenvorlagen schon vorgesehen. Dadurch kann der Stit mit allen Teilen der zu püfenden Schaltung in Berühung kommen (auch mit Plus oder Minuspol), ohne dabei zerstört zu werden. Wenn eine Pegelanzeige ür »L« direkt an den Kollektor des Ausgangstransistors gelegt wird, dann quittiert der Stit diese starke Mißhandlung (Anschluß an den Pluspol) mit Verlöschen der LEDs (Bild 7). Bei »H« m Stit und am angetasteten Punkt, der auf »L« oder Masse liegt, leuchten beide LEDs. Beides muß aufallen! Vorsicht ist immer noch nötig, denn die angetasteten Gatter der Schaltung können zerstöt werden. Insbesondere dann, wenn die Gatterausgänge mit einem H-Pegel belegt werden (was eigentlich nicht sein sollte, denn hier entstehen Pegel!). Ein Widerstand, zwischen Ausgangstransistor und Tastspitze geschaltet, verhin dert diese Zerstöung, setzt allerdings die Ausgangsbelastbarkeit
bei sicherer Einhaltung der Pegel wied.er herab. Tabelle 1 zeigt einige ausgewählte Wete. Dabei gilt: Mit steigendem R, sinkt die Ausgangsbelastbarkeit, aber die Sicherheit steigt. Tabele I
Ausgangsbelastbarkeit ) in Abängigkeit von R, Vowiderstand R; n 0 Ausgangsbelastbarkeit n Lastfaktoren N, ewa •R, < 500 0
47
68
100
150
10
8
5
3
G� + H�
Bild 7
Auskopplung des Pegels
Literatur [1) H. Jakubschk; Leuchtdioden und ihre Anwendung. Reihe »electronica«, Berlin 1 977, Band 149. [2) H: Kühne; Schaltbeispiele mit TL-Gatten D 10. Reihe »electronica«, Berlin 1 977, Band 155. [3) J. Rempt; TL-Prüfstitbesteck. FUNKAMATEUR 33 (1983), Het 6. [4] J. Rempt; Pegelgeber in 3 Varianten. FNMATEUR 33 (1983), Het 8.
S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung ·
Kapitel 6
-
Mikroprozessortecik
Modeme Mikroelektrok (Blatt 1) 3.
Tabelle 1 3
Das Monitoprogramm bei Mikrorechnen gestattet es, AM Speicherteile zu laden, zu lesen sowie wichtige Grundpro gramme (Lesen, Laden, Lochbandlesen usw.) zu starten. Für um fangreiche Rechneraubauten gehören dazu noch eine Sichtan zeige mit Bildschirm, eine Tastatur und Möglichkeiten zum Festlegen von Testpunkten (Stoppen eines zu testenden Pro gramms an bestimmter Stelle mit Anzeige der Registerinhalte) sowie einige Hilfsprogramme, z. B. zum Verschieben von Daten im Speicher. ' Beispiele iir diese Programme werden später im Zusammenhang mit dem U 880 angegeben. Für die Minimalkoniguration ZE1 (Bedieneinheit sowie RAM von 2000H bis 23FFH, ZVE, EPROM-Bauguppe) wird nachfolgend eine einfache Monitor Variante mit den Bestandteilen »Eingabe über Bedieneinheit in den RAM-Bereich«, »Lesen beliebiger Speicherteile«, »Start eines geladenen Programms« sowie Start des bereits besproche nen Programes L (Tabelle 1 1 , Blatt 6-15, 3. Liefeung der diskutiert. Dialoganzeige Schaltungssammlung) Eine . (Blatt 6-13) wird nicht vorausgesetzt. Das gesamte Programm umfaßt weniger als 500 Byte. Die Funk tion »Spung zu einer beliebigen Adresse« ist nicht enthalten. Dazu müssen m Schrittbetrieb 44H und zwei Adressenbyte ein gegeben werden. Da im Rahmen der Schaltungssammlung keine systematische Einführung in die Programmieung gegeben wer den kann, werden Teile des Monitors als Assemblerausdruck ab geduckt. Diese Programmteile sind Beispiele iir die Anwen dung bedingter Sprünge oder logischer Operationen. Ähnliche Programmstücke sollte der Anwender selbst entwerfen und im Schrittbetrieb abarbeiten. Weitere Infomationen zur Assembleprogrammieung inden sich in [1] und [2]. Die Speicheradressen 00 bis 3DH werden ähnlich dem allgemei nen Beispiel von Tabelle 1, Blatt 6-2 gestaltet. Zwei Gesichts punkte sind dabei zu beachten: - Alle 7 Adressen der RST-Befehle werden mit solchen Pro grammeinspüngen belegt, die über Inteupt oder über Eintra-
5)
004.
0E 04 44 49
0 043 0046
00
00 49 004B 004C
.0 4 8 4B 00
WA. :
�j�J 6 0 0070 ü080 0090 0jA0 0 (t:O 00Cü 0@0 1jEü jüF�J ü 1 •10 0110 3 1 21 0 1 3 �j 1140 01�0 0 1 60 0 1 ?0 ) l f: ü 0 1 9ü ü 1 Aü 0 1 80 01C0 J 1D 3 11E0 0 1 Fü
02 03 04 05 ü6 07 •jJ 20 C0 C0 44 D3 ü 1 � � � « � � 23 C0 C0 44 E l 04 04 44 49 0 0 SD O E
�31 Cl1 0 4 :
� � W � � 6ü ü0 0�3 07 DD 30 00 46 94 00 30 4:3 8 7 0 3 3E Eü 08 2 3 ü4 0 6 50 D 9 60 AD 0:) 02 02 8 3 Dt: C 4 E:0 3 7 � % 00 � % 02 02 6 0 3 0 •3 1 3 1 02 60 CA t14 5D 46 6 9 0 0 0 0 69 ü ü 5D 00 4F 4 2 ü i 5 D 2E 23 3 0 46 6 9 ü0 0 0 C�1 C0 Cü 1 5D 0 1 44 3F' 0 1 0E 2 E 23 3 6 FD C7 E 6 2 E 2 3 36 F 8 F 7 FB üE 0 0 D l t . t 6 8 C 6 ü 1 26 : 3 1 FB 07 5F 2E F 6 C 7 8 ü 36 F: F 5 00 07 0 0 0 0
0 0 4F 0 2 0 2 40 6 C 3t D:3 4 6 Fü 4 6 D D · 2:: 1 1 4:: H 4D 3C
0 : 3 09 �·A •3: 0 C <• D 0E 0F
44 4. H U.1 t:t1 4 �E J 1 44 :::5 02 44 « � oo � � « 44 00 0 5 � Cü Cj 44 2::: 16 üü 1 ü 4::: 4E: Cü C0
% � 00 % IT � W 30 5i 0; ü 1 2:3 ::D 0l 4 6 D�3 46 DD ü ü 8 F 4::: A D 0�3 0 0 82 6 8 ? : 3C üü 63 B ? 4 D 24 ? F 1 4 2 3 0 4 O A t:0 46 : 1 1•1 6ü 46 75 00 1 1 � � � % � 00 00 0 2 60 7 8 00 32 60 52 ,;2 6ü Eü ü3 ·2!2 6ü ü0 4F F U ? F 4 6 69 0j 0 0 3C ::J 6 : 3 0) ,j l C7 ?F : 3 6 F D 3 E 4 4 30 4 6 6 9 4F F::: 46 69 jü ü E �3 3
0 1 44 :·54 5F 3��1 ): 6::: AE üü D D 0 0 FS D3 4 6 D:: 8 1 00 4 D 4t: C4 0�3 :3 0 4 0 ? 0 2 02 :0 0 6 0 0 F:::
J �7t3 5F F8
D9 18 23
C7
00
4F 5F 3C :::�1 5 [1 FB "?=" 4t. 3 C 4 4 :;s F D 3 6 F A FA 36 E 1 4 ü 8C 0 1 7:3 C: 0 1 lE 36 F 7 IF 31 E8 f4 t 7 16 0 0 00 00 0 0
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3 0 4::: A 1 ü ü o�:� 00 44 O i J H 3 3C F F t : 8
3ü 23 04 E9 0 " 4 6 8 1 U0 ��D 00 e4 Eü
4;3 F 7 üü •.37 � � � � 01 0 2 60 8F 2•J 44 üü : 1 4 F E8 7F 4 6 4 6 75 0 0 4 4 0 0 0 0 4F F 8 D7 3 1 Fl EA
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23 4 4 54
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61 65
9C
72
33 tü :s 1A TI
C?
�2 4A 30
D3 C �3 14 FA D9 3D ül
4A E0 28 03
gen eines RST-Befehls im M n Stelle eines Befehlsbytes erreicht werden sollen. - Der zwischen den RST-Adressen liegende Speicherraum wird ür Programm-Startadressen allgemeiner Vewendung benutzt. Bei Verschiebung dieser Programme wird dann nur der EPROM0 . . . FFH (kurz Chip 0) geändert. Alle Anwendepro gramme dürfen dann nur die Startadressen im Chip 0 benut zen. Über Inteuptbetrieb werden im Urenprogramm weitere Ein zeheiten angegeben.
Tabelle 14
Untepogramme s Monitos, die vom Anwener genutzt werden können
WA0 :
B, 04H WA0
; KURZE WARTEZE I T
OUT
.6Q
; E I -E I NSPR . F UER LANGE WARTEZE I T
MV I
B, 2 81 c, 00
; ERSTE SCHLE I FE
J NZ
c
WA.
; ERSTES REG .
B
WA.
; ZWE I TE SCHLE I FE
t1V I I NR
004F
09
48 4B 0 0 7
J NZ RET ,
0054 0055 0058
5)
005A
7F C0
0066
0010 (1020 003•3 0040 1050
JMP
0050 0053
005E 006. 0062 0063
00 0 1 1�1 44 00 « n 44 F0 5D 0E
MJ 4
MV I
DCR
005B
ADR :
MC-Asdruck s Monitopogamms
; WARTESCHLE I FE, B C BENUTZT ; EI .6Q OUT
5) 0E 28 .6 00
005C 005D
6-1
WA I T K :
WA I TL :
0047
Blatt
Mikroprozessortecnik
Monitoprormm r den Mkrorechner ZEl
0040
1986
46 69 00 06 FF
C0
C0 46 46 00 4F 02 60 00 0. 44 54 00
;
F EHLERS I GN AL ANZE I GEN < BFF ) ; EI .6Q OUT EANF CALL A, 0F F H MV I
GEFUELLT ?
A, B, C BENUTZT
ERR :
OUT
NOP NOP
NOP
37 Q ; EVTL . F . ANZE I GE AUF D l ALOG - ANZ .
CALL
WA I T L
JC
EG
JMP
ERR
IN RL C
07 Q ; 80H BEENDET FEHLERSI GN .
069 096A 996C 096D 0079 007. 0074
5D 96 0.
; S I GNAL R E I NGABEAF ORD . EANF I OUT 1.6Q ; EI MV I A, 9 . EAN. :
F
46 49 99 02 40 6C 00 07
OUT CALL RLC JNC RET
37Q
AUF
ABFF , ABC BENUil
; AUSGABE AN AUBFF
WA I TK EAN.
; 8-F ACHES SCH I EBEN?
J
075 0076 0077 0078 079 007A
; ERHOEHEN HL ERH : T I NR RNZ
5F 30 0B 28
I NR OUT RET
5D
07
Ein Testpunktprogramm (TPK) kann egänzt werden. Im Mikro rechner mit U 880 werden entsprechende Einzelheiten diskutiert. Einen Speicherabduck (MC-Kode mit Prüfsumme nach Blatt 6-15) des Monitors zeigt Tabelle 13. Ab Adresse 49H ste hen Unteprogramme, die vom Anwender iir eigene Programme benutzt werden können. . Tabelle 14 zeigt einen Assemblerausduck. WAlT K und WAIT L realisieren kurze bzw. lange Wartezeiten, um z. B. die
Tabelle 15
0..9 0..A 9..D 0..E 0.2. 0.22 9.25 0.26 0.29 0.2A 9.2D
9.30 . 9.31 0.34 9.35 . 0.36 0.37 0.38
Lampen der Bedieneinheit (AUBF) kurz oder lang blinken zu lassen. EANF realisiet den Durchlauf eines Leuchtpunktes m AUBFF-Anzeigefeld (OUT 3 7 Q). ERR signalisiert Fehler (z. B. falsche Prüfsume bei L) durch Leuchten der AUBFF-Anzeige. Beendet wird das Pro gramm durch Drücken der Taste 89H der Bedieneinheit Tabelle 15 zeigt die Programme des Monitorteils zur Auswahl der einzelnen Komponenten (BEG) sowie die Speichereingabe (LADER) und das Leseprogramm (LESE).
ssemblerausdruck er ogammteile BEG, LESE, ADER, REGR, R USP
0.00 0.90 0.0. 0.3 0.04 0.05 0.06 9.07 0.98 9.8 0.9C 0.0D 9.9E 9.9F 9..0 0... 0..2 0..5 0..6
.71 ; DI L ; BE I EBERLAUF L I H ERH . H ; EI .6Q
5D 06 90 7F
58 c0 c0 c0 46 69 90 00 5D 4F 7F
ORG .00H ; MON I T OR M I T BED I ENE I NH . ; EI OUT BEG : .61 VI A . 09 37Q ; BFF LOESCHEN OUT ; WECKER LOESCHEN OUT .5Q NOP NOP
PRW :
NOP CALL HLT OUT IN
, ; WE ITERE OPERAT . NACH BEDARF EANF
.6Q
OUT
07Q 37Q
5F
OT
.71
92 02 60 92 60 02 69 92 60 02 60 02 60 02 60 44
RLC RLC
30 9. 7B
00
52 0. SF
0.
CA
04
E0
03
00 20 99 0.
5D 46 69 99
; 80H N I CHT ZULAESS l G ; LESEPROG . UEBER BDE
LESE
RLC JC
HAL.
; LESERE I NGABE
LADER
; LADEN UEBER BDE
PRST A
; PROG-ST ART NACH LADER
BUHR
; NEUSTART UHRENPROGRAM1
STELL
; STELLPROG .
2090H BEG
; RAM ANFANG ; KE I NE T ASTE GEDRUECKi
RLC JC RLC JC RLC JC RLC JC RLC JC J MP
; SPE I CHER LESEN*ANF . ADR . LOW-H l GH V . T ASTEN LESE : OUT .6Q ; El EAF CALL HLl
4F
IN . MOV OUT CALL
46 69 99
EI PROü�WAHL-E l NGABE AE I GE PROG . WAHL DI
JC
90 F9 7F
; ; ; ;
97Q
; ANF . ADR . LOW
Lo R 37Q ERNF
; LOW-ADR .
ANZE I GEN
S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung ·
Kapitel 6 - Mikroprozessortecik
Modeme Mikroelektronik (Blatt 2)
-
1986
Mikroprozessortecik
0.38
00
HLl
0.3C 0.30 0.3E
4F E8 7F
IN MOV OUT
07Q H' A
37Q
; ANF . ADR . H I GH ; H I GH-ADR . ANZE I GEN
0.3F 0.42 0.43
46 69 00 5D 00
CALL OUl HLl
EANF .6Q
; EI
0.44 0.45 0.47
4F 3C 80 68 00 0. 7 7F
IN .P I JZ
07Q 80H BEG
; DAlENE I N j ABE ; EDEKENNUNG
MOV OUl
A, M 37Q
; SPE I CHERZELLE LADEN ; DATENANZE I GE
CALL JP
ERH LWDH
; L ERHOEHEN
0.4A 0.48 0.4C 0.4F
0.52 0.53 0.55 0.57 0.59 0.5A 0.50
LWDH :
46 75 00 44 42 0.
5D 2E 3
36 FD 3E 44 30 46 69 00 00
CALL HLl
EANF
4F
IN
07Q
; E I NGABE LOW-ADR .
0.5F
F8
MOV
M' A
; LOW-ADR .
0.60 0.6.
30 46 69 00 00
IR CALL
L EANF
HLl IN MOV
4F F8
CALL MV I MOV DCR MOV MbV
07! M, A EANF 8' 03
0.67 0.6A 0.6C 0.60 0.6E 0.6F
46 69 00 0E 03 D7
0.70 0.7. 0.72 0.73
ce ce ce ce
0.74 0.75
5D 00
0.76 0.77
4F SF
IN OUT
07Q
3C 80 48 84 0.
CP I JNZ
80H LADB
0.70
09
D."R
B
0.E 0.8.
JNZ JMP
LAD. PRST A
0.84
48 86 0. 44 8F 0. 0E 03
LAD0 :
t1V I
B' 03
0.86 0.7 0.88
5D F8 7F
LAD. :
OUT MOV OUT
.6Q M' A 37Q
0.89 0.8C
46 75 00 44 74 0.
CALL JMP
ERH SWDH
0.F
5D 2E 3 36 FD .7
0.78 . 0.7A
6-2
; LADEPROGR . ADRESSE UEBER T ASTEN E I NGEBEN LADER : OUT .6Q ; EI Ho ANZSP SHR 8 ; MERKZELLE MV I MV I Lo 0FDH MV I Mo 44H ; SPRUNG E I NTRAGEN I NR L
0.5E
0.64 0.65 0.66
Blatt
3. F7 ER
SWDH :
NOP NOP NOP NOP OUT HLl
c, r, L L, M H, C
I N MERKZELE
; E I NGABE H I GH-ADR . ; H l GH-ADR . I N MERKZELLE ; ZAEHLER F . ; H-ADR
ANZAHL FF
; L-ADR
; EVTL . JMP ERN
.6Q
.7Q
; El
; DI ; PROGRAMMENDE? ; 3-F ACHES FFH?
; El ; BVTE ABSPE I CHERN ; BVTE ANZE I GEN
; ST ART DES GELADENEN PROG . NACH MERKZELLE PRST A : OUT .6Q ; El MV l H' ANZSP SHR 8 M1 1 Lo 0FDH ; MERKZELLE MOV A' l OUT .7Q ; Dl
0.90 0.92 0.94 0.95
5F
0.96 0.98
3C 44 68 FD 23
CP l JZ
23FDt
0.98
44 54 00
JMP
ERR
44H
; MERKZELLE VORBERE I TET ? M PROG .
;
; R !M-FEHLER
0.9E
5F
0.9F 0.A0
DD E6
0.A. 0.A3 0 .A5
2E 36 FS 36 FA 36
0.A6 0.A8 0.A9
0.B 0.AC 0.E
..
; RETTUNG DER REG I STER REGR : T .71
MOV MOV MV I
FA
MV I MOV MV I
F9
MOV MV I
M, c
MOV MV I MOV MV l
L, eFSH M, E
F9 36 FS FC 36 F 7 FB eE 00
0.84 0.B5
D. 09
MOV
0.86 0.7 0.BA 0.BC
E. 40 BC 0.
MOV JNC
0.C4 0.C6 0.C9
26 .8 78 CB 0. .E 04
0.CB 0.CC 0.CD 0.CE
AB 8. 82 83
0.BF
.6 80 50 C. 0. 0E 60 68 C6 0.
MOV MV I
MV
L, eF 9H
M, 8
L, 0F7H M, D 9, 0 e c, 8
Q, 8
RE3 :
MV I JPE MV I
E, B RE. c, sH RE2 B, 60H RE3 E, .8H RE4 o, e4
RE4 :
XRA
A
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8
D
RE. :
RE2 :
MV I JP MV I JZ
ROD
E
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L M, A
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0.D6 0.08
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L, 0F7H o, M
L E, M L
0.09
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I NR
E7 30
MOV I NR
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CF
MOV
0.00 0.DE 0.DF
30 D7 36 F 6 C7 80 36 FB C7 EB F4
l NR
0.E 8
07
0.E9 0.EB
.6 .0 2E 23
0.ED 0.EF 0.F 2
36 09 46 FS 00 07
MOV MV I MV OD MV l
MOV MOV MOV
C=.
; B I T 6, 5=. BE I
5=.
; B l l 3, 4=. BE I
Z=0
; BIT
2=. BE I P=0
; c, s, s, z1, 21, P 1, 0, e FAG
< AUSSER OE >
H, ANZSP SR 8
MV I MOV
0.DA 0.DB
0.E. 0.E2 0.E3 0.E5 0.E6 0.E7
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; 8 1 1 7 = . BE I
; RUECKSPE I CHERN DER REG . U . ; DI .71 OUT RUSP : MV l
GELOESCl
; ALLE REG .
c
0.D0 0.0.
0.CF
D FLAG
; HL �eRETTET , DE VERLOREN H, ANZSP SHR S L, 0FBH ; RETTUNGSZELLE . M, A L, 0F AH
23 FB
0.AF 01B. 0.B2
0 . C.
o, H E, L
< AUSSER o, E ) i DI
; RETTUNGSZELLE 6 ; HL I N OE ZW I SCHENSP .
B, M
L c, M L, eF 6H A, M A L, 0FBH A, M H, o L, E
; F LAG-ZELLE ; ALLE FLAG ZURUECKGESTLLT ; AKKU-ELLE
; L RUECKGESP .
RET
; ANZE I GESPE I CHER LOESCHEN ANZL : MV I c, .H MV I H, ANZSP SR
MVl
CALL REl
Die Taste 80H der Bedieneinheit soll iir Sondeunktionen rei gehalten werden, alle anderen Tasten werden zum Start eines Programms m Auswahlprogramm BEG benutzt. Im Programmteil LADER und LESE ist als Kommentar be schrieben, welche Reihenfolge bei der Adresseneingabe einzu halten ist. Vor jeder Eingabe über die 8 Datentasten wird eine Eingabeanfordeung (EANF) gegeben. Nach efolgter Stellung der Tasten ist die Stopptaste zu betätigen. Der geladene oder ge-
8
L, ( ANZSP-.5 > AND 0FFH LOE
lesene Dateninhalt wird m AUBFF-Register angezeigt. Die je weiligen Adressen sind nicht sichtbar. Das Ladeprogramm knn durch viemaliges Eingeben von FFH und das Leseprogramm durch 80H beendet werden. Das Programm PRST startet das m ADER gespeicherte Pro gramm, d. h., es springt zur Adresse 23 FDH, in der bei LADER die Startadresse abgelegt wurde. Für eine interruptgesteuerte Arbeit und iir Registerabspeiche-
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Kapitel 6 - Mikroprozessortecnik
Modeme Mikroelekronik (Blatt 3)
-
ung beim Eintritt in Unteprogramme wurden die Untepro gramme REGR und RUSP vorgesehen (Aufuf jeweils mit CALL). Im Programteil REGR werden die Inhalte der Flags und der Register H, L, B, C, A im M ab 2 3 F 6H bis 23 FBH abgespeichert. Die Inhalte der Register D, E gehen verloren. Ar beitet der Rechner mit Interupt, kann Inteupt nur erlaubt wer den, wenn im Register D, E keine wichtigen Daten stehen. Der Plaginhalt wird dabei in der Speicherzelle 2 3 F 6H in folgen der Fom abgespeichert: C, S, S, Z, Z, P, 00 Beispiel: Nach FFH im Akkumulator wird 01 addiert, und es er gibt sich 00 mit C = 0, S = 0, Z = 1, P = 1. Gespeichert wird 00H. Die Rückspeicheung der geretteten Register und Flags wird durch das Programm RUSP geregelt. Man prüfe selbst, daß ein einfacher ADD A-Befehl genügt, um die im ku geladene Kombination der Plaginhalte wieder in die Flag-Register zu übertragen. (Eine etwas genauere Diskus sion fmdet sich in [3], Kapitel 3 . 3 .) Die Register D, E werden nicht rückgespeichert, sonden mit H, L überscrieben. Beide Programme werden unter Inteuptverbot abgearbeitet, weil sie im Uhrenprogramm angewendet werden. Im letzten Teil des CHIP 100 steht ein Programm zum Löschen des Anzeigespeichers der Dialoganzeige. Nur dieses Programm bezieht sich auf die Dialoganzeige, die ür das Uhrenprogramm benutzt wird. Da die Komponenten des Uhrenprogramms nur als MC-Kode angegeben werden können, soll an dieser Stelle eine kurze Über sicht über die Oganisation der Anzeige von Daten auf der Dia loganzeige gegeben werden. Die beschriebenen Programme sind auch unabhängig vom Uhrenprogramm anwendbar. Der Anzeigespeicher wird mit CALL NZL gelöscht, während MVIA, 01 und OUT 3 5 Q die Anzeige ausschaltet und den Spei cher ungeändert läßt. Zur Datenanzeige werden mehrere Unteprogramme benutzt: In einer Tabelle hier ab 200H abgespeichert) sind die ?-Segment Kodieungen festgelegt. In einem Unteprogramm SEKO (ent halten im Programmteil TRANS) wird die Umkodieung von BCD-Kode in 7-Segment-Kode vogenomen. Der so auberei tete Anzeigespeicher (NZSP = 2 3 E 8H) wird durch das Pro gramm ZENZ angezeigt. Durch D, E wird ein Startpunkt festgelegt, von dem ab 5 Byte (in BCD-Kode) umkodiet und in den Bereich ANZSP transportiert werden, wenn dnach CALL TRNS programmiert wird. Die Anzeige efolgt mit periodischem Aufuf CALL ZEANZ. Alle Programme ab 200H (Chip 200) sind hauptsächlich auf eine Vewendung im Urenprogramm ausgerichtet. Sie können aber auch agemein vewendet werden. peshalb sind im folgenden die Leistung sowie die Ein- und Ausgabeparameter der Pro gramme zusammengestellt. Es bedeuten: L Programmleistung; E Eingabeparameter bzw. deren Standort; A Ausgabeparameter bzw. deren Standort; R Aufzählung der benutzten Register.
TRANS: (CALL 92 10H)
L: Umkodieung von 5 Byte (z. B. 23 EAH bis 23 EEH) vom BCD-Fomat in 7-Segment-Kode und Transport in den n zeigespeicher E: Anfangsadresse der Quelle (z. B. 23 EAH) in D, E A: R: A, B, C, H, L
ZEANZ: (CALL 0269H) L: Einmalige Anzeige (Ausgabe aller 16 Wete an die 16 7-Seg ment-Elemente der Dialoganzeige) des Inhalts des Anzeige speichers E: A: R: A, B, H, L
198 6
Mikroprozessorteck
Blatt
6- 3
UHRIT: (CALL 0285H) über RST 3 L: Inteuptroutine zur Erhöhung der BCD-Tabelle um 1 zu je dem Sekundentakt Durch Benutzung von REGR und RUSP werden alle Regi ster außer D, E gerettet. Das Programm wird unter Interupt sperre (DI) durchlaufen. Der Inteupt muß im Hauptprogramm in kurzen Zeitabstän den erlaubt werden. Bei jeder vollen Stunde wird das Unterprogramm UEBT auf geufen. Für den Monat Febuar sind immer 28 Tage vorge sehen. E: A: R: D, E SUCH 1: (CALL 0330H)
L: Vegleich der aktuellen Zeit (BCD-Tabelle) mit Weckzeiten (z.B. ab 2 380H oder 23ßH). Abbuch der Suche, wenn 00 in Monatszelle des jeweiligen Bereichs E: Startadresse ür Suche in D, E A: Z = 1, wenn gültige Weckzeit geunden, Z = 0, wenn keine Gleichheit. D, E bei Z = 1 auf geundenem Bereichsan fang. R: alle Register - DI .
UEBT: (CALL 038EH) L: Übertrag der ür die jeweilige Stunde gültigen Weckzeiten von 700H usw. in 23AßH usw. (keine Prüfung, ob 23D7H überschritten!) E: A: R: A, B, C, H, L - EI STEU: (CALL 03E0H) L: Weckzeiten laden ab 2 380H und Anzeige der geladenen Da ten (ST01 gedückt: Laden ST01 und ST02 gedrückt: An zeige) Reihenfolge: Monat, Tag, Stunde, Minute (Sek. = 00) Eingabe über Bedieneinheit im BCD-Format. Nach jeder Eingabe Sondertaste 04 drücken. E: A: R: alle - DI STELZ: (CALL 0446H) L: Uhrzeit stellen, d. h. Bereich BCD-Tabelle mit Monat, Tag usw. im BCD-Fomat üllen und Aufuf TRANS E: A: R: alle Register - DI Bedienung: Eingabe über Bedieneinheit im BCD-Format, Ab schluß mit ST04. Es erfolgt Anzeige auf ANZE im Uhr-For mat. ECK: (CALL 04A0H) L: Absuchen des Speicherbereichs, in den vom EPROM über tragen wurde (23AßH bis 2 3D7H) und des Bereichs, . in den Weckzeiten direkt eingetragen wurden (2380H bis 239FH) auf Gleichheit mit der aktuellen BCD-Tabelle. Bei Gleich heit eines Bereichs wird in das durch den Vektor deiniete Weckprogramm gespungen und die Weckzeit im M ge löscht. E: D, E auf untersten Bereich, z. B. 2 380H oder 2 3A0H. A: R: alle Register Bemerkungen: Das Weckprogramm darf maximal 0,3 s lang sein, damit es beim nächsten Sekunden-Inteupt sicher beendet ist.
14.
ormm ir eine Schltuhr mit prgrmmierbaren
Weczeiten
Der Mikrorechner ZE 1 soll zeitlich programmierbare Übewa chungs- und Schaltfunktionen ausUhren. Dabei kann es sich um Schaltvorgänge an Haushaltsgeräten, Be leuchtungsanlagen u. a. handeln. Für diese Programme kann hier kein Beispiel gegeben werden. Das Uhrenprogramm soll folgende Fordeungen erfüllen: - Anzeige der quarzgenauen Zeit (Minuten, Stunden, Tag, Monat) ohne Berücksichtigung von Schaltjahren. . - Im EPROM-Bereich können ir ein oder mehrere Jahre Weck zeiten abgelegt werden. - Im AM-Bereich können ohne Beeinträchtigung der Zeitzäh lung weitere Weckzeiten eingetragen werden. - Die Weckzeiten können ohne . Beeinträchtigung der � eitzäh lung gelesen (kontrolliert) und nach dem Wecken gelöscht werden. - Durch Eintragen einer speziellen Kennung im RAM/EPROM ir Stunde, Tag, Monat kann ein Weckvorgang jede Stunde, jeden Tag oder zu einer Zeit in jedem Monat wiederholt wer den. - Jede Weckzeit Uhrt über einen vorgehbaren Vektor (Adresse) auf ein spezielles Weckprogramm bzw. Steueprogramm. Die zeitliche Länge eines solchen Programms unterliegt bestimm ten Bedingungen. - Da die Steuerprogramme unabhängig von der Zeitzählung ab laufen sollen, muß die Zeitzählung als Inteuptprogramm (Aktive S und Einschieben eines RST-Befehls von einer speziellen Hardware) ablaufen. - Da im Interuptprogramm die Register D, E nicht gerettet wer den können, muß ein Interupt verboten (DI, Disabled) oder erlaubt (EI, Enabled) werden können. DI wird gegeben, wenn im Register D, E Daten zwischengespeichert wurden. - Durch die DI- und EI-Befehle wird die Sekundenzählung ge ringigig asynchron. Das Interuptprogramm (Erhöhung des Zeitzählers und Absuchen des RAM/EPROM nach Weckzei ten) und das Weckprogramm dürfen nicht zu lange dauen, damit kein Sekundenimpuls verlorengeht Ein laufendes Inter ruptprogramm darf nicht durch neue Interupts unterbrochen werden - es wird im DI-Zustand abgearbeitet. TabeUe 16
ADR:
1220 �1230 0240 0250 . 0260 027�) 0280 029€1 02A>J 0280 ü2C0 02D0 02E0 02Fü 1301 "3 1 0 032) ü 3.3 �, f34€1 035ü
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·
MC-Ausdruck s Programms UHRINT sowie der Anzeige- und Stellpogamme und ds Uhenpogramms
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Die Sekunden werden zwar· angezeigt, Weckprosramme wer den aber nur zu vollen Minuten gestartet. - Die Hardware umfaßt ZE l/1, ZE 112, Bedieneinheit, Dialo ganzeige, Bauguppe zur Interrupterzeugung mit 4 Sonderta sten. Der Speicherbedarf liegt bei 0,75 K EPROM, RAM von 2300H bis 23FFH. Dazu kommen 0,5 K EPROM ir den Monitor und ein frei verfügbarer RAM-Bereich von 2000H bis 22FFH. Das Uhrenprogramm mit Weckprogramm ist im MC-Format ab gedruckt. Das Programm liegt als Arbeitsversion (ohne spezielle Steuerprogramme und ir anwenderspeziische Anpassungen vorbereitet, getestet durch Anwendung und als EPROM-Version) vor. Bild 2 1 zeigt den Programmablaufplan ir das interruptge steuerte Zeitzählewrogramm. Dabei werden die im Bild 22 ange gebenen Speicherbereiche vewendet. Unter Sekundenzelle, Mi nutenzelle werden dabei die Speicherplätze 23EAH usw. verstanden. Hier sind im BCD-Format (z . . B. 0101 00 1 1 in 23EDH ir 53 Minuten) die jeweiligen Werte gespeichert. Bei Erhöhung des Inhaltes muß nach Ereichung des Endwertes (z. B. 60 Minuten: Erhöhung der Stundenzelle) die nächsthöhere Zelle erhöht werden. In den jeweiligen Halbbytes können nur Werte von 0 bis 9 ste hen, AH bis FH sind nicht möglich.
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Bild 21 Programmablaufplan des Unterprogramms UHRINT
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Kapitel 6 - Mikroprozessorteck
Modeme Mikroelekroik (Blatt 4) 13 FF
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13U
Mikroprozessortecnik
od•r FFH
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Bild 22 Aufteilung des RAM-Bereichs 23 80H bis 23FFH
Blatt
6-4
Um bei der Auswertung der Weckauträge einfache Vergleichs programme zu bekommen, müssen die Weckzeiten in gleicher Reihenfolge m BCD-Fomat eingetragen werden. Bild 22 gibt das Prinzip an. Tabelle 17a zeigt ein Beispiel ür das Chip 700 mit einigen Weckzeiten. FFH kann als Ergebnis der Zeitzählung in keiner Zelle der BCD-Tabelle enthalten sein. In den Berei" eben mit Weckzeiten bedeutet FFH, daß jede beliebige Zeit gül tig ist. (Beispiel: FFH in der Speicherzelle 2382H bedeutet, daß am ausgewählten Monat und Tag jede Stunde zur gewählten Mi nute geweckt wird. FFH in der Minutenzelle ist gleichbedeutend mit 00 Minuten und sollte vermieden werden.) Das Löschen einer Weckzeit wird durch Überschreiben mit A0H erreicht, da die so gelöschte Zelle nie gleich der entsprechenden Zelle in der BCD-Tabelle sein kann. Der angegebene Vektor (44H, Adresse Low, Adresse High) ührt zum jeweiligen Weckprogram. Der Bereich 2380H bis 239FH (4 Weckzeiten) kann über das Programm STELL zum Eintragen von Weckzeiten benutzt werden. Der Bereich von 23A0H bis 23D8H wird vom Programm UEBT automatisch mit den ür die jeweilige Stunde gültigen Weckzeiten des EPROM-Bereichs (hier 700H bis 7FFH) belegt. Deses Übertragen verhindet, daß mit hohem Zeitauwand in jeder vollen Minute der gesamte Be reich 700H bis 7FFH abgesucht werden muß. Außerdem wird so ein scheinbares Löschen der im EPROM abgelegten Zeiten mög lich. Der Speicherbereich 23A0H bis 23D8H wird vom Pro gramm UEBT selbständig vewaltet. Im Bereich 2380H bis 2 39FH muß bei Benutzung nur einer Weckzeit in der ersten Zelle der zweiten Weckzeit 00 als Abschluß des Suchprogramms eingetragen werden. Sonst kommt es eventuell zu einem Pro grlmstopp. Um ein spezielles (kurzes und mit DI ablaufendes) Anwenderprogramm jede Sekunde starten zu können, wurde un ter den Adressen 298H bis 29AH ein NOP-Befehl eingeügt. n diese Stelle kann ein JMP-Befehl zum Anwenderprogramm ein getragen werden. In diesem Programm darf höchstens eine Stack-Ebene (einfaches CALL ohne Schachtelung) vewendet werden. Weil das Uhrenprogramm vom nwender modiiziert werden kann, ist es als Assemblerabduck in Tabelle 17b angegeben. Die Schleife EUHR: wird nur etwa alle 0,5 s durchlaufen, um eine lackeTfreie Anzeige zu erhalten . Die Zeitzählung läut dann etwa m Sekundentakt Die Anzeige erscheint aber erst dann, wenn der Transport zum NZSP erfogt ist. Will man diese zusätzliche Asynchronität vermeiden, muß ab 298H zu einem Programmteil mit 17Q OUT I D,23H I E,0EAH CALL TRANS JMP 028BH gespungen werden. In diesem Fall können aber die Weckzeiten nur bei ausgeschalteter Zeitzählung und nachträglichem Stellen eingetragen bzw. gelesen werden. Zum Start von laufenden Überwachungsprogrammen, die neben dem Uhrenprogramm laufen können, sind unter 04F8 bis 04FAH wieder NOP-Befehle eingetragen. Es empiehlt sich, das Programm erst mit C0H an diesen Stellen zu testen und dann die eigenen Programme (nach Umprogram mieren des EPROM) zu ergänzen. Wie aus Tabelle 17b zu ersehen ist, wird bei laufendem Uhren programm und gedrückter Taste ST01 das Stellprogramm aktiv. Gleichzeitiges Drücken von Taste ST0 1 und Taste ST02 erlaubt das Lesen des mit den Weckzeiten belegten RAM-Teils sowie des Bereichs bis 23FEH. ·
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198 6
Tabelle 1 7a MC-Aduck s Chip 7JH mit Bepelen ür einige im EPROM abgeegte Weckzeiten
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02 FF 12 00 00 00 00 08 06 80 06 90 96 06 96 05
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23 87 23 00 00 00 00 00 58 08 SB 00 SB 58 58 58
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7F 7F
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00 00 00 08 00 00 80 00 00 00 00 FF 00 90 FF FF
44 44 00 00 00 80 88 00 00 00 00 FF 00 00 FF FF
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FF FF
·==========··== = = = = = = = = == = = = = = = = = = = = = = = = = = = = = = = = = = == = = = = = = = = = = = = = = = = = = =
Im Beeich ab 78BH sind Wcpogamme (zugehiig zu en Vektoen im Beeich er Weckzeiten) abgeegt. e Wecpogamme wiren her nur eine Augabe af er Bedieneinheit und en Weckton.
Taele 1 7b Asemberasduck einer Gundvariane s henpogams
8UR :
04CA
�F
04CB
E 23
04CD 04CF 04). 0404 0405 0408 0409 0408 04DE 04E. 04E2
·
H, H
CALL
LOE
; ERSTER ECKBER . GELOESCl
OT
.5Q
; ECKER US ; URE IT STELLEN
VI MV I
36 80 .6 08 46 F5 00
58
L, 8H c, eH
CALL IN
STELZ 0.
6A E0 3 46 E 03 5F
NI
cz CALL EHR :
26 46 .6 50 46 49
24 0. 6A E0 3 ..
Nl cz
04F6 04F 9
48 EB 04
JNZ NP NOP NOP
ce c0
EA .0 02 40
T MV I MVI
04E4 04E6 04E9 04EB 04EC 04EF 04F 0 94F2 04F3
- 04FR 04FB 4FC
.7Q
46 46 04 48 24 0.
.E 23
69 02
c0 44 E. 04
R:
; EI
T VI
CALL V I'
T
CLL IN
OCR
JP
; F . ECK8ER .
5
; ST0. : WECKZE I T STELLEN STELL ; DAUERWEC�ZELLEN UERTR . EBT ; DI .7Q o, ZSP SR 8 E, EAH TRANS c, 4H .6Q EAZ 0� 0. STELl
c R
EUHR
; BCD-TB ,IN ZSP ; VERHAELTN l S ZEANZTRANS ; EI ; El ZELZE l u� NZSP ; ST0 . GEDRUEC�T ? ; E WECKZE l T E I NTR .
S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung ·
Kapitel 6
-
Modeme (Blatt 5)
Mikroprozessortecnik
Mikroelektronik
Bauguppe zur inteuptgesteueten Zeitzlung
15.
Zum Aubau einer programmgesteuerten Uhr mit dem Mikro rechner ZE 1 müssen einige Sondertasten zur Ablaufsteueung, ein Ausgabekanal ür akustische Wecksignale und weitere Steuerausgänge sowie eine Schaltung zur Erzeugung eines Se kundentaktes ergänzt werden. Die Schaltung ist in Bild 24 darge stellt. Da der Rechner ZE 1 keinen quarzgesteuerten Taktgeber enthält, muß ein Steuerquarz mit Teiler aufgebaut werden. Dazu wird günstig ein Uhrenquarz mit Uhrenschaltkreis oder eine bereits vorhandene Quarzuhr benutzt. Im vorliegenden Fall wurde ein Uhrenschaltkreis U 1 1 3 benutzt. Er bietet den Vorteil, daß so wohl mit dem vogesehenen 32,768-kHz-Quarz und der OR Funktion beider Taktausgänge als auch mit einem 65,536-kHz Quarz und Teilung der Weckfrequenz gearbeitet werden kann. Schaltungen mit dem U 1 1 4 sind ausührlich in [5] angegeben. Eine zusätzliche Schaltung muß diesen Seundentakt speichen, bis EI vorliegt, und dann den Interupt auslösen: Das Prinzip ist dabei folgendes: Im Sekundentakt wird eine lnteuptanforde rung über ' (Blatt 6 - 8) angelegt. Darauhin wird m Ende des nächsten Befehls die !NT-Leitung (Blatt 6-1) abgetastet, und statt Tl wird TU durchlaufen und der Adressenzähler nicht er höht. Im Takt T3, der auf TU folgt, muß der Speicher abgeschal tet und ein RST-Befehl angelegt werden. Der RST-Befehl eröf net ein Programm (hier UHRINT), das den Zeitzähler erhöht und den Anzeigespeicher aktualisiert. Bild 23 zeigt den zeitlichen Ablauf aller wesentlichen Signale. Die Meßpunkte sind m Stromlaufplan der Baugruppe hevorge hoben (siehe Bild 24). Für den Ablauf nach Bild 23 war Interrupterlaubnis (EI) gegeben. Das Interuptprogramm beginnt mit CALL REGR. Im Pro gramm REGR werden alle Register und Flags außer D und E ge rettet. Immer wenn in einem Anwenderprogramm die Register D und E benutzt werden, muß die Inteuptannahme verboten wer den. Interuptverbot (DI) oder Iiteupterlaubnis (EI) dürfen kein Register veränden. Deshalb wird dazu je ein Ausgabebefehl ohne Auswertung des Akkumulatorinhalts vewendet.
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t :; l
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ll
198 6
Mikroprozessortecnik
B latt
6-5
Zur Erläuteung der Schaltungseinzelheiten werden wieder die Schaltung nach Bild 24 und der mit einem Logikanalysator auf genommene Impulsablauf nach Bild 23 herangezogen.
15.1.
Zeitgeberschltung
Der Uhrenschaltkreis U 1 1 3 wird mit 1,5 V versorgt. Diese Span nung läßt sich mit einer Leuchtdiode VA 13 o. ä. gewinnen. Da ein Quarz mit der Frequenz 32,768 kHz benutzt wird, ührt jeder der Ausgänge �-Hz-Impulse der Länge 30 bis 50 LS. Beide Taktausgänge werden in OR-Funktion betrieben. 1 5.2.
T,
S
Nach jeder Flanke des 1-Hz-Impulses wird ein Interupt ausge löst ' = 0). Nach Interuptannahme wird mit Tll die Anfor derung s zurückgesetzt. Der Speicher muß mit TU abgeschal tet und mit dem nächsten Tl wieder eingeschaltet werden. Da nur RST-Befehle m Inteuptfall vewendet werden sollen, . muß der Interuptbefehl (hier RST 3) zu PCI.T3 bei ' = 0 frei gegeben werden. ', ' und RST 3 müssen über Open-Coliek tor-Gatter angelegt werden (siehe Bild 24). 15.3.
DI und EI
Mit OUT 16 wird über den R-S-Flip-Flop aus den Gatten 5 1/8, 5 116 das Gatter 42/6 geöfnet und mit OUT 17 geschlossen. Bei DI kann S nicht aktiv werden.
Bild 23 Signalablauf bei Interruptannahme durch den Sekun dentakt Die Signale entsprechen Bild 24
A c
39
A DR
39
A
--
UE8 A U8 1
c '0
ADR 5
38
33
.,t,�J�
'lour 1s!
EGA
I 28 c
6
A GA I
A 30
A 26 A
7
C2
-::-H
A '0 c
A A
19 10
ss 2 1 6
6 -.:-. INS
5
A 8
A 25
A '
E/8 6 E/8 5
C26 C27 CU
SS 216
���3--�-��----------� ���--���� ---� +SV
E/8 3
C 32
E/8 2
A 3'
E/8 1
E/8 1
C 3' C29
Bild 24 Stromlaufplan der Bauguppe »lnteuptgesteuete Zeit zählung« des Rechners ZE 1
Tabele 18
Schaltteillste ür die Bauguppe er inteupfgsteuerten Zeitzählung
50, 51, 3 1 40, 41, 42, 52 30, 22 32 33, 43 23 Q1 3 Stck. 1 Stck. 4 Stck.
D 100 D 103 D 104 D l lO D 174 U 1 13 Quarz 32, (68 kHz SS216D o. ä. VQA 13 o. ä. Ducktaste TGL 26 627 o. ä.
1 5.4.
Zusätziche E-A-Knäle
Über OT 15 kann mit Datenbit 9 ein Lautsprecher an den NP Ausgang des Uhrenschaltkreises gelegt werden. Über IN05 wer den die Gatter 52/3 bis 52/8 und 42/3 und 42/1 1 geöfnet. Damit wird die Stellung von 4 Sondertasten eingegeben. Sondertaste ür Datenbit 4 (ST04) ist nichtrastend und wird zum Beenden eines Zustands m Programmablauf benutzt. ST92 und ST91 sind ra stend und werden r Programm-Verzweigungen benötigt. Eine weitere Taste kann am Gatter 52/4 egänzt werden. TS1 spert je den Inteupt und erlaubt eine Arbeit m Schrittbetrieb ohne Uh renprogramm. Inteupts würden einen Schrittbetrieb unmöglich machen, da bei EI laufend geschachtelte Inteupts ausgelöst . werden. Gatter 43/9 ist ir die Eweiteung der Ausgabekanäle vogese hen.
S C H A LT U N G S S A MM L U N G · Vierte Lieferung ·
Kapitel 6
-
B latt
6-6
kroprozessorteck
krorecner mit dem U880 1.
Blatt 1)
1986
esicht und Ziestelung
Nachdem alle Bausteine des Mikroprozessorsystems U880 ( U855, U8�6. U85 7 sowie Treiber- und Registerbausteine der . DL-Serie) in der DDR produziet werden, kann auch dieses Sy stem interessierten Amateuren vogestellt werden. Gegenüber dem schon vogestellten Mikroprozessor U 808 (MikroJchner ZE 1) egeben sich fogende Vorteile: - Weniger Leiteplatten ür den gesamten Rechner wegen höhe rer Integrstionsdichte. - Komfotablerer Befehlssatz des Prozessors. - Möglichkeiten der Vewendung höherer Programmiesprachen, wie BASIC. - Höhere Arbeitsgeschwjndigkeit und volle Inteuptf.gkeit des Prozessors. Nachteilig sind folgende Faktoren: ·
- Für den Amateur sind geduckte Leiteplatten wegen der 40poligen Schaltkreise schwer hestellbar. - Bei Ausnutzung aller Möglichkeiten wid eine umfangreiche und teure Peripherie (Bildschim, Ducker) benötigt. - Zur Beherschung der Promierung (einscließlich der Funktion der Systembausteine) ist umfangreche Literatur u beschafen und durchzuarbeiten. Um allen Interessenten gerecht u werden, wird n der vorliegen den Lieferung der Schaltungssamlung ein »Leystem mit U 880« vorgestellt. Dieses Lensystem soll mit minimalem Auwand aufgebaut wer den. Es gestattet die Vewendung der bereits diskutierten Bau guppen »Handlochstreifnleser(( und »Dialognzeige((, setzt diese aber nicht voraus. Das System veügt über eine hexadezimale Tastatur und eine Kleinnzeige mit ?-Segment-Bausteinen. Ein Monitoprogrmm mit Gundunktionen sowie der Anschluß eines Magnetbandge räts wird angegeben. Die Zentraleinheit (1 Leite)latte) ist aber r ein eweitetes Sy stem nutzbar. Das eweitete System soll den Einsatz eines BA SIC-Intepreters mit Bildschimausgabe einschließen. r eine Ausdehnung auf die Erstellung und Testung von Maschinenpro gramen kann schließlich · ein Editor und Assembler egänzt
/N T Steuerung
werden. Dann allerdings ist es günstiger, die Leiteplatte »Zen traleinheit(< auf da$ Leiteplattenfomat des K 1 520 (240 m x 175 m) zu bringen, um bei Bedf noch einige Trei ber und einen Quarztaktgeber (Einsatz der Bausteine U856 und U 85 7) zu egänzen. Beide Systeme umfassen dann folgende Bauguppen: ensystem
-
Zentraleinheit (mit EPROM, ) Tastatur mit 24 Tasten Anzeigeschaltung mit ?-Segment-Anzeigen Heim-Magnetbandgerät Handlochstreifenleser zum Einlesen gekauter oder übenommener Programme
Eweitetes System
-
Zentraleinheit mit Eweiterungen Tastatur mit 64 Tasten Bildschimansteuer-Bauguppe mit Fensehgerät Zusatzschaltung mit Hardware-Schrittbetrieb uid HrdwareTestpunkt zur verbesseten Programmtestung - Hem-Magnetbandgerät - Handlochstreifenleser - Im Bedafsfall: Fenschreiber und EPROM-Progrmmiegerät - Zusatzbaugruppen ür 8 bis 32 K Byte M und 8 bis 16 K Byte EPROM-Speicher. Der Aubau des eweiteten Systems bringt hohen Auwand n Kosten und Arbeit. Die Leistung kann in der Größenordnung der aus Veröfentlichungen beknnten Geräte MC80 (DDR) und X81 (NSW) liegen. Der Platz- und Enegiebedaf liegt aller dings höher.
2.
Eng n die Anwendung des opozesos U880
2.1.
Innere Sktr des Baustens U880
Im Rahmen der Schalungssammlung kann nur ein Überblick über die Eigenschaten des Mikopozessors U 880 gegeben wer den. Einige Gundlagen fr Erstanwender von Mikrorecnen
Zwischen register
IXIIY' r'
Indexregiser
/ntrrp;sr
R' �h-Reglstr
MU,Multptexr
Bild 1
Funktionsschaltbild des Mikroprozessos U 880
SP' Stack-Pointer
wurden in Blatt 6 - 1 der zweiten Liefeung (1979) dagelegt. Ene eweiterte Übersicht indet sich in (1] und [4], wobei in [1] auch auf die Treiber- und Registerbausteine und in [4] spezieller auf Interuptverhalten und Anwendung des Bausteins U855 einge gangen wird. Eine eweiterte Kenntnis der Hardware vermittelt [6]. [2] egänzt Hard- und Sotwarekenntnisse. Bild 1 zeigt ein Prinzip des inneren Aubaus des U880. Folgende Eigenschaten sind ablesbar: - Der Satz von 6 Registen zu je 1 Byte Breite kann zu 3 Paaren von 2 Byte Breite ugeordnet werden. - Der Registersatz ist doppelt vorhanden und kann mit speziel len Befehlen (EX, EXX) ausgetauscht werden. - Der Akkumulator ist ebenfalls mit zwei Sätzen Plagregister (gegen U 808 eweitert) ausgestattet. Hinzugeügt wurde eine Hardware zur Umwandlung von Byte-Fomat in BCD-For mat. - Zur indizierten Adressieung (z. B. Laden von Daten in Adresse 2909H + XYH, wobei H inten zu 2990H addiert wird) sind 2 Registerpaare zu je 2 Byte vorhanden (IX, ). - Außer dem Programmzähler PC ist ein zugänglicher Stack Pointer (SP) vorhanden, der es erlaubt, das Stack-Register (Abspeicheung von Adressen bei Unterprogrammaufufen) im RAM-Bereich zu ühren. Damit kann das Stack-Register auch zum Speichen von Daten und zur Übergabe von Para meten benutzt werden (Befehle PUSH, POP). Siehe dazu auch [4]. - Das Register R speichert Adressen, die zum EFRESH r dy namische Speicher ausgesendet werden. - Das Register I speichert einen Inteuptvektor, der mit einem zweiten Byte, das jeder Baustein bei einer Inteuptanforde ung aussendet, kombiniert werden kann. Dazu wird im RAM Bereich eine sogenannte Interupttabelle angelegt. Über diese Tabelle kann jede gerade Adresse des Speicherraumes ange spungen werden. Zwei Flip-Flops speichen Interuptforde ungen, die bei Erlaubnis (EI) bearbeitet werden. - Ein WAlT-Eingang erzeugt ähnlich wie beim U808 (siehe Blatt 6-2, zweite Lieferung) einen Wartezustand. - Für OMA-Betrieb ist ein Eingang ür BUSRQ vorhanden (in Amateurschaltungen selten benutzt). Spezielle Kenntnisse erfordert die Kettenschaltung mehrerer Bausteine zu einer Interuptkette. Siehe dazu [4].
Bild 2
f ;;
MREQ
ö
ii
S TB -0 S TB-A MT r
OB
Signalablauf ür Steuersignale und Datenbus bei Stat des Prozessors aus dei Wartezustand bei Schrittbetrieb in den Laubetrieb (Warteschleife) STB-D: Ladetakt des Datenregisters (BST 10/ 1 1) STB-A: Ladetakt des Adressenregisters (BST 1 1 / 1 1) MT: Multiplexer-Takt (BST 43/8,9)
2.2.
Steuersinale des Bausteins UBBO
Der Datenaustausch auf dem bidirektionalen Datenbus wird durch 5 Steuersignale gekennzeichnet. Aktives Q oder Q (d. h. Low-Pegel) gibt an, ob Daten mit dem Speicher oder der Peripherie ausgetauscht werden. n oder : zeigen, ob ge lesen oder geschrieben wird. Q und n sind zum Beispiel aktiv, wenn der Speicher gelesen wird. m zeigt an, daß der erste Zyklus der Befehls-b e11beitung (Be fehlskode aus dem Speicher lesen) stattfmdet. Ähnlich wie beim U808 werden diese Signale im Takt Tl oder T2 ausgegeben. Bild 2 zeigt den Ablauf der Signale bei einigen Befehlen. Wei tee Beispiele sind in [4] angegeben. Wie ir den U 808, so kan auch beim U 880 ein Low-Signal m Eingang T den Prozessor in den Watezustand versetzen. Dabei wird der Ablauf in Takt 3 unterbrochen. Während des WAIT-Zustandes liegen die Speicher oder Peripherie-Daten auf dem Bus.
2.3.
Befehlssatz des Bausteins U880
Der Befehlssatz ist wesendich ueicher als beim U 808. Es gelten aber alle in [3] besprochenen Zusammenhänge bezüglich der Befehle CALLIRETURN und Stack. Der Prozessor U 880 gestattet relative Sprünge, d. h. Sprünge im Bereich + 127 bis - 128, von der Adresse des Spungbefehls ge rechnet. Dabei werden die Adressen im Zweierkomplement (siehe [4]) angegeben. Das Zweierkomplement einer Zahl A ist A + l. Bespiel: FFH sei A, A + 1 = 09 + 1 = 1, FFH ist die Darstellung von - 1 . FEH steht ür -2 usw. Der Spungbefehl JR besteht aus 2 Byte, dem Befehlskode 18H und dem Abstand e. 1 8 FEH ist ein Spung in sich (zum Byte 1 8H). 18 FDH ist ein Spung zum Byte vor 18H. In ähnlicher Weise werden auch die Abstände e bei indizierten Registeroperationen (IX, ) berechnet. Weitere Einzelheiten über den DMA-Befehl und die Anwendung einiger arithmeti scher Befehle inden sich in [1] und [4]. In Form einer Tabelle sind nachfolgend alle Befehle (in Anleh nung an Unterlagen der Firma Mostek) dargestellt. Die tabellari sche Darstellung gestattet dem Anfänger leicht, nicht vorhan dene Transportbefehle oder Spünge zu erkennen und Fehler zu vermeiden. Ebenfalls sollen die Plag-Reaktionen und Befehle in einer einzigen Darstellung gezeigt werden. Die Tabellen 2 bis 4 sind als Arbeitsblatt gedacht und sollten evtl. an gut sichtbarer Stelle aufgehängt werden.
S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung ·
Kapitel 6
ｾ＠
-
kroprozessorteck
Blatt
6-7
krorecner mit dem U880 Blatt 2)
Befelssaz des
PN
U 880
Erläuteungen zu en Tabellen 2 bs 4:
/
Befehlsmnemonik entspricht der Assemblesprache K 1 520. Alle Kode-Angaben sind hexadezimal dagestellt. In/ I sind die Register oder weitere Symbole von Ziel oder Quelle einzusetzen. H N
irkung er lag-Regster: Cay-Flag, C = 1 bei Übertrag oder Deizit (Borgen) c
z
198 6
(im Tabellenkopf nur P) Pariät oder Überlauf, Plag wird unteschiediich gesetzt P bedeutet in den Tabellen: P ,= 1 bei gerader Anzahl »1« im Egebnis, sonst ß V bedeutet in den Tabellen: V = 1 bei Überlauf als Folge der Operation, sonst ß P oder V gilt ir logische bzw. arithmetische Operatio· , nen. Halbbyte-Übertrags-Flag, H = 1 bei Übertrag bzw. Deizit von Bit 3 in 4, sonst ß Anzeige, ob die vorhegegangene Operation eine Addition oder Subtraktion war. N = 1 nach Subtraktion, sonst ß
Signum-Plag = l, wenn das Egebnis der vorhegegangenen Operation eine negative Zahl war
s
Zero-Plag, Z = 1, wenn Egebnis der Operation ß
Taelle 2.1 8-Bit-gupe
D/ /I I A
B
c D
E
z I E
H
L
L
(HL)
I
R
A
B
c
D
E
H
L
(HL)
(BC)
(DE)
(IX + d) (IY + d)(n)
ED 57 1)
ED SF 1)
7F
78
79
7A
7B
7C
7D
7E
A
lA
DD 7E d
FD 7E d
DD 46 d
FD 46 d
DD 4E
d
FD 4E d
DD 56 d
FD 56 d
DD SE d
FD SE d
DD 66 d
FD 66 d
DD 6E d
FD 6E d
47
4F
57
SF
67
6F
77
(BC)
82
(DE)
12
(IX + d)
DD 77 d
(IY + d)
(n)
FD 77 d 32 n
I R
n
ED 47 ED SF
48
48
58
58
68
68
78
41
49
51
59
61
69
71
42
4A
52
SA
62
6A
72
43
4B
53
SB
63
6B
73
46
45
44
4C
4D
56
55
54
5D
SC
64
65
6C
SE
66
6D
74
4E
6E
75
3A n. n
' D
3E
n
86 n
BE n
16 n
lE n
26 n
2E n
36
n
DD 70 d FD 70 d
DD 71 d D
71 d
DD 72 d FD 72 d
DD 73 d FD 73 d
DD 74 d
DD 75 d
FD 74 d
DD 36 d n
FD 75 d
D
36 d
Beispiel: LD D,E (E Quelle, D Ziel) LD (n.), A (n.) Zieladr.; A 1) Flag: ) - (IFF); s u. z t =
n
=
=
=
Quelle
ymboe:
X
l ß, 1 P, V
Flag unbestimmt Flag wd gesetzt wie unter Wirkung angegeben Flag wird nicht verändet Flag wird zu ß oder 1 gesetzt siehe Wirkung der Plag-Register
n.
16-Bit-Opernd, n. kennzeichnet den Low-Teil Distance bzw. Abstand, Zweierkomplement-Drstellung, Bereich - 127 . . . + 128 Abstand vom Operationscode des Spungbefehls zur Zieladresse
d e
Taee 2.2 1 6-Bit-euppe
F
BC
DE
HL
Quele
SP
IX
Y
nn
(nn)
F
F1
BC
01 n. n
ED 4B n. n
DE
11 n. n
ED SB n. n
HL
21 n. n
2A n. n
31 n. n
ED 7B n. n
X
DD 21 n. n
DD 2A n. n
Y
FD 21 n. n
D
SP
z
I E L
FS
ED 43 n: n
ED 53 n. n
22
es
DS
ES
Plgregister F: S Z X H X PN N C n. oteil des Opeanden PUSH HL: SP Register SP - 1 -- H L SP - 2 POP HL: SP + 2 Register SP + 1 � H L SP Beispiel: (nn.) - L LD (nn.), HL (nn. + 1) - H =
DD F9
F9
(nn)
(SP)
(SP)
n. n
ED 73 n. n
FD F9
DD 22 n. n
FD 22 n. n
DD ES
FD ES
2A n. n
.. � DI 1,1 I � . u s l I
Cl
D1
El
DD E1 D
E1
.. P 0 PI
S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Viete Lieferung ·
Kapitel 6
ｾ＠
6-8
roprozessorteck
krorecner mit dem U880 Blatt 3)
Taelle 2.3
c
-
B latt
1986
z
Blockr�ot-Guppe
N
H
•
J
J
J
J
J
•
J
J
J
p
s
Quelle = (HL) - Laden DE) - HL) j HL u. DE, t BC
ED Al
DI
ED BJ
LDIR - Laden DE) - (HL)
J
ED A8
LDD
J
ED B8
DDR
ZIEL = DE)
Reg. HL bezeiclet die Quelle Reg. BC ist der Bytezähler Reg. DE bezeichnet das Ziel • PN-Flag = J, wenn BC·l = J, sonst
=
j HL u. DE, t BC, wdh. bis BC = J -
Laden DE) - (HL)
t HL u. DE, t BC
- Laden DE) - (HL) � HL u. DE, � BC, wdh. bis BC = J
-
1
Blicksuch-Guppe
SUCH-Adresse = (HL)
HL BC �
i
Flag:
ED Al
CPI
ED Bl
CPIRj HL, � BC wdh., bis BC = J oder bis Übereinst. geunden wid
ED A9
CPD � von HL u. BC
D B9
CPDR � von HL u. BC, wiederholen, bis BC = J oder bis Übereinstimmung geunden wird
j HL, � BC
bezeichnet den Speicheplatz, der mit dem Al-Inhalt veichen werden soll ., ist der Bytezhler iedrigung Em.) Erhöhung (Erh.) wiederholen - wdh. CPI, CPIR, CPD, CPDR c z p s N H t 1 t ') ') 1) Z = 1, wenn A = (HL), sonst = J 2) siehe Blocransport-Gruppe Tabelle 2.4
F
Tasch-Befehe
'
18 EXF
BC DE und HL
BC', DE' und HL'
IX
Y
DD E3
FD E3
-
09 EX I
I, I
DE
EX DE, HL
(SP)
EX (SP), I
Beispiel: EX (SP), L (SP + 1) - H -L (SP)
HL
I
EB I
E3
Taele 3. 1
LCI
I
RCI
U
I
I
I I
SI
I
Veschiebebefeht A
B
c
D
E
H
L
HL)
IX + e)
Y + e)
CB 87
CB 00
CB 01
CB 02
CB 03
CB 04
CB 05
CB 06
DD CB e 06
FD CB e 06
DD CB e OE
FD e OE
CB OF
CB 08
CB 09
CB OA
CB oc
CB oc
CB OE
B
CB 17
CB 10
CB 11
CB 12
CB 13
CB 14
CB 15
CB 16
DD e 16
FD e 16
CB 1F
CB 18
CB 19
CB 1A
CB 1B
CB 1C
CB 1D
CB 1E
DD CB e 1E
FD CB e 1E
CB 23
CB 24
CB 25
CB 26
DD CB e 26
FD CB e 26
CB 2B
CB 2C
CB 2D
CB 2E
DD CB e 2E
FD CB e 2E
CB 3B
CB 3C
CB 3D
CB 3E
DD CB e 3E
. FD CB e 3E
CB 27
CB 20
CB 21
CB 22
S/
I
CB 2F
CB 28
CB 29
CB 2A
SU
I
CB 3F
CB 38
CB 39
CB 3A
DI I
DI
CB OB
·
ED 6F
I
ED 67
�7
0
..
�7
..
j7
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0
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0
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0�
c
z
p
s
N
H
t
t
p
t
0
0
t
t
p
t
0
0
t
t
p
t
0
0
t
t
p
t
0
0
t
t
p
t
0
0
t
t
p
t
0
0
t
t
p
t
0
0
t
p
t
0
0
t
p
t
0
0
D � � �
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p "
�.\
�
---' ( Hll
LCA
07
t
0
0
�CA
0F
t
0
0
A
17
t
0
0
1F
t
0
0
A
Beispiel: LC A = CB 07 LCA = 07
Y = Cry-Flag
S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung ·
ｾ＠
Kapitel 6
Mkroprozessorteck
-
198 6
B latt
6-9
Mikrorecner mit dem U880 (Blatt 4)
Tabele 3.2
8-Bit·Arithmetik und ogik
Quelle des 2. Operanden L (HL) IX + d) H
Y + d)
n
c
z
p
DD 86 d
FD 86 d
C6 n
l
l
8E
DD BE d
FD BE d
CE n
l
95
96
DD 96 d
FD 96 d
D6 n
9C
9D
9E
DD 9E d
FD 9E d
A3
A4
A5
A6
DD A6 d
B
AC
AD
E
A
B
c
D
E
87
89
81
82
83
84
85
86
Addition mit Übertrag
8F
88
89
8A
8B
8C
8D
Substraktion
97
91
91
92
93
94
Substraktion mit Übertrag
9F
98
99
9A
9B
ND
A7
ll
Al
2
F
A8
A9
A
Addition
I
ADD /
I
ADC I
I
SUB /
I
SBC I
I
AND /
exklusives ODER I
XOR /
ODER OR I
CP /
DEC /
"
t
t
V t
"
t
t
t
V t
1
t
DE n
t
t
V t
1
t
FD A6 d
E6 n
"
t
p
l
"
1
FD
EE n
"
t
p
t
"
"
t
"
"
E
d
E
d
Bl
B2
B3
B4
B5
B6
DD B6 d
FD B6 d
F6 n
"
t
p
BF
B8
B9
BA
BB
BC
BD
BE
DD BE d
FD BE d
FE n
t
t
V t
1. t
3C
94
JC
14
lC
24
2C
34
DD 34 d
FD 34 d
t
V t
"
t
3D
95
JD
15
1D
25
2D
35
DD 35 d
FD 35 d
t
V t
1
t
IX
Y
I
Eniedrigung um 1
V t
BJ
I
Erhöhung um 1 INC /
H
B7 I
Vegleich
DD
N
s
I
ADD, C . : . CMP: Operationen mit Akku, Egebnis m Akku Beispiel: CMP 31H (bei A 30H: Z I, C 1, S 1) =
Tabele 3.3
=
=
=
1 6-Bit-Arithmetik
Ziel
Flag
c
z
p
s
t
c
t
N
0
z
p
s
N
t V t 0
1 1)
H X
H X X
Addition ohne Übertrag
Addition + Übetrag
ADC /
Flag unbeeinlußt
I
Substraktion + Übertrag SBC /
I
Erhöhen um 1 NC /
I
Eiedrigen un 1 DEC /
1) 0 - ADC 1 - SBC Beispiel: ADC BC
BC
DE
HL
SP
HL
99
19
29
39
IX
DD 99
DD 19
DD 39
Y
FD 99
FD 19
FD 39
HL
ED 4A
ED 5A
ED 6A
ED 7A
HL
ED 42 .
ED 52
ED 62
ED 72
93
13
23
33
DD 23
FD 23
JB
lB
2B
3B
DD 2B
FD 2B
I
ADD /
I
Quelle
DD 29 FD 29
Akkumuator-Zuatfunktlonen und og-peationen c
t t
z
t
p p
s
t
N
H
t
t V t
t
"
Beispiel: DAA Tabelle 3.4
"
Dezimalkorekur des Akkumulatos
DAA
27
Komplement des Aumulatos A
CPL
2F
t
Zweierkomplement des Akkumulatos A + 1
NEG
ED 44
X
Komplement des Übertrags-Flags :V
CCF
3F
SCF
37
"
Setzen des Übertrgs-Flags Y = 1
Asgabegruppe
Ziel (Kanaladresse) A
Quelle E
B
C
D
ED 41
ED 49
ED 51
H
L
ED 61
ED 69
n D3 n
OT /i
(C) ED 19
OT / OI Ausgabe + j HL + l B
ED 59
ED A3
(C)
OIR Ausgabe + j
HL + l B wiederholen, bis B = J
OD Ausgabe +
l HL + B
ODR Ausgabe +
l HL + B wiederholen,
bis B = J
ED B3
(C)
(C)
ED BB
()
Ziel A
NI I
Kanaladresse n = DR (C) = DR DB ED 78 n
B
ED 49
c
ED 48 ED 59
D E
ED 58
H
ED 69
L
ED 68
F
Flags
ED 79
I' Eingabe + j HL +
(HL)
lB
IR' Eingabe und j HL,
l B, wiederholen, bis B = J
(HL)
ED B2
ED AA
DR1 Eingabe und j HL
(HL)
ED BA
1 Block-Eingabe-Befehle
t Erhöhen Eniedrigen
on O IR
OUTD ' OTDR I : Z = 1, wenn B - 1 = J, sonst Z
p
s
N H
X X X X
X X X X
X X X X
=
J
ED
(HL)
l B wiederholen, bis B = J
z
2
D' Eingabe und j HL
lB
c
OUTr, OUTn
Eingabeguppe
Eingabe
BlockAusgabeBefehle
ED B
Beispiel: OUT XH ür D3 X, OUT A r ED 79 j ErhÖhen l Emiedrigen Tabele 3.5
(HL)
Beispiel: IN 17H : DB 17 IN C : ED48 c
IN INF INI INIR IND INDR I : Z = 1, wenn B - 1
z
p
s
N H
t
p
t
"
X X 1 1 X X 1 I X X 1 1 X X 1 = J, sonst Z = J I
t
X X X X
S C H A LT U N G S S A M M L U N G
ｾ＠
Kapitel 6
-
·
Vierte Lieferung
Mikroprozessorteck
· 1986
Blatt
6- 10
Mikrorecner mit dem U880 (Blatt 5) Spung-, Untepogammafrf und Rücpunuppe
Tabele 4. 1
Spung zur Adresse nn.
C=1
C=!
Z=1
Z=!
PV = 1
PV = !
S=1
S=!
C3 n. n
DA n. n
D2 n. n
CA n. n
C2 n. n
n. n
A
E2 n. n
FA n. n
JPNC
JPZ
JPNZ
JPPE
JPPO
JPP
3! e-2
28 e-2 Ze
2! e-2 NZ e
JPM
F2 n. n
EC n. n
n. n
4
FC n. n
F4 n. n
P
Relativer Spung nach PC + e
CA.. Unterprogrammaufuf ab ADR nn.
Rückspung zu (SP) (SP + 1)
Sprung
18 e-2 Re
P HL)
38 e-2 RC e
NC e
DC n. n
CALL
D4 n. n
CAC
CANC
D8
D! NC
ET
RC
C4 n. n
cc
n. n
CAZ
CANZ
CAPE
CAPO
CAM
CAP
C8
C! NZ
E8
E!
F8
F9
Z
RPE
M
RPO
Reg. B=9
RP
1! e-2
E9
zum Inhalt eines P X)
DD E9
Speicherplatzes
FD E9
P Y)
C
CD n. n C9
DNZ � B, Spung bei B * 9 auf PC + e
Bedingung
unbedingt
Tabelle 4. 3
Bit-Manipulatiosguppe
BIT TESTEN
BitNr.
BT
Register B A
c
D
E
H
L
(HL)
Speicheplatz (IX + d) Y + d)
NrJ, fRe/ !
CB 47
CB 4!
CB 41
CB 42
CB 43
CB 44
CB 45
CB 46
Rückspung vom nicht maskieten Inteupt ETN (SP) ED ZU (SP + 1) 45
DD CB d 46
FD CB d 46
1
CB 4F
CB 48
CB 49
CB 4A
CB 4B
CB 4C
CB 4D
CB 4E
DD CB d 4E
FD CB d 4E
Beispiel: JRC•l; Kode: 3! FD Flags unbeeinlußt
2
CB 57
CB 59
CB 51
CB 52
CB 53
CB 54
CB 55
CB 56
DD CB d 56
FD CB d 56
3
CB 5F
CB 58
CB 59
CB 5A
CB SB
CB SC
CB 5D
CB SE
DD CB d SE
FD CB d SE
4
CB 67
CB 6!
CB 61
CB 62
CB 63
CB 64
CB 65
CB 66
DD CB d 66
FD CB d 66
5
CB 6F
CB 68
CB 69
CB 6A
CB 6B
CB 6C
CB 6b
CB 6E
DD CB d 6E
FD CB d 6E
6
CB 77
CB 79
CB 71
CB 72
CB 73
CB 74
CB 75
CB 76
DD CB d 76
FD CB d 76
7
CB 7F
CB 78
CB 79
CB 7A
CB 7B
CB 7C
CB 7D
CB 7E
DD CB d 7E
FD CB d 7E
Rückspung ETI zu (SP) ED vom Inteupt (SP + 1) 4D
RETART-Guppe
Tabele 4.2
!JOOH 00J8H 001JH 0018H J!2JH 00289 9!398 0038H
ZielAdresse
Sonerbefehe NOP LT
T abweisen DI T annehmen EI
Setzen INT mode 9 ·
IM8
Setzen INT mode 1 Ml
·
Setzen INT mode 2 1M 2
·
OP CODE
Mnemonik
C7 CF D7 DF E7 EF F7
RSTOH RST!8H RST 19H RST 18H RST29H RST28H RST3!H RST 38H
F
00 76 F3 FB ED 46 ED 56 ED SE
Beispiel: Bit 3, A
p s N H X X 0 1 B = Komplement des getesteten Bit X = Flag unbestimmt c
z
n
BIT SETZEN
SET
BitNr.
Register B A
c
D
E
H
Speicheplatz IX + d) Y + d)
L
(HL)
CB
CB C6
DD CB d C6
FD CB d C6
CB C7
CB CJ
CB Cl
CB C2
CB C3
CB C4
CB CF
CB
CB C9
CB CA
CB CB
cc
CB CD
CB CE
DD CB d CE
FD CB d CE
CB D7
CB
CB Dl
CB D2
CB D3
CB D4
CB DS
CB D6
DD CB d D6
FD CB d D6
CB DF
CB DS
CB D9
CB DA
CB DB
CB DC
CB DD
CB DE
DD CB d DE
FD CB d DE
4
CB E7
CB EJ
CB El
CB E2
CB E3
CB E4
CB ES
CB E6
DD CB d E6
FD CB d E6
s
CB EF
CB ES
CB E9
CB EA
CB EB
CB EC
CB ED
CB EE
DD CB d EE
FD CB d EE
6
CB F7
CB FJ
CB Fl
CB F2
CB F3
CB F4
CB FS
CB F6
DD CB d F6
FD CB d F6
7
CB FF
CB FS
CB F9
CB FA
CB FB
CB FC
CB FD
CB FE
DD CB d FE
FD CB d FE
NrJ, Rel J
2
BIT BitLÖSCHEN Nr.
es
J
CB
es
Register A B
c
D
E
H
L
(HL)
CB S7
CB SJ
CB Sl
CB S2
CB S3
CB S4
CB
CB S6
DD CB d S6
FD CB d S6
CB 8F
CB 8S
CB S9
CB SA
CB SB
CB SC
CB SD
CB SE
DD CB d SE
FD CB d BE
2
CB 97
CB 9J
CB 91
CB 92
CB 93
CB 94
CB 9S
CB 96
DD CB d 96
FD CB d 96
3
CB 9F
CB 9S
CB 99
CB 9A
CB 9B
CB 9C
CB 9D
CB 9E
DD CB d 9E
FD CB d 9E
4
CB A7
CB
CB Al
CB
CB A3
CB A4
CB AS
CB A6
DD CB d A6
FD CB d A6
CB A
CB B
CB AC
CB
DD CB d
FD CB d
RES
NrJ, Rel J
s
CB AF
J
B
AS
CB A9
2
ss
CB
D
E
Speicheplatz IX + d) Y + d)
E
E
FD CB d BE
6
CB B7
CB BJ
CB Bl
CB B2
CB B3
CB B4
CB BS
CB B6
DD CB d B6
7
CB BF
CB B8
CB B9
CB BA
CB BB
CB BC
CB BD
CB BE
DD CB d BE
Taelk 4. 4
Bit-ManipuatioMguppe
alle Flags unbeeinlußt Beispiel: SET 3, (HL) Tabelle 4. 5
Bit-ManipuatioMgupe
FD CB d B6
alle Flags unbeeilußt Beispiel: RES J, X + 3)
S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung ·
Kapitel 6
-
198 6
Mkroprozessorteck
Mkrorecner mit dem U880 Blatt 6) Tabelle 4. 6
A B
Ziel
D E
61 69 61 69
7C 44 4C 54 SC 62 63 64 6A 6B 6C 62 63 6A 6B
c
SLL
67 6F 67 6F
60 68 60 68
IXH
c
A B D E IXH IXL IYH IYL
Vorbyte FD
Vorbyte DD IXL 7D 45 4D 55 5D 65 6D
n
26n 2En 26n 2En
H
7C 44 4C 54 SC
H
L:
84 SC 94 9C A4 AC B4 BC 24 25
85 8D 95 9D A5
IXH
L
ADD ADC SUB SBC D
7D 45 4D 55 5D
64 6C
65 6D
6- 11
Egänzung 8-Bit·Arithmeti/ogik (nicht im MAPS K 1 520 enthalten)
Egänzung 8-Bit-egruppe (nicht im MAPS K 1 520 enthalen)
Quelle
Blatt
XOR OR
CMP NC DEC
IXL:
Vorbyte FD Vorbyte DD
D
B5 BD 2C 2D
A
B
c
D
E
H
L
(HL)
(IX + d)
(IY + d)
CB 37
CB 30
CB 31
CB 32
CB 33
CB 34
CB 35
CB 36
DD CB d 36
FD CB d 36 Takte und Zyklen wie SLA bzw. andere ArithmetikTransportoperation
Flagreaktion wie bei S/ I, nur Einschieben von >>1<< statt >>l<<
2.4.
Einheitliche Anschlußbelegung aller Bauuppen
Für den Aubau aller Rechnerbauguppen soll die iir den K 1 520 festgelegte Bus-Stuktur benutzt werden. Die Signale lie gen auf 2 5 8poligen Stecken des Typs 304-58 TGL 29 3 3 1103. Die Leiterplatten haben das einheitliche Fomat von 2 1 5 mm x 170 mm. Die CPU-Bauguppe des Lensystems be nutzt nur den Stecker Xl, die PIO-Signale und der Takt des Steckers X2 sind grifseitig angeschlossen. Wenn nur das eweiterte System aufgebaut werden soll, emp iehlt sich auch für die CPU das größere Leiteplattenfomat und die Ergänzung von BUS-Treiben iir Daten und Adressen sowie Steuersignale. Alle Bauguppen sollten Eingangssignale nur mit einer Low-Po wer-TL-Last belasten (in Ausnahmen eine TL-Last). Tabelle 5 zeigt die Busbelegung.
3.
Eweitertes System mit dem Prozessor UBBO
3.1.
Hrdwre zur Zustandsanzeige und Testpunktlogk
Programmstellen den Schrittbetrieb einstellen zu können, muß eine Schaltung zum Stoppen des Prozessors auf beliebigen Adressen ergänzt werden. Dazu wird eine voreingestellte Adresse mit der laufenden Adresse veglichen. Bei Gleichheit wird WAlT aktiv. Dann kann eine Taste betätigt werden, die die weitere Arbeit im Schrittbetrieb emöglicht. Bei eneuter Einstellung einer Ver gleichsadresse und Lösen der Schritt-Taste geht der Prozessor wieder bis zu einem neuen Testpunkt in den Echtzeitbetrieb. Der Hardware-Testpunkt kann auch zu einer weiteren Verbesse rung der Programmtestuns benutzt werden. Das bereits beschrie bene Verfaren zur Realisieung eines Sotware-Testpunktes er fordert einen Test im RAM-Bereich. Wenn auch Programme im EPROM-Bereich getestet werden sollen, kann das Signal am Ausgang der Vergleichsschaltung zur Auslösung eines Interupts benutzt werden. Im Interuptprogramm wird dann der schon ge schilderte Ablauf zur Registeranzeige gestartet.
3.2.
Beim eweiterten System wird davon ausgegangen, daß Anwen derbaugruppen wie Tastatur, Bildschirm und weitere Aus- und Eingabeschaltungen angeschlossen werden. Um diese Baugrup pen hardwaremäßig one Logikanalysatoren und ähnliche Ge räte zu püfen, soll außer dem Sotwaretestpunkt eine Möglich keit vorgesehen werden, Beehle im Schrittbetrieb und zyklusweise abzuarbeiten. Dazu wird T aktiv und nur kurz zeitig auf einen Tastenduck n inaktiv gemacht. Der Prozessor bleibt dabei im Takt 3 stehen, und auf dem Datenbus liegen die Speicherinhalte (MI-Zyklus) oder die EiD-/Ausgabedaten (IORQ-Zyklus). Im IORQ-Zyklus liegt auf dem Adressenbus (Bit ß bis Bit 7) die I/0-Adresse. Für Schrittbetrieb muß die An zeige von Daten- und Adressenbus vorhanden sein. Eine solche nordnung gestattet es, mit einem Voltmeter oder einer nzeige für TL-Pegel die Signale (z. B. Chip-Select) einzelner Bausteine oder Datenbusbelegungen ru püfen. Damit können etwa 80 % aller Fehler in Bauguppen geunden werden. Um an beliebigen
Schaltungserläuterung
Bild 3 zeigt den Schaltungsteil zur Anzeige des Daten- und Adressenbusses. Mit einem Teil eines SN 741 3 (K 1 55 TI1) wird eine Frequenz von etwa 1 kHz erzeugt. Im Baustein D 1 95 wird bei Einschalten durch eine RC-Kombination m Anschluß MC ein Ladeimpuls erzeugt, der die Belegung 1,0,0,0 ür QA bis QD lädt. Im 1-kHz-Takt wird der High-Pegel durchgeschoben. Dieser Pegel aktiviert immer einen der drei Transistortreiber, die die Anoden der Anzeigeelemente speisen. Bei Verlöschen der Anzeige (z. B. durch kurzzeitiges Absinken der Spannung + 5 V) ist ein eneutes Laden durch Betätigen der E SET-Taste notwendig. Die anzuzeigenden Daten werden ebenfalls in drei Guppen (Adressen ß bis 7, Adressen 8 bis 15, Datenbus) geteilt. Der Ausgangspegel QA bis QC des D 1 95 aktiviert immer einen Baustein 8212, die beiden anderen verbleiben im hochohmigen Zustand. Die beiden Dekoder stellen den Kode ür die 7-Seg ment-Anzeigen zur Verfügung. Die Helligkeit der Anzeige kann durch Widerstände nach + 5 V oder Masse am Steckeranschluß
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•12 V
S} A l2
Bild 3
Anzeigeschaltung ir Zustände des Daten- und Adres senbusses. Die Schaltungsteile nach Bild 3 und Bild 4 werden auf einer Leiterplatte untergebracht. Die 7-Senent-Anzei gen sind mechanisch an die später zu ergänzende Ta statur angegliedert. Die Stecker Xl, X2 sind entspre chend dem K 1 520-Bus belegt, X3 kann auch anders als angegeben belegt werden
X3:C4 beeinlußt werden. Da die Dekoder-Bausteine Konstant ströme abgeben, brauchen keine Vowiderstände vogesehen zu werden. Die Bausteine 8212 werden zu U oder : bzw. Q oder ' geladen. Lade- und Multiplexsignale laufen asynchron. Damit gelangen alle Daten und Adressen zur Anzeige, die im WlT-Zustand stabil sind. Im Interupt-Annnezyklus wird der anliegende Inteuptvek tor erst nach zwei Wartetakten abgetastet. Da er zu Beginn des IORQ-Signals noch nicht anliegt, wird der Interuptvektor nicht angezeigt. Falls eine Anzeige gefordert wird, muß der Ladeim puls mit einem D 121 verzögert werden. Bild 4 zeigt den Schaltungsteil zur WlT -Steueung und zur An- · zeige der Zustände. Die Zustandssignal-Leitungen des K1 520-Busses sollen mit maximal 2 Low-Power-Gatterlasten bela stet werden, die Ausgänge WAIT usw. mit einer TTL-Last. Zur Anzeige werden Leuchtdioden mit maximal 13 A DurchlaB strom benutzt. Damit können die Ausgänge des Bausteins DS 821 6 gleichzeitig eine Leuchtdiode und zwei TTL-Eingänge bedienen. Einige Signale (z. B. WAIT) werden über D 1 08-Gatter ange schlossen. Für den Schrittbetrieb wird T aktiv (konstant 0) gemacht. Der Prozessor bleibt im Takt T3 des jeweiligen Zyklus stehen. Durch einen entprellten Tastenimpuls wird in einem D 1 74 ein
Tabele 1
Schaltteillste
Baustein-Nr. 23 41, 60 33 35 32, 54 30 44, 45, 55, 56 43 50, 51 20, 2 1 1 0 , 11, 1 2
Baustein-Typ 0 104 0 100 0 108 SN 7 413, K 155TL 1 0 103 0 174 SN 7 485, K 155 SP 1 0 195 0 346 OS 8 216 OS 8 212 VQA 13, 10 Stck. VQB 73, 6 Stck. 3 Stck. Transistoren BC 177 o. ä. weitere Bauelemente laut Stromlaufplan
Einzelimpuls aus dem Takt ausgeblendet. Dieser erzeugt kurz zeitig ein inaktives WAlT, und der Prozessor läut in den näch sten Zyklus ein. In einem weiteren Teil des SN 741 3 wird eine Frequenz von etwa 2 Hz erzeugt. Diese Frequenz wird wahlweise statt des Tastenimpulses zur Erzeugung eines langsamen auto matischen Schrittbetriebes benutzt. Die beiden D 1 03 -Gatter stellen gegenphasige Takte bereit und werden vom gleichen Schalter aktiviert, der die Handtaste ab schaltet. Mit automatischem Schrittbetrieb lassen sich die vom Programm durchlaufenen Adressenbereiche gerade noch an der Anzeige erkennen. So kann bei der Testung von Programmen auf einfache Weise ein Überblick über den Ablauf gewonnen werden. Der Hardware-Testpunkt wird an den Schalten TP O bis TP 1 5 eingestellt. Die Vergleicher-Bausteine SN 7485 und die Adres sentreiber 74LS241 oder DS8286 werden so getastet, daß nur zu
S C H A LT U N G S S A M M L U N G
Kapitel 6
Mikrorecner it dem U880
p
RD
R
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IORQ
C l'
XI•
I
6
. I
A 9
·
·
19 8 6
B latt
6 - 12
(Blatt 7)
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Vierte Lieferung ssorteck Mikroproze
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Bild 4
01
Schaltung zur nzeige der Steuersignale und zum An· schluß der Testpunktschalter. Testpunktschalter und Leuchtdioden werden entsprechend der Erläuterung zu Bild 3 aufgebaut
D Q = aktiv verglichen wird. Damit können nur die Adressen des Befehlshole·Zyklus als Haltepunkt wirken. Bei Gleichheit von eingestelltem Testpunkt und Adresse m Ml-Zyklus wird über das Signal »Spere« die AIT-Schaltung aktiv. Es kann dann entweder der Schrittbetrieb eingestellt wer den, oder ein neuer Testpunkt und ein einzelner Schritt-Takt sind anzugeben. Wenn keine SN 7485 zur Veriigung stehen, können EXCLUSIV-OR-Bausteine der CMOS-Reihe V4030) in entsprechender Beschattung vewendet werden. Statt des Bausteins SN 741 3 kann auch eine Generatorschaltung aus D J OO-Gatten (siehe Blatt 6-4, Dritte Liefeung) vewendet werden.
3.3.
Eweiterung der Baugruppe »Testpukt- und Zustands anzeige«
Die in den Bilden 3 und 4 gezeigten Bauelemente sollten auf einer Universal-Leiterplatte des Typs U23 Nr. 15382 des VEB Elektrophysikalsche Werstätten Neuuppin (Lötinseln mit 2 bis 3 Bohrungen m Raster 2,5 m) aufgebaut werden. Auf den freien Plätzen können die Funktionselemente zum Anschluß der Tastatur untergebracht werden. Um 64 Tasten zu 'edienen, wird ein Baustein U 85 5 benötigt. Dazu gehören ein Adressendekader DS 8205 und einige Gundgatter. Um die SHIFT-Taste (Um schaltung von Zifen auf Zeichen) anzuschließen, muß noch ein Baustein DS 82 1 6 und ein Stecker SL 302-87 (TGL 29 3 3 1/03) n der Leiterplatten-Rückseite vorgesehen werden. Wenn ür diesen Zweck einer der beiden Bausteine U855 auf der Leiterplatte »Zentraleinheit« des Lensystems vewendet werden soll, entfallen Dekoder, PIO und Stecker. Es muß allerdings ein Anschlußkabel zum Baustein DS 82 1 6 mit mindestens 8 An schlüssen vorgesehen werden. Als zweiten Stecker sollte man an der Rückseite .der Leiterplatte den Anschlußstecker zum Anschluß des Handlochstreifenlesers anbringen. Steckertyp und Belegung entsprechen Bild 1 8 auf Blatt 6 - 12 der Dritten Liefeung.
Tabelle 5
(nicht immer)
Belegung s K-1 520-Rücverdahtunsbsses (Busrichtlinie)
B bzw. C SP 12P /BAI /HALT /RDY /IORQ /INT 00 00 /BUSRQ AB 1 AB 3 AB S AB ? (SN) AB 9 B 11 AB 13 AB 1S /lEI /MBMDI /RD DB O DB 2 DB 4 DB 6 SPG Masse Masse
29 . 28 27 26 2S 24 23 22 21 20 19 18 17 16 1S 14 13 12 11 10 9 8 7 6 s
4 3
2 1
A SP (+ S V) 12P (+ 12 V) IBAO /M1 IFSH WAIT /NMI /1001 TAKT l IRESET AB O AB 2 AB 4 AB 6 SN ( - S V) AB 8 AB 10 AB 12 AB 14 /IBO /MREQ
CTC (Spgs.-Übew.) (. Netzeinschaltg.) .BVB
PIO
R
DB 1 DB 3 DB S DB 7 SPG (f.Speicher) Masse Masse
(parall. lEI) (Mehrech. k.) Anwenderspannung Anwendersignal
Literatur
[ 1) H. BartholdIH. Bäurich ;
Mikroprozessoren - Mikroelektronische Schaltkreise und ihre Anwendung (Teil 2). Band 187 der Reihe »electronica«, Berlin 1 980 (3 . Aulage 1985, Band 222/223).
[21 . W. Schwarz!G. Myer!D. Eckhardt;
Mikrorechnewirkungsweise, Programmieung, Applikation. Berlin 1 98 1 .
[3) G . Wa�e!B. Grafunder;
Mikrorechneprogrammieung - Gerätetechnik. Band 7 der Reihe »Berichte zur Nachrichtentechnik«. Institut iir Nachrichtentechnik Berlin, Berlin 1 980. ·
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{
B bzw. C Masse Masse 12N /lEU CLK!TRG O CLK!TRG 1 CLK!TRG 2 SUB /MEMDI 2 ISA Mempr /OPR /PASTB PA 1 PA 3 PA S PA 7 /PARDY PB 1 PB 3 PB S PB ? IEP /PRDY /RES TAKTl SP
c
A Masse Masse 12N ( - 12 V, Rohspg.) /IB01 (2. Prioritätskette)
2S 24 23 22 21 20 19 18 17 16 1S 14 13 12 11 10 9 8 7 6
ZC/TO I ZCITO 1 CTC ZC/T0 2 CLK/TRG 3 /MBMDI 1 /RDAS (Spgs. übew.) Memas f.BVE /OAS /PBSTB PA O PIO PA 2 PA 4 PA 6 /PBRDY · PB O PB 2 PB 4 PB 6 UM /PSTB 00 (Mehrrechnerkoppl.) 00 Anwenderspannung Anwendersignal SP ( + S V)
29 28 27 26
s
4 3 2 1
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Kapitel 6
-
Mikroprozessorteck
Einplatinencomputer mit dem U880 (Blatt 1)
1.
198 6
Blatt
6-13
Einleitung
busleitung mit 6 Schaltkreisen 821 2 1 82 1 6 betrieben. Es wurde die höchste Taktfrequenz gemessen, bei der die Schaltung noch Der Einplatinencomputer C-80 ist ein eigenständiger Mikrocom einwandfrei arbeitete. Dieser Wert ist in starkem Maße von den puter mit der CPU U880D, 2 KByte EPROM, 1 KByte M und Daten der vewendeten Bauelemente abhängig. Mit mehreren 40 frei verügbaren Ein-/Ausgabeleitungen. Die gesamte Schal untersuchten 2,5-MHz-CPUs und nicht ausgesuchten Bauele tung benötigt lediglich 12 Schaltkreise und läßt sich auf ener menten wurden in allen Fällen Taktfrequenzen weit über 3 MHz Universal-Leiterplatte 95 mm x 1 70 mm unterbringen. Alle Si erreicht! gnalleiungen der CPU werden über einen 58poligen Steckver Diese Ergebnisse überzeugten den Autor davon, daß es zuminde binder herausgeührt. Die ·steckerbelegung entspricht der des Ktens in kleinen Mikrorechnersystemen empfehlenswert ist, ' 1 52 0-Systembus. Die Ein-/Ausgabeleitungen führen auf einen CMOS statt TL einzusetzen. So können Bustreiber zum größ frontseitigen Steckverbinder. Der Beitrag beschreibt weiterhin ten Teil eingespart werden. Man gelangt damit ;u Systemen mit den Anschluß einer Hexadezimaltastatur, einer 8stelligen 7-Seg geringem Bauelementeaufwand und minimaler Verlustleistung bei vergleichbarer Leistungsfihigkeit mit industriellen Syste ment-Anzeige und eines handelsüblichen Kassettenrecorders. men. Die verbleibenden 20 Ein-/Ausgabeleitungen können zum An Zwei Nachteile sollen allerdings nicht unewähnt bleiben. Zum schluß weiterer Peripherie benutzt werden. Das entwickelte Monitorprogramm belegt 1 KByte im Speicher- . einen ist die U880-CPU nicht CMOS-kompatibel. Die CPU-Aus bereich. Damit sind alle Voraussetzungen ir das Erstellen und gänge garantieren nicht den eforderlichen »High«-Pegel von Testen eigener Programme auf Maschinenkode-Ebene gegeben. mindestens 3,5 V ür die CMOS-Eingänge. Deshalb wurden die Die Programme können mit Hilfe eines Kassettenrecorders dau Widerstände R l l bis R 19 zum Anheben des H-Pegels einge setzt. Die Meßergebnisse kamen aber auch ohne diese Wider erhat gespeichert werden. Großer Wert wurde auf minimale Bauelementekosten und weit stände zustande. gehende Kompatibilität zu bestehenden Systemen gelegt Es Als zweiter Nachteil ist zu werten, daß Fremdspannungen auf de. Systembusleitungen zur Beschädigung aller angeschlossenen kommen ausschließlich Bauelemente aus der DDR-Produktion Schaltkreise Uhren können. Dem kann nur durch sorgfältiges zur Anendung. Das vewendete Aufzeicnungsvefahren ir Arbeiten begegnet werden. die Daten- und Programabspeicheung auf einem Kassetten recorder ist mit dem Verfahren des Poycomputers PC-880 kompa tibel. Die entwickelten Hard- und Softwarelösungen lassen sich 2.1. Taktgenerator auf andere U 880-Systeme übertragen. Mit dem Anschluß weite rer Steckeinheiten kann e� Mikrorechnersystem mit eweiter Der Taktgenerator wird mit einer TL-IS aufgebaut, um eine tem Speicheumfag und komfortableren Ein-/Ausgabemöglich Flankensteilheit von weniger als 30 ns ür die U 880-CPU zu ga keiten aufgebaut werden. rantieren. Zwei Negatoren bilden die eigentliche Oszillatorschal Der beschriebene Einplatinencomputer C-80 eignet sich zur Ein tung. Der Transistor VTl ist als Emitterfolger geschaltet und be arbeitung in die Hard- und Sotwareproblematik des U 880. Es wirkt einen hohen Eingangswiderstand der Oszillatorschaltung. lassen sich kleine leistungsame Steueungen auf Mikrorechner · Die Jegenkopplung mit R 1 stellt einen . stabilen Arbeitspunkt in basis entwickeln. Der C-80 eignet sich aber auch als CPU-Platine für ein umfangreicheres System. der Nähe des Umschaltpunktes des TL-Negators ein. Zwischen Gundkenntnisse in der Funktionsweise des U 880 und der zuge den Punkten B und C kann ein Quarz angeschlossen werden, der hörigen Peripheriebausteine sowie des praktischen Aubaus digi im Frequenzbereich von 500 kHz bis 2,5 MHz schwingt Die taler �chaltungen werden vorausgesetzt Alle Adressen werden nachfolgende Triggerschaltung liefert ein etwa symmetrisches hexadezimal angegeben. Allen HEX-Zahlen, die mit A . . . F be Taktsignal mit entsprechender Flankensteilheit R S gewährlei stet den notwendigen »High«-Pegel des Taktsignals. ginnen, wird eine Uhrende »0« vorangestellt. Der Buch Die hochohmige Oszillatorschaltung erlaubt auch den Einsatz stabe. »H« am Schluß der Zahl weist auf die hexadezimale preiswerter 455-kHz-Piezoilter zur Shwingungserzeugung. Das Schreibweise hin. Filter wird zwischen den unkten A und B angeschlossen. Damit kann Beschaungsproblemen ir einen teuren· Quarz anfangs 2. Schltungsbeschreibung des C-80 aus dem Wege gegangen werden. Für viele Anwendungen ist diese geringe Taktfrequenz völlig ausreichend. Beispielsweise be Bild 1 zeigt den Stromlaufplan des Einplatinencomputers. Die reitete die Software ir die Magnetbandspeicheung, bei der eine Leiterplatte enthält die CPU U880D, 2 KByte EPROM U555 C), serielle Übetragungsgeschwindigkeit von immerhin 1 200 bit/s l KByte M U21 4 D), zwei PIO-Bausteine U855D, den Takt rein softwaremäßig realisiert wird, selbst mit dieser geringen generator und einen Adreßdekoder mit CMOS-Bausteinen. Es Taktfrequenz keine Schwierigkeiten. werden keine Bustreiber eingesetzt. Die CPU-Ausgänge treiben Bei geschlossenem Schalter S liegt die Taktfrequenz als TTL-Si direkt den Systembus. Alle CPU-Ausgänge sind TTL-kompati gnal am Systembus an. Bei geöfnetem Schalter kann über den Systembus ein extener Takt eingespeist werden. Damit besteht bel. Die U 880-CPU garantiert ihre statischen und dynamischen Kennwerte bei einer Belastung der Ausgänge mit einer Standard die Möglichkeit, Einzeltaktbetrieb durchzuihren. TL-Last und einer Lastkapazität von 50 pF. Bei einer Vergröße ung der Lastkapazität auf 100 pF verlängen sich die Verzöge Adreßdekoder ungszeiten um etwa 30 ns. 2.2. In der Schaltung nach Bild 1 wird die CPU ausschließlich durch MOS- bzw. CMOS-Eingänge belastet. Die statische Belastung Für den Adreßdekoder werden nur einfache CMOS-Gatter (IS7 kann venachlässigt werden. Der Einluß der Lastkapazität auf bis I S lO) vewendet. Der Einsatz eines 1-aus-10-Dekoders die Funktionsfihigkeit der Schaltung spielt erst im Bereich der U4028D) bringt keine Einspaung, daür aber eine größere Ver maximalen Taktfrequenzen eine Rolle. Bei Minimalsystemei ist zögeungszeit ir die E-Signale. Die E-Signale werden durch es in der Regel vorzuziehen, auf Bustreiber zu verzichten und Verknüpuns der höchstwertigsten Adreßsignale AlO bis AlS eine kleinere Taktfrequenz in Kauf zu nehmen. Bustreiber brin und des �-Signals gebildet. Die EPROM werden nur . bei gen neben dem erhöhten Bauelementeauwand · insbesondere Speicherlesezyklen � = »Low«, D = »Low«) aktiviert. eine hohe Stromaufnahme mit sich. Bild 2 zeigt die sich ergebende Adreßbelegung der Speicher-IS. Um die Funktionsfihigkeit der vorliegenden · Schaltung zu te Alle Adressen oberhalb 1 000 H können ür die extene Dekodie sten, wurde der Einplatinencomputer versuchsweise an einem ung weiterer Speicherschaltreise benutzt werden. Der M etwa 50 cm langen Systembus bei einer Belastung jeder Systemwird im Adreßbereich von 0800H . . . OBFFH ein zweites Mal ·
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Kapitel 6
-
Mikroprozessorteck
198 6
Blatt
6 - 14
Einplatinencomputer mit dem U880 (Blatt 2) ADR
CPU - Schr•ibzyk/us
( HEX)
FFFF
---Fr•i ,
CPU - Signale kann für Sp•ich tr
orweitorung•n w•rden
g•nuzt
AO
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---EPROM
2
--- EPROM
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Bild 2
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(Monitoprogramm )
Speicherplan des Einplatinencomputers
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Takt
1000
OFCO
TI
._\---------{
A 15 A " A 11
A I)
ausdekodiert Diese Adressen sollten nicht angesprochen wer den. Man erhält damit, abgesehen vom nicht nutzbaren Bereich, die gleiche AdreßbeJegung wie die ZRE des K-1 520-Systems. Das Monitorprogramm belegt 1 Byte im ersten EPROM (OOOOH . . . 03FFH) und 64 Byte im RAM (OFCOH . . . OFFFH). Das zweite EPROM kai iir Anwenderprogramme oder Monitoreweiteungen benutzt werden. Für den RAM-Bereich werden zwei Schaltkreise U21 4 D (1 KBit x 4 ) eingesetzt. Diese Schaltkreise haben bidirektionale Datenleitungen, die direkt an den Datenbu� der CPU geschaltet werden. Leider steht kein separater E-Eingang (»Output En able«) zur Verfügung. Die Datenausgänge des RAM werden· bei 5 = »Low« und E = »High« aktiv. Wird das '-Signal allein aus dem '-Signal und einer gültigen Adresse dekodiert, kommt es bei Speicherschreibzyklen durch das verzögerte :: Signal zu Konlikten auf dem Datenbus. Das 5-Signal darf erst bei gültigem :- oder U-Signal der CPU aktiv werden (siehe Bild 3).
2.3.
PIO-nscluß
Für die Adressieung der Ein-/Ausgabehausteine wird kein ge sonderter Dekoder vewendet. Die E-Eingänge der beiden PIO sind direkt mit den Adreßleitungen A6 bzw. A7 der CPU ver bunden. Bei gleichartiger Vewendung von 2 bis A5 können ex ten 4 weitere EtA-Bausteine (PIO, SIO, CTC) angeschlossen werden. Durch den Einsatz eines Dekoders kann die Anzahl der zusätzlich anschließbaren Schaltkre ise auf 16 erhöht werden. Die Adreßleitung AO wird zur Portauswahl (B/A) benutzt und Al zur Unterscheidung zwischen Daten- und Steuerport (C/D). Aus Tabelle 1 sind alle Ein-/Ausgabeadressen eSichtlich. Alle 40 EiD-/Ausgabeleitungen der PIO führen zu einer 58poli gen Buchsenleiste auf der Frontseite der Leiterplatte. Zusätzlich werden die Betriebsspannungen, die m-Leitung und die T-Leitung herausgeiirt. Beide PIO-Bausteine können einen Interupt auslösen. PIO 1 (Dl l) hat die höchste Priorität und wird vom Monitorprogramm für alle Ein-/Ausgaben vewendet. Der IBO-Ausgang von PI0 2 wird negiert auf den Systembus geührt. Bild 4 zeigt die Stecker belegung der frontseitigen Buchsenleiste.
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MREQ
r
von d•r CPU
zum RAM
RD
WR
WE
Bild 3
Anschluß des statischen RAM U 2 1 4 an die U 880-CPU. Ohne Gatter 1 wird das CE-Signal bei Schreibzyklen zu frih aktiv. Die Datenausgnge der CPU und des M sind dabei zeitweise gegeneinandergeschaltet!
Tabelle 1
Belegung er Ein-!Ausgabe-Adssen
E/A-Adresse (HEX) 7C 7D 7E 7F BC BD BE BF CO . . . FE
2.4.
Bedeutung PORT A, Datenbyte PORT B, Datenbyte PORT A, Steuerbyte PORT B, Steuerbyte PORT A, Datenbyte PORT B, Datenbyte PORT A, Steuerbyte PORT B, Steuerbyte frei
PIO 2 (Anwender-PIO) PIO 1 (System-PIO)
Systembus
Alle CPU-Anschlüsse iihren auf einen 58poligen Steckverbin der. Die Signalbelegung entspricht der des K-1 520-Systembus; die Signale Y, I, �. I und I sind nicht be schaltet. Die maximale Belastbarkeit der Busleitungen beträgt allerdings nur eine Standard-TL-Last. Die Taktleitung ist höher belastbar und kann als Eingang oder Ausgang benutzt werden. Alle CPU-Eingänge liegen über Widerstände an + 5 V. Die Inter ruptmöglichkeiten der U880-CPU sind ohne Einschränkungen nutzbar. Das Ende der Inteuptkette liegt am Systembus an
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NM/ .
A7 A6 AS A' A3 A1 Al AO
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ARDY
Bild 4
Steckerbelegung
Stromaufnahme n A +S V + 12 V -SV
2.5.
sso
320 230
130 60 30
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Bild 5
Stomafnahme ds Einplatinencomputes
berechnete Maximalwerte gemessen gemessen (ohne IS 4 und 12)
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Der OMA-Betrieb mit der U880-CPU ist ebenfalls möglich. Die ser Anwendungsfall wird bei Minimalsystemen in der Praxis nur ür Testzwecke eine Rolle spielen. Bei Q = »Low« schaltet die U880-CPU alle Signalausinge in den hochohmigen Zu stand, und eine andere Einheit kann die Bussteueung übeneh men. Dabei sind die Speicher- und E/A-Schaltkreise frei zugäng lich. Die Auladung von Cl bewirkt beim Zuschalten der + 5 V das Rücksetzen der CPU. VD2 trennt die Rücksetzschaltung pach Auladung von Cl von der RT-Leitung und sollte eine kleine Flußspannung auweisen. VDl entlädt den Kondensator beim Abschalten der Betriebsspannung. Die PIO-Schaltkreise werden hardwaremäßig nicht rückgeset Der Systembus bietet vorangig die Möglichkeit, weitere Steck einheiten anzuschließen. Diese sollten die gleiche Signalbele gung am Steckverbinder auweisen. In diesem Fall kann vorteil hat eine gleichmäßige Rückverdrahtung ür alle Steckplätze eingesetzt werden. Die drei Betriebsspnnungen ( + 5 V, - 5 V, + 12 ) werden über den Systembus zugeührt. Die Spannungen sollten nur gemeinsam zu- bzw. abgeschaltet werden. - 5 V und + 12 V werden nur ür die EPROM benötigt und lassen sich un ter Umständen aus einem kleinen Transverter erzeugen. Ta belle 2 gibt die berechneten und gemessenen Werte für die Stromaufnahme an. Tabelle 2
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A - Roiho an dor Loitor platto anigond
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90 40 20
Konstktive Gestaltung
Der Einplatinencomputer C-80 wurde auf einer Universalleiter platte mit den Maßen 95 mm x 170 mm aufgebaut. Die Kon stuktion einer Leiterplatte hätte nur bei zweiseitigem Leiterbild mit 0,3-mm-Leiterzügen Sinn. Das läßt sich aber mit amateur mäßigen Mitteln nicht mehr ausühren. Der Musteraubau wurde nach dem Aulöten der Fassungen und passiven Bauelemente mit einfachem 0,3-mm-CuL-Draht ver drahtet. Die Verdrahtung wurde ausschließlich von der Lötseite ausgeführt. Die Drähte werden direkt von Anschluß zu Anscluß gezogen. Dabei sind die Drähte nicht zu straf u ühren, um eine Beschädigung der Lackschicht zu vemeiden. Eine kurzzei-
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/6 ..,., r•l u .u • / OJ
Anordnung der Bauelemente auf der Musterplatte
tige Berüung mit dem heißen Lötkolben bewirkt keine Beein trächtigung der Lackisolieung. Der Zeitauwand ür die Ver drahtung der Musterplatte lag unter 25 Stunden. Bild 5 zeigt die Anordnung der Bauelemente · auf der Musterplatte.
2.6.
Inberiebnme
Für die Inbetriebnahme sollten zumindestens ein Vielfachmes ser und ein Oszillograph zur Verügung stehen. Folgende Rei henfolge wird empfohlen: - Messen der Übergangswiderständi zwischen Masse und den einzelnen Betriebsspannungen an der verdrahteten, aber noch unbestückten Leiteplatte. - Anlegen der Betriebsspannungen an die unbestückte Leiter platte und Spannungsmessung an den Schaltkreisfassungen. Damit können fehlerhate Verdrahtungen der Stromversor gung ausgeschlossen werden. - Bestücken des Taktgenerators und Nachweis der Taktfre quenz. - Bestückung mit der U 880-CPU. Die Datenleitungen werden über 10-kn-Widerstände an Masse gelegt. Die CPU ührt in diesem Fall nach RESET nur NOP-Befehle aus, d. h. aufeinan derfolgende Befehlslesezyklen auf allen Adressen. Die Adreß ausgänge verhalten sich wie ein 16-Bit-Binärzähler. AO liefert die höchste Frequenz, die s der Taktfrequenz beträgt. Fehler hate Verdrahtungen der Adreßleitungen können mit Hilfe des Oszillographen vefolgt werden. Nach dem Bestücken des Adreßdekoders müssen die E-Signale ür die Speicher-IS er zeugt werden. - Datenbus über die 10-kl-Widerstände an + 5 V legen. Die CPU erkennt jetzt den Befehl RST 38H und ührt einen Be fehlslesezyklus und nachfolgend zwei Speicherschreibzyklen aus. Dieses Verhalten läßt sich ebenalls mit einem einfachen Oszillographen kontrollieren. Die weitere Funktionsprüfung nach der Bestückung der restli chen IS wird mit dem in einem EPROM gespeicherten Monitor programm vorgenommen.
3.
Tastatur- nd zeigeeinheit
Bild 6 zeigt den Stromlaufplan von Tastatur und Anzeige. Die Einheit wird an PIO 1 (Dl l) über die frontseitige Buchsenleiste angeschlossen. Es wurde ein entsprechend zugeschnittener 26po liger Steckverbinder benutzt. PIO 2 läßt sich so noch unabhängig mit einem ebenfalls zugeschnittenen Steckverbinder beschalten.' Für den konstuktiven Aubau von Tastatur und Anzeige eignet •
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Kapitel 6
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Mikroprozessorteck
198 6
B latt
6-15
inplatinencomputer mit dem U880 (Blatt 3)
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Bild 6
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sich ein ausgedienter Taschenrechner. Der Taschenrechner schaltkreis wird entfent und durch die dagestellte Schaltung er setzt. Die Schaltung fand auf einer kleinen Universal-Leiter platte außerhalb des Taschenrechnergehäuses Platz. Sie enthält gleichzeitig die Magnetbandansteueung. Port B der PIO wird in der Betriebsart Byteausgabe und Port A ür Bitbetrieb programmiert. Dabei stellen AS und A6 Ausgabe leitungen dar. Die anderen Leitungen von Port A werden ür Ein gaben benutzt. Über A6 und A7 wird das Magnetbandgerät ange steuert. A3 bleibt frei.
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8
Tabelle 3
Zeichen 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 A B
55
p
VTIS
216 c
...
d
Stromlaufplan der Tastatur- und Anzeigeeinheit
7 -Segment-Kode-Tabeile (HE)
7-Segment-Kode
3F 06 5B 4F 66 6D 7D 07 7F 6F 77 7C
Zeichen
?·Segment-Kode
c
39 5E 79 71
s p
6D 73 38 06 . 76 72
D E F
L I X
y
Taelle 4
Tasten-Nr. (siehe Bild 6)
Bezeichnung
Tastenkode (HEX)
mit FCN-Taste (HEX)
1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24
EG GO D A 7 4 1 FCN + E B 8 5 2 0
14 13 OD OA 07 04 01 12 10 11 OE OB 08 05 02 00
34 33 20 2A 27 24 21 32 30 31 2E 2B 28 25 22 20
I
I
I
F
OF
9 6 3 MEM
09 06 03 15
c
3.1.
ßig abgefragt werden. Dadurch knn die Anzeigesteueung auch ohne Inteupt im Abfrage-Betrieb (Poling) geschehen. Diese Form der Ansteueung wird im Monitorprogramm vewendet. R 2 4 verhindert ein ständiges Helltasten der nzeige bei verse hentlicher Programmieung von A4 als Ausgabeleitung. Über die Ausgabeleitung A5 werden das Schieberegister und das mit CMOS-Gatten gebildete Flip-Flop ruckgesetzt Die erste Ausgabe über Port B nach A5 = »Low« ührt zur Übenale des »High«-Pegels am seriellen Dateneingang DA. Die erste Stelle leuchtet auf. Gleichzeitig wird das CMOS-Flip-Flop gesetzt. Bei allen folgenden Ausgaben übenimmt das Schieberegister eine »0«, und die »1« wird durchgeschoben. Damit werden der Reihe nach alle Stellen aktiv. Nach Ausgabe der letzten Stelle wird A5 = »High«, und die Schaltung geht wieder in den Ausgangszu stand zurück. Bei diesem Schaltungsprinzip ist das Einbrennen von Segmen ten infolge Fehlbedienung ausgeschlossen. Ein Nachleuchten kann nicht autreten. Die Zahl der Anzeigestellen läßt sich durch Verlängen des Schieberegisters erhöhen, ohne daß mehr Leitungen der PIO benötigt werden. Mit R29 wird die Multiplex frequenz beeinlußt. Im Muster betrug die Helltastzeit einer An zeigestelle etwa 1 ms. Ein Ausgabezyklus dauert somit 8 ms. C4 unterdruckt kurze Störimpulse.
Kodeung er Tsen
I I
2F 2C 29 26 23 35
oc
3.2.
zegesteueng
Das Multiplexen der 8stelligen nzeige wird im AnsteUerpro gramm durch zyklische Ausgabe der einzenen Stellen realisiert. Port B treibt über die Transistoren VT1 bis VT8 die Segmente und den Dezimalpunkt der nz eige. Die Widerstände R 1 . . . R 8 begrenzen den Segmentstrom. Ihr Wert richtet sich nach dem Strombedarf der verwendeten Anzeige und der Anzahl der Stel len. Bei der Ausgabe einer Segmentkombination wird das Signal BRDY aktiv (BRDY = »High«). C3 lädt sich über R 2 9 auf und bewirkt r die Zeit der Auladung ein Umschalten der CMOS Triggerschaltung. Das Shieberegister (D1) schaltet um eine Stelle weiter. Gleichzeitig wird über VT17 die gesamte Anzeige freigegeben. Ist die Auladung beendet, kippt der Trigger zurück und tastet die Anzeige dunkel. Die positive Flanke von J bewirkt im PIO das Rücksetzen des BRDY-Signals und damit die schnelle Entladung von C3. Wurde zuvor Interupterlaubnis ür Port B programmiert, löst die positive Flanke von J zugleich Interrupt aus. Die zugehörige Inteupt-Behandlungsroutine liefert die Ausgabe der nächsten Stelle. Über die Leitung A4 knn das Signal J sowaremä-
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Bei A5 = »High« ist D1 rückgesetzt und die Anzeige dunkelge tastet Port B kann jetzt zur Ansteuerung der Tastatumatrix ver wendet werden. Dazu werden die Ausgabeleitungen BO bis B7 auf »Low« gesetzt. Ist keine Taste gedrückt, wird auf den Leitun gen AO bis 2 »High«-Pegel erkannt. Diese Abfrage wird vorteil aft am Ende eines Ausgabezyklus durchgeihrt. War keine Ta ste gedückt, werden eneut alle Stellen ausgegeben. Der Zustand »Taste gedrückt« wird vom Programm erst gewertet, wenn mindestens dreimal hintereinander eine gedruckte Taste erkannt wurde. Es ergibt sich eine Entprellzeit von 24 ms (3 x 8 ms). Durch aufeinanderfolgendes Aktivieren der Leitun gen BO bis B7 (ein Ausgang »0«, alle anderen »1«) und ständiges Abfragen der Leitungen AO bis 2 wird die gedrückte Taste loka lisiert. Das Tastaturabfrageprogramm übergibt im Register A den Tastenkode zur weiteren Auswertung. Eine zweite gedruckte Ta ste wird erst dann gewertet, wenn zuvor mindestens dreimal der Zustand »keine Taste gedrückt« abgetastet wurde. Im Muster wurden nur 22 Tasten in der 3 x 8-Matrix beschaltet. Der Tastenkode wird im Abfrageprogramm aus der Nummer der gedrückten Taste in der Matrix über eine Tabelle ermittelt. Da mit ist auch bei konstuktiv anderer Gestaltung in jedem Fall eine sotwaremäßige Anpassung des Monitorprogramms zu errei chen.
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Tastaturabrage
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neutr Augabt zyklus , wenn keine Taste ge drückt
DA
c
D E F G DP
Zuordnung der Seg mente zu den Ausgabe bits
Zeitdiagramm ir einen Ausgabezyklus maßstabsge (nicht recht)
I B S TB•Ai K1
S»rren der An -----ze1ge und Rück -
K8 der Segmtntkombinationen Freigabe der Anzeige 1 Ausgabezyklus
mit Ausgab•
A b frage aller von 8 Stellen
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01
Dunkol tattn der A nzeige
·
S C H ALT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung ·
Kapitel 6
-
198 6
Blatt
kroprozessorteck
Einplatinencomputer mit dem U880 Zwei weitere Tasten sind ür die Auslösung von NMI und RE SET vogesehen. Wird eine dieser Tasten gedrückt, lädt sich der Kondensator C2 auf und gibt somit einen kurzen »Low«-lmpuls auf die Leitung. Die R C -Kombination Cl und R 13 vdert ein mehrmaliges Auslösen von I b ei Prellen der NMI-Ta ste. Die Tastatur- und Anzeigeeinheit wird aus der + 5-V-Spannung des Einplatinencomputers betrieben. Die Schaltung benötigt etwa 30 bis 40 A bei Vewendung von 8 Stellen einer VD 30. In der beschriebenen Form lassen sich Tastatur und Anzeige an jeder PIO-Schnittstelle einsetzen. Ein entsprechendes Ansteuer programm ist natürlich Voraussetzung. Unter Vewendung von A3 kann auch eine 4 x 8-Matrix aufgebaut werden.
4.2.
6 - 16
(Blatt 4)
Aufzeichnungsverfren
Die Aufzeichnung wird im Conditioned-Diphase-Kode vorge nommen (siehe Bild 10) . Jedes Bit wird durch einen Flanken wechsel eingeleitet. Die Richtung der Pegeländeung spielt bei diesem Verfahren keine Rolle. Eine logische »1« wird kodiert, indem der Pegel ür die Dauer der Übertragung eines Bits kon stant bleibt. Die Flanke wechselt erst mit Beginn des 1ächsten Bits. Eine logische »0« beinhaltet zusätzlich nach der Hälte der Bitzeit einen FlankenwechseL Mit der vewendeten Übertra gungsgeschwindigkeit von 1 200 Bit/s ergibt sich die Dauer eines Bits (Bitzeit) zu 8 3 3 JS. Dat•n
4.
Magnetbandnschlß
S YNC - Bit
Es wird das Aufzeichnungsverfahren des »Polycomputers« ver wendet. Damit wird die Austauschbarkeit von Programmen und Daten gesichert.
4.1 .
Sromlauplan des Magnetbandanschlusses
Bild 9 zeigt die Schalung ür die Magnetbandspeicherung. Die Schaltung realisiert lediglich eine pegelmäßige Anpassung der PIO an den Diodeneingang des Magnetbandgeräts. A6 wird als Ausgabeleitung und A7 als Eingabeleitung programmiert. Die. Daten werden seriell mit 1 200 Bit/s aufgezeichnet. Die aufzu zeichnenden Daten werden durch Sotware kodiert und forma tiet. Entsprechende Unterprogramme sind Bestndteil des Mo nitorprogramms. Diese Programme können auch vom Anwender benutzt werden.
A6 A7
PID - Augab•l•itug , RT A PID Eingab•l•itung , PRTA
B ild 9
Stromlaufplan der Magnetbandansteueung. Mit P 1 können Symmetrie und Empindlichkeit der Schaltung abgeglichen werden
Hinter der passiven RC-Kombination am PIO-Anschluß A6 steht ein gleichstromfreies Signal mit U,. ' 150 mV zur Ansteue ung des Magnetbandeingangs zur Veügung. Cl dämpt die hö heren Frequenzanteile. Für die Aufzeichnung sind handelsübli che Kassetten- oder Magnetbandgeräte geeignet. Es sind keine Eingrife in das Gerät notwendig. Der mit Transistoren aufge· baute Begrenzeverstärker hebt den Eingangspegel von U,. ' 100 mV auf TTL-Pegel an. Diese Schaltung kann problem los durch gleichwertige Schaltungslösungen mit Operationsver stärken ersetzt werden. Der Eingangswiderstand der gezeigten Schaltung liegt bei 3 n. Das Aufzeichnungsverfahren und die Eigenschaten des vewen deten Kodes sind ausührlich in [ll und [2] erläutert. Hier kön nen nur gundlegende Hinweise gegeben werden, die ür das Ver ständnis der Schaltung und des Programms notwendig sind.
0
"0"-Bit
1, 666 ms
�}x
Bitz�it
� � x Bitz�it
" 1 " - Bit
833
s
� 1 x Bitzeit
Bild 10 Aufzeichnungskode (alle Zeiten beziehen sich auf 1 200 Bit/s)
Das Ausgabeprogramm ührt die Parallel-/Seriell-Wandlung der auszugebenden Bytes und die Kodierung der einzelnen Bits aus. Alle Zeiten werden durch Warteschleifen im Programm erzeugt. Damit ist die Funktionsfähigkeit des Programms unmittelbar von der Taktfrequenz der CPU abhängig. DJrch Änden der ein zelnen Zeitkonstanten im Programm ist eine Anpassung an ver schiedene Taktfrequenzen im Bereich von 450 kHz bis 2,5 MHz möglich. In der Beschreibung des Monitorprogramms sind die· Berechnungsformeln und Speicherplätze angegeben. Bei der Wiedergabe gespeicherter Daten bzw. Programme syn chronisiert sich das Eingabeprogramm auf die Flankenwechsel an den Bitgrenzen. Der Pegel wird nach % der Bitzeit abgetastet. Dabei ist theoretisch eine Zeittoleranz von ± 2 5 % ür den Ab tastzeitpunkt möglich. Der praktisch autretende Fehler muß auch im ungünstigsten Fall kleiner sein, um die Austauschbar keit der Programme und Kassettengeräte zu gewährleisten. Die ser maximale Fehler setzt sich aus folgenden Fehlerkomponen ten zusammen: a) Geschwindigkeitsabweichung zwischen Aufnahme und Wie dergabe. Der Geschwindigkeitsunterschied kann bei Vewen dung verschiedener Geräte ür Aufnahme und Wiedergabe bis zu 3 % betragen. b) Gleichlaufschwankungen des Kassettengeräts. c) Abweichungen der·CPU-Taktfrequenz. Dabei ist die zeitliche und temperaturabhängige Abweichung der Oszillatorfre quenz gemeint. d) Ungenauigkeiten der programmierten Warteschleifen durch Vewendung ganzzahliger Zeitkonstanten. Diese Fehlerkom ponente tritt sowohl bei der Aufnahme als auch bei der Wie dergabe auf. Der Fehler hängt von der Länge der Zeitschleife ab und beträgt beim vewendeten Programm maximal 13 CPU-Takte. Die Warteschleifen sind in folgender Fom programmiert: ; ZK = Zeitkonstante LD B, ZK E: DJNZ MARKE-# ; Wateschleife. e) Ungenauigkeit der Flankensynchronisation beim Lesen der Daten (Bild 1 1). Das Programm fragt ständig den Pegel der Leitung A7 ab und wartet auf einen FlankenwechseL E: IN (PORTA) ; Bit 7 lesen ; Vegleich mit altem Zustand XOR C ; Spung, wenn kein Wechsel JPP E
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0 , 7S x Bitz•it__ =�=� �����
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Bild 1 1 Abtastfehler durch die Unsicherheit der Flankensyn chronisation
Bild 12 Aufzeichnungsformat (das jeweils niedewertigste Bit eines Bytes wird zuerst aufgezeichnet)
Fehlerabschätzung ür die Ungenauigkeit der Bitabtstung bei 1 200 Baud
summe wird bei der Aufzeichnung berechnet und mit aufge zeichnet. Auch beim Lesen werden diese Berechnung und der Vergleich mit der aufgezeichneten Kontrollsumme vorgenom men. Das emöglicht ein Erkennen fehlerhafter Blöcke. Die ef fektive Aufzeichnungsgeschwindigkeit liegt bei etwa 120 Byte/s. 1 KByte läßt sich mit Kennton in 10 s abspeichen.
Tabelle 5
Fehlerkomponente
Fehler bei der Taktfrequenz 455 kHz 2,5 MHz
Geschwindigkeitsabweichung Gleichlaufschwankungen equenz Zeitfehler beim Senden Zeitfehler beim Lesen e) Ungenauigkeit der Flanken synchonisation
±3 % ± 1,5 % ± 1,5 % ± 1,5 % ± 1,5 % ±3 %
±3 % ± 1,5 % ±1 % ± 0,3 % ± 0,3 % ±0,6 %
± 12 %
± 6,7 %
a) b) c) d)
Gesamt
Das Register C enthält im Bit 7 den alten Zustand vo! dem FlankenwechseL Im ungünstigsten Falle wird die Flanke 25 CPU-Takte zu spät erfaßt. Die Warteschleife iir die Ab tastung nach .. der Bitzeit wird deshalb um 13 Takte verrin get, um eine maximaie Abweichung von ± 2 � Takten zu er reichen. Die Fehler d) und e) sind von der Taktfrequenz der CPU abhän gig. Tabelle 5 zeigt den Einluß aller Einzelfehler und den nur im ungünstigsten Fall autretenden Gesamtfehler. Dieser liegt weit unter dem theoretisch möglichen Fehler. Diese kurze Fehlerabschätzung sollte die hohe Sicherheit dieses Aufzeichnungsverfahrens unterstreichen. Die Sicherheit ist ins besondere auf die Synchronisation des Abtastzeitpunktes an je der Bigrenze (Bitsynchronisation) zurückzuühren. Selbst mit Kassettengeräten vom Typ Mira ist die Aufzeicnungssicherheit so groß, daß absichtlich Fehler erzeugt werden müssen, um die Fehlererkennung im Programm zu testen. Lediglich eine stark veminderte Höhenwiedergabe durch einen verschmutzten Ton kopf ührt zu größeren Fehleraten. Ein Einluß det Taktfre quenz auf die Fehlerrate konnte beim praktischen Betrieb nicht bemerkt werden.
4.3.
MoÜtoporam
5.
Nach Einschalten bzw. RESET beginnt die CPU auf der Adresse OOOOH mit der Ausührung eines Programms. Um mit dem Rechner in Verbindung treten zu können, liegt in der Regel an dieser Stelle ein Monitorprogramm. Dieses Programm meldet sich beim Benutzer und erlaubt den Aufuf bestimmter Monitor funktionen. Hier soll ein kleines Monitorprogramm besprochen werden, mit dem Programme in den AM-Bereich eingegeben, getestet und geändert werden können.
5.1.
ktionen des Monitors
Das Monitoprogramm ist in einem 1-KByte-EPROM U555 C gespeichert. Dem Anwender stehen 960 Bytes RAM auf der CPU-Platine zur Verfügung. Folgende Monitorunktionen sind benutzbar: - Anzeige und Modiikation von Speicherinhalten; - Starten von Programmen und Setzen eines Haltepunktes; - Anzeige und Modiikation von Registeri.halten; - Speichen und Laden von Speicherbereichen von Kassette; - Füllen von Speicherbereichen mit konstanten Daten; - Umladen von Speicherbereichen; - Beschreiben eines Ausgabeports; - Lesen eines Eingabeports. Das Monitorprogramm benutzt die vorgestellte Tastatur- und Anzeigeeinheit iir alle Ein- und Ausgaben. Bild 13 zeigt die An ordnung der Tasten und der Anzeige beim Mustergerät Die acht Stellen der 7-Segment-Anzeige sind in zwei Guppen aufgeteilt.
Aufzeichnungsfomat
Bei der Aufzeichnung werden die einzelnen Bytes eines Spei cherbereichs seriell, d. h. bitweise ausgegeben. Beim Lesen der gespeicherten Informationen muß neben · der beschriebenen Bit Synchronisation auch die Bytesynchronität gewährleistet sein. Zu diesem Zweck werden vor den eigentlichen Daten Synchronisa tionshits mit der doppelten Bitzeit aufgezeichnet. Die�e Foge von SYNC-Bits entspricht einer Rechteckschwingung von 300 Hz und bildet den Kennton am Anfang der Aufzeichnung. Das Ende des SNC-Feldes wird durch zwei normal kodierte »1« angezeigt. Danach folgen unmittelbar die Datenbits. Je weils 8 aufeinanderfolgende Bits stellen ein Byte dar. Beim Überlesen von Bits durch Bandfehler kann die Bytesynchronisa tion verlorengehen. In diesem Fall werden alle nachfolgenden Bits falsch interpretiert. Damit ein solcher Fehler nicht die ge samte Aufzeichnung wertlos macht, wird die Aufzeichnung in Blöcke (Rahmen) unterteilt. Alle Blöcke beginnen mit einem SYNC-Feld, das in jedem Fall die Bytesynchronisation herstellt. Auf das SYNC-Feld folgen ein 1 6-Bit-Kennzeichnungswort, 32 Datenbytes und eine 16-Bit-Kontrollsumme. Die Kontroll-
Datenanzeige
Adreßanzeige
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Bild 1 3 Anordnung der -Tasten und der Anzeige beim Mustergerät
S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung · Kapitel 6 - kroprozessorteck
Einplatinencomputer mit dem U880 In der linken Hälfte zeigen 4 Stellen Adressen oder Registerin halte an. Zwei Stellen in der rechten Hälfte werden zur Anzeige von Daten oder Registenamen benutzt. Die 5. und die 8. Stelle werden vom Programm nicht angesteuert. Die Tastatur teilt sich in 16 Hexadezimaltasten, 6 Funktionsta sten ( + , - , MEM, REG, GO und FCN) und zwei Tasten zum Auslösen von RESET (RES) und NMI (BRK). Mit der Funk tionstaste FCN werden die Hexadezimaltasten auch zur Eingabe von weniger häuig benutzten Funktionen ausgenutzt. Das Mo nitorprogram fragt die Tasten in der aus Bild 6 ersichtlichen Reihenfolge ab. Tabelle 4 zeigt den Tastenkode, der den Tasten im Tastatur-Unteprogramm zugeordnet wird. Die Zuordnung ergibt sich über eine Tabelle im Monitorprogramm (Adresse 03BEH + n 1 ) Beim Dücken der FCN-Taste wird zum Kode der nachfolgend gedückten Taste der Wert 20H addiert. Die Hex-Zahlen zur Ausgabe in ?-Segment-Darstellung werden ebenfalls über eine Tabelle umkodiert (Adresse 03D6H). Vom Monitorprogramm werden der Interuptmode und die Stel lung des Inteuptfreigabe-Flip-Flops nicht geändert (kein DI oder EI-Befehl). Um Speicheplatz zu sparen, wurden die RST Befehle mit den am häuigsten benutzten Unterprogrammen be legt. -
5.2.
.
Start des Monitors
Nach dem Einschalten der Betriebsspannungen bzw. dem Dük ken der Taste RES meldet sich das Programm mit der Ausgabe des Dezimalpunktes in der 1. Stelle. Mit den Funktionstasten MEM, REG, GO oder der FCN-Taste und einer HEX-Taste wird in die zugehörige Monitofunktion verzweigt. Beim Aufuf einer neuen Funktion wird die zuvor aufgeufene Funktion wieder ver lassen. Dieser Abbuch ist auch während einer Adreß- oder Da teneingabe möglich. Bei der Eingabe von Adressen werden die ZiTen von rechts in das Adreßfeld der Anzeige geschoben. Je weils die letzten vier eingegebenen ZiTen sind sichtbar und wer den als gültige Adresse gewertet. Analoges gilt ür das zweistel lige Datenfeld. Führende Nullen brauchen nicht eingegeben zu werden. Mit den Tasten » + « und » - « wird eine Eingabe been det bzw. die Ausühung der Funktion veranlaßt Zweimaliges Drücken der FCN -Taste ürt in jedem Fall zur Gundschleife zurück. Beim Betätigen der BRK-Taste wird das gerade abgearbeitete Programm unterbrochen. Alle Register werden im AM-Bereich des Monitors gerettet. Danach befmdet sich der Monitor selb ständig in der Funktion Registeranzeige (REG). Es können aber auch alle anderen Funktionen aufgeufen werden. Nachfolgend werden die einzelnen Monitorunktionen ausührlich beschrie ben.
5.3.
Speicheranzeige (MEM)
Nach Dücken der Taste MEM wird der Bediener zur Eingabe einer Adresse aufgefordert. Die Adreßeingabe wird mit der Taste » + « beendet. Gleichzeitig erscheint im Datenfeld der Inhalt des angegebenen Speicherplatzes. Mit dem Betätigen der Tasten >> + « oder » - « wird die Adresse erhöht oder eniedrigt und der zugehörige Speicherplatz angezeigt. Nach der Eingabe von HEX-Zahlen überschreiben diese nach Dücken der Taste » + « den angezeigten Speicheplatz. Danach wird die Adresse selb ständig erhöht und angezeigt. In dieser Form können Pro gramme eingegeben werden.
5.4.
Strten von Progrmme n (GO)
Mit dieser Funktion werden eigene Programme gestartet und ge testet. Ein Sotware-Haltepunkt kann gesetzt werden. Der Inhalt des durch die Haltepunktadresse angegebenen Speicheplatzes wird durch einen RST 3 8 H-Befehl ersetzt. Ereicht die CPU
198 6
(Blatt 5)
B latt
6-1 7
Tabelle 6 Mehfachbelegung er HEX-Tsten
HEX-Taste
Funktion mit FCN-Taste
Funktion mit EG Taste
0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 A B
FILL SAVE LOAD LOADP MOVE IN OUT
Register SP Register PC Register F Register BC Register OE Register HL Register F' Register BC' Register DE' Register HL' Register IF Register IX Register Y
c
beim Abarbeiten des Programms diesen Punkt, so ergibt sich ein Rückspung in den Monitor. In der Haltepunktbehandlung wer den alle Register einschließlich des Befehlszählers (PC) und des Inteupt-Flip-Fiops (IFF) gerettet. Dann wird der RST 38H-Be fehl im Anwenderprogramm wieder durch den ursprünglichen Befehlskode ersetzt. Der Anwender kann den RST 38H-Befehl im Programm auch direkt zum Setzen weiterer Haltepunkte ver wenden. Das Monitorprogramm unterscheidet in der Haite punktbehandlung selbständig diese Anwenderhaltepunkte vom Monitorhaltepuikt. Der Monitorhaltepunkt kann also sinnvoll nur im RAM-Bereich auf das jeweils erste Byte des Befehls ge setzt werden. Dieser Befehl wird mit Ereichen des Haltepunktes nicht mehr abgearbeitet. Die NM!-Behandlung ist mit der Haite punktbehandlung identisch. Nach Drücken der GO-Taste erscheint in der Anzeige der in der letzten Haltepunktbehandlung gerettete Befehlszähler. Mit Betä tigen der Taste » + « wird das nwenderprogramm an dieser Stelle fortgesetzt. Die angezeigte Adresse kann zuvor aber auch mit einer neuen Startadresse überschrieben werden. Die Ta ste » - « erlaubt die Eingabe einer Haltepunktadresse. Mit der BRK-Taste kann ein Anwenderprogramm jederzeit unterbrochen werden. Da hier ebenfalls alle Register gerettet werden, ist eine Fortsetzung an der unterbrochenen Stelle möglich. Die Monitor routinen lassen sich ebenfalls mit der BRK-Taste abbrechen. Eine Fortsetzung ist aber nicht sinnvoll, da in der Regel der , Stack zerstöt wird. Bei einem GO-Kommando unter Angabe einer Startadresse wird der Stackpointer (SP) vom Monitor mit der Adresse OFCOH ge laden.
5.5.
Reisteranzeige (REG)
Diese Monitorfunktion zeigt die in der Haltepunktbehandlung geretteten Register des Anwendeprograms. Die Funktion wird mit der Taste REG oder nach der Haltepunktbehandlung aufge ufen. Das Monitorprogramm vewaltet einen Registerzeiger. Der Registerzeiger zeigt auf eine Speicherzelle in dem Bereich des Monitor-RAM, in dem die Anwenderegister gerettet werden. Beim Aufuf der Registeranzeige wird dieses Register angezeigt. Mit den Tasten » + « und » - « kann der Registerzeiger erhöht oder eniedrigt werden. Damit lassen sich alle Register der Reihe nach anzeigen. Bei eneutem Betätigen der REG· Taste und einer HEX-Taste kann ein Registepar entsprechend Tabelle 6 direkt angewählt werden. Die Register werden gundsätzlich als Doppelregister im Adreß· feld angezeigt. Im Datenfeld erscheint der Registenme. Die Register des Zweitregistersatzes werden mit dem Auleuchten des Dezimalpunktes gekennzeichnet. »IF« bezeichnet den Inhalt des Inteuptregisters der CPU und die Stellung des Interuptfrei gabe-Flip-Flops. Bei der Eingabe eines Bytes über die HEX-Tastatur erscheint die nzeige im Datenfeld. Mit der Taste » + « wird das eingegebene
tenfeld zeigt die Anzahl der fehlerhaten Blöcke. Durch wieder holtes Drücken der Taste » + « können die Anfangsadressen aller fehlerhaten Blöcke rückwärts angezeigt werden. Alle 32 Bytes eines solchen fehlerhaten Blocks können falsch sein. In diesen Fällen nützt auch en zweites Lesen nicht viel, da unter Umstän den andere Blöcke fehlerhat sind. Die Funktion LOADP verhält sich wie die entsprechende Routine des Poycomputes.
Byte in den höhewertigen Teil des Doppelregistes übenom men. Beim Drücken der Taste » - << wird der niedewertige Teil des Doppelregisters geladen. Beim Spung zum Anwendepro gramm (GO) werden die im Monitor-RAM gespeicheten Regi sterinhalte in die CPU-Register übertragen. Nach dem Einschal ten ist die Belegung dieser Speicherzellen unbestimmt. Bei RESET wird der Inhalt der Anwenderegister nicht verändert, während er beim Lesen vom Magnetband zerstört wird.
5.6;
5.9.
llen von Speicherbereichen, ILL (FCNO)
Mit der Anzeige »FA« im Datenfeld wird der Anwender zur Ein gabe der Anfangsadresse des zu üllenden Speicherbereichs auf gefordert. Die Taste » - « beendet die erste Adreßeingabe. Jetzt erscheint die Anzeige »FE«, und die Endadresse wird eingege ben. Die Endadresse wird mit der Taste » + « beendet. Diese Fom der Eingabe von Anfangs- und Endadresse eines Speicher bereichs gilt analog auch ür die folgenden Monitorfunktionen. Es wechselt nur der Kommandobuchstabe in der 6. Stelle der An zeige. Ist die eingegebene Endadresse kleiner als die Anfangsadresse, meldet sich der Monitor mit der Fehlermeldung »E« in - der An zeige. Nach Eingabe der Endadresse wird das Byte eingegeben, mit dem der angegebene Speicherbereich geüllt werden soll. Nach dem Zuschalten der Betriebsspannungen haben alle RAM Speicherzellen einen undeinierten Zustand. Es empiehlt sich, den gesamten RAM-Bereich mit dem Byte OOH zu laden. Es fallt sonst schwer, das Ende eines eingegebenen Programms zu inden.
5.7.
Magnetbandspeicheg, SAE (FCN 1)
Zum Abspeichen von Speicherbereichen auf einem handelsübli chen Kassettengerät müssen Anfangs- und Endadresse eingege ben werden. Nach Eingabe der Endadresse beginnt sofort die Magnetbandausgabe. Das Kassettengerät muß zuvor gestartet werden. m Beginn der Aufzeichnung wird ein etwa 3 s langer Kennton ausgegeben. Die Programme bzw. Daten werden in Blöcken zu je 32 Byte ausgegeben. Das Kennzeichnungswort der einzelnen Blöcke ist immer OOOOH. Verbleiben ür den letzten Datenblock weniger als 32 Byte, so wird dieser Block mit den nachfolgenden Bytes aufgeüllt. Da beim Einlesen die End adresse eingegeben wird, werden diese zusätzlichen Bytes nicht ausgewertet. Abweichend vom Poycomputer wird nach dem letzten Daten block ein Endeblock ausgegeben. Der Endeblock enthält das Kennzeichnungswort OFFFFH. Dieser Endeblock wird vom Po lycomputer ebenfalls nicht ausgewertet. Er kann aber zum Been den der Magnetbandeingabe genutzt werden.
5.8.
Magnetbandeingabe, LOADP (FCN 3)
Nach Eingabe von Anfangs- und Endadresse versucht das Lese programm, sich mit den Impulslanken vom Magnetband zu syn chronisieren. Dazu müssen mindestens 7 unmittelbar aufeinan derfolgende SYNC-Bits gelesen werden. Ist diese Bedingung efüllt, wird auf das Abtasten der beiden als »1« kodierten Im pulse gewartet. Damit ist der Blockanfang eindeutig gekenn zeichnet. Jetzt beginnt die Übenahme des Kennzeichnungswor tes, der 32 Datenbytes und der Prüfsumme. Danach folgt eneut dit Blocksyncronisation. Das Kassettengerät kann auch nach
' dem Start des Programms eingeschaltet werden. Die Aufzeich nung muß mit dem Hinweiston beginnen. Die Wahrscheinlich keit einer Fehlsynchronisation bei Sprache oder Musik ist relativ hoch. Die gelesenen Bytes werden, beginnend mit der Anfangsadresse, im angegebenen Speicherbereich abgelegt. Das Programm mel det sich erst bei Ereichen der Endadresse. Wurde die End adresse zu hoch gewählt, versucht das Programm weiterzulesen. In diesem Fall kann mit RES oder BRK abgebrochen werden. Das Kennzeichnungswort wird nur ür die Berechnung der Prüf summe ausgewertet. Ist der Einlesevorgang beendet, meldet sich der Monitor bei fehlerfreier Übertragung in üblicher Weise mit dem Dezimalpunkt Bei Lesefehlen erscheint im Adreßfeld die Anfangsadresse des letzten fehlerhat gelesenen Blocks. Das Da-
·
Magnetbandengabe, LOAD (FCN2)
Der Hauptnachteil des Poycomputer-Vefahrens besteht in der notwendigen Kenntnis der Endadresse des Programms. Aus die sem Gund ist eine zweite Funktion ür die Magnetbandeingabe vefügbar. Nach Aufuf der Funktion LOAD muß ebenfalls eine Anfangs- und Endadresse eingegeben werden. Im Unterschied zur Funktion LOADP wird das Einlesen abgebrochen, wenn die Endadresse erreicht oder aber der Endeblock gelesen wird. Da� mit kann beispielsweise OFFFFH als Endadresse vogegeben werden. Die Datenbytes des Endeblocks werden nur zur Prof summenberechnung gewertet, aber nicht abgespeichet. Beim Lesen von Programmen oder Daten, die mit dem Poycomputer aufgezeichnet wurden, ist die richtige Angabe der Endadresse notwendig. Bei der LOAD-Funktion werden nur fehlefrei gelesene Blöcke im Speicher abgelegt. Die als fehlerhat erkannten Blöcke wer den unterdrückt. Die sich ursprünglich an dieser Stelle im Spei cher befmdenden 32 Byte bleiben erhalten. Die Adressen werden trotzdem weiterhin fortlaufend berechnet. Daher werden die nachfolgenden fehlerfreien Blöcke auf den richtigen Adressen gespeichert. Damit wird es möglich, ein zweites Mal zu lesen, ohne richtig beschriebene Adreßbereiche zu zerstören. Insbeson dere beim mehrmaligen Aufzeichnen von Programmen und dem »Überlagenden« Lesen mit LOAD läßt sich die Sicherheit der Magnetbandspeicherung noch beträchtlich steigen. Fehlerhate Blöcke werden in gleicher Weise wie bei der LOADP-Punktion angezeigt. In der Regel ergibt sich beim Hinweiston, der aus 2 000 SYNC Bits besteht, sofort eine Synchronisation. Eine geringfügige Bandstöung genügt aber, um das Ende des SYNC-Feldes vorzu täuschen. Damit wird das fehlerhate Lesen eines Datenblocks ausgelöst. Bei der LOAD-Funktion beginnt die Datenübenahme erst, wenn ein Block gelesen wird, dessen Kennwort im Bit 15 eine »0« enthält. )er beschriebene Fehler läßt sich so größten- . teils ausschließen, da in diesem Fall vowiegend »1« gelesen wird. Mit dem Anschluß von Tastatur und Bildschirm wird das beschriebene Aufzeichnungsprotokoll mit Dateikennsätzen er weitert. Näheres ist in [2] zu inden. Solche zusätzlichen Datei kennsätze, die z. B. den Programmnamen enthalten, sind mit Bit 15 = »1« im Kennwort gekennzeichnet. Sie werden damit vom LOAD-Kommando m Anfang automatisch überlesen. Es besteht bei späteren Eweiterungen die Kompatibilität zu neuen Aufzeichnungsprotokollen.
5.10.
Uladen von Speicherbereichen, MOE (FCN4)
Die MOVE-Funktion wird zum Umladen von Speicherbereichen benutzt. Wie bei der FILL-Funktion werden Anfangs- und End adresse des umzuladenden Bereichs angegeben. Dann fordert der Monitor die Eingabe der neuen Anfangsadresse an. Nach Ab schluß mit der Taste » + « wrd der angegebene Speicherbereich umgeladen. Der alte und der neue Speicherbereich können sich beliebig überlappen.
S.l l . Lesen eines Ports, IN (FCN 5) Nach dem Aufruf dieser Funktion wird die Eingabe einer Adresse ewartet. Das niedewertige Byte stellt die eigentliche Portadresse dar. Der höhewertige Teil wird bei der Ausührung des Eingabebefehls über den höhewertigen Teil des Adr�ßbus ses ausgegeben. Das kann bei einigen Anwendungen von Vorteil sein. Mit jedem Drücken der Taste » + « wird der Inhalt des adressierten Eingabepots gelesen und angezeigt. Jede andere Taste üt zum Abbuch der Funktion.
S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung· ·
ｾ＠ 5.12.
Kapitel 6
-
1986
Blatt
6-18
Mikroprozessorteck
Einplatinencomputer mit dem U880 (Blatt 6)
Bescreiben eines .Ports, OT FCN)
Die Adressen werden in gleicher Weise wie bei der IN-Funktion eingegeben. Über die HEX-Tastatur gibt man das auszugebende Byte ein. Mit Drücken der Taste » + « wird der OUT-Befehl ausgeUhrt. Es kann sofot ein neues Byte eingegeben werden. Die Funktionen FCN 7 bis FCN F sind nicht belegt. Beim Aufuf verzweigt der Monitor aus der Gundschleife zur Adresse 0400H. Hier kann nach Bedaf ein zweites EPROM mit Monitoreweiteungen eingesetzt werden. Es lassen sich aber auch
Tabelle 7 Mschinenkch s Monitopograms
0000 0010 0020 0030 0040 0050 0060 0070
ooso
0090 OOAO OOBO
ooco
Tabele 8 Kontolsummen ür s Monitopogramm HE)
Adreßbereich
Konosmme
0000-00FF 0100-0lFF 0200-02FF 0300-03FF
6090 7A9B 7BBO 672B
0000 OOEO OOFO 0100 0110 0120 0130 0140 0150 0160 0170 OlSO 0190 OlAO OlBO OlCO 0100 OlEO OlFO 0200 0210 0220 0230 0240 0250 0260 0270 02SO 0290 02AO 02BO 02CO 0200 02EO • 02FO 0300 0310 0320 0330 0340 0350 0360 0370 03SO 0390 03AO 03BO 03CO 030 03EO 03FO
31 FD 21 FD
es
00 2A 52 OF 11 79 2S 01 C6 3E 51 lB ED ED FC CO OF FS C3 6F �F CD OF SF 44 BS 00 00 7S 05 23 lS 97 6F 07 00 21 BD
07 21 F3 21 05
oc
Fl 2S 3E 20 E7 60 01 01 23 02 23 79 OF OF 7E FD OF FS 07 2S 52 7E F 40 C7 07 30 09 AO 09 00 4F 07 07 19 F3 03 3S 0 FE S3 BE 3E BC CB FS 3C F3 CD 10 06 20 01 3F lF 06 OS 06 07 7A FE 00 CD CD 9C DO 03 so CD DB BC OD OA OF oc 77 7C 76 . 38
OF F3 OF Fß ES
es
OF 01 14 13 32 30 3S 3D 3E 20 7A lS 07 21 32 El El OF 21 E4 02 FE 57 DF EB 11 EF 21 FA 20 F F7 CF 07 7E OF 01 F2 12 OF 67 Cl 44 02 FO lF lS DB OD 9E 03 . ES E
47 07 09 39 77
spezielle Anwenderprogramme aufufen. Dabei ist die Benutzung von Unterprogrammen des Monitors möglich. Es stehen Programme Ur Tastaureingabe, Displayausgabe und Magnetband-Ein-/ Ausgabe zur VerUgung.
5.13.
Anpassen des Monitors
Tabelle 7 zeigt den Maschinenkode des Monitorprogramms. Die erste Spalte enthält die laufende Adresse. Jeweils 16 aufeinanderfolgende Bytes sind in einer Zeile abgeduckt. Aus Tabelle 8
so C3 7C C3 09 C3 79 C3 09 FS ES FD BS 01 El 7E 21 36 3E 79 OF CF 7A 01 F 30 CA 2S 3F 3D 2B 4E F7 lS FO 7 1 B3 20 F9 FS DF CO 09 CF 30 2S 00 00 FE OF 36 DD El Fl Dl Cl Fl. CF 00 77 19 E6 03 FE 14 2S 2S 23 05 OD 3S 05 C9 ED 52 CO ES ED ED BO C7 00 00 CO F F 11 07 OF ES FC 02 42 12 13 01 Bl es E1 CF 00 CB 00 29 29 07 CD 7S 09 FD 77 CD C9 02 BO FE ED 1S 07 06 2S es 09 03 BF OB FA ED 2S C9 3 ; 2A DS DD 03 SE 23 OS DD ES Dl , 47 DB BC 17 E6 6 BC 4F 16 EB 10 30 OS 03 2 DD 19 73 E3 F ' ED 03 17 CB FS A9 4S 12 04 01 06 03 15 SE 79 71 Fl 7C B9 3E OF 06 OF OS DD 7C 13 lS ES F3 CA
Al 6B
00 09 97 02 ss 00 01 ED 6F 02 es 05 ES ES ED 7B lS 00 3 1 3C 20 04 10 00 23 DF 20 02 07 OF 31 3D 2S 25 01 OA 02 2F FE 2S 07 CF 2S 71 A 3E C7 DF CO 44 40 ED 21 CO OF 10 FE 1 1 FF 22 Fl 21 ED 47 09 El OS OE 34 3E 11 FS OF DC FE 11 FE 1 1 20 F 01 20 3E SC EF El 3S 52 3E 60 EF F4 02 09 CD F4 02 CD 4F 03 oc 05 CB 2B 7C BS 07 F7 CF 21 CB 21 29 29 ss 02 Fl 09 00 FD 23 30 A 07 DB 41 23 EO 41 0 FE 10 C9 BC CB F F6 A3 20 30 20 FD El CD 44 OD 23 56 06 04 OE AS 03 BC 10 FE DB 2S 19 15 EB 06 25 FA 4F 03 72 23 23 B4 B5 52 lA CB lB DB BC A9 OE 11 10 3F 06 SB 60 73 73 5E F9 76
lE 00 26 . oi FS OF 73 EF ED 57 EF OF 07 OF 3A FE B C9 oc Dl E7 21 06 OB 73 00 OA DA F7 FE EF CD CD 50 F7 4S 22 EF CO 3E OF Fl FB 03 Dl Cl 35 CD ED AO DE 2S 00 2B E6 oc 3E 77 OS OB 05 01 37 ED C7 es El 4F 61 20 2S OS C2 A6 CB 21 lS FS 21 06 C9 lE F4 10 BC 2F lF 07 3E F 03 BC DB BC CD 4S 03 06 19 CD 10 10 06 OB BC EE F6 DB CD E DS 05 3D OS El Dl OS 06 F2 B6 OB 08 4F 66 39 77 BS 06
SC 60 03 31 OE ED 10 77 77 52 00 3A 2S 04 2S 02 CO 2S CD 32 FF 02 ED E 01 ED AO DO 4F 1S 71 77 S7 02 OB 09 EB 20 00 42 23 79 EF 20 06 19 7S 7S 09 00 00 CB 21 CD 6F E6 03 20 16 F4 14 E6 07 07 07 03 BE es 01 CB EF 03 OB 07 CD 2S 03 . FE CB CD 46 40 03 BC A9 03 FA DD El 20 F2 C9 06 OE lS 03 Fl 05 02 60 70 7C 71 71 06 C3 C3 02 OF 47 Dl 2S OF 3E ED A6 2S 3D 00 11 50 02 CF OF 76 21 3S Fl
02 02 C3 ED 00 73 lB EB 02 23 ES 3D F7 C7 FS CO 44 FS 19 F9 C3 2E 7B 7E 21 CD
cc
21 3E 09 09 09 Cl 7A 09 10 20 Sl 02 OF FF 2S 20 4F 3E BD 03 7S 2S OS 3A 03 BC ' F2 67 3E 7E OS F3 C9 00 07 39 76
00 00 SB OF E2 EF ES 22 DF 00 06 CA 3D DF 00 EB 79 C9 00 OF 22 F3 EF 23 FF
E
21 EF 54 03 El 01 OE 09 Al EF F6 lS 70 SF 06 EF 06 09 9F 09 BC Bl 03 3D CB OD C9 57 03 10 CD 11 10 14 F
7F SE 06
00 00 00 FS 52 OF ED ED FE 3E 13 E6 CA CO CD 71 40 2A 22 DF FA 22 OF 66 OF 01 FF OF 02 ED 01 OE 00 20 7E 97 C7 Fl FS 16 03 21 CB 7E 03 DB F6 20 3E 06 lB
es
OS 03 06 OS 9C 00 FE 13 FF 6F 79 72
lassen sieh die Prüfsummen ür das Monitorprogramm entneh men. Damit kann das fehlefreie »Abtippen« kontroliert werden. Die Prüfsumme entsteht durch einfache Addition aller Bytes' in einem 16-Bit-Register. Tabelle 9 enthält alle wichtigen Adressen des Monitopro gramms. Mit Hilfe dieser Tabelle kann es bei einiger Efahrung an das eigene System angepaßt werden. Das wird vor alem bei anderen Ein-/Ausgabebedingungen der Fall sein. Die Zuord nung von Tasten- und 7-Segment-Kode über Tabellen im Pro gramm düte diese Arbeit erleichten. Bei unverändertem Nach bau der beschriebenen Schalungen sind keine Änderungen notwendig. Die RST-Adressen wurden zur Einspaung von Speicherplätzen ür den Aufuf besonders häuig benutzter Unteprogramme be legt. Mit RSTO kann jederzeit in die Monitoundschleife ge spungen werden. Alle Monitounteprogramme lassen sich be nutzen. Dazu enthält Tabelle 9 auch die notwendigen Angaben ür die Registerbelegungen. Die Anzeige-Unteprogramme schreiben die auszugebenden Daten im 7-Segment-Kode in 8 Speicherzellen (DISPAY-AM). Jede Speicherzelle ent spricht einer Stelle in der nzeige. Beim Aufuf von RST 20H werden diese Zellen mit dem Wert OOH geladen. Fordert das Monitorprogramm eine Eingabe an, so wird das Tastaturabfrage programm aufgeufen. Innerhalb dieses Programms wird die eigentliche Ausgabe der 8 DISP\Y-Zellen auf die Anzeige be wirkt. Jeweils am Ende eines Ausgabezyklus wird die Tastatur abgefragt. Ist keine Taste betätigt, werden eneut alle 8 Stellen ausgegeben. Erst beim Duck auf eine Taste emittelt das Unter programm den Kode dieser Taste und ührt den Rückspung aus. Die Anzeige leuchtet daher nur, wenn das Monitoprogramm auf eine Eingabe wartet. Die Monitorunktion wird aber in der Regel so schnell ausgeürt, daß der Einduck einer ständig leuchten den Anzeige entsteht. Die Unteprogramme ür die Magnetband-Ein-/Ausgabe belegen zusammen etwa 200 Byte Programmspeicher. Dabei werden keine RST-Befehle benutzt. Der Wert BTA stellt die Anzahl der Rechnetakte je Übertragungszeit eines Bits dar. Er läßt sich aus dem Verhältnis von Taktfrequenz und Übertragungsgeschwindig keit berechnen: BTA = f/1,2, f - Taktfrequenz in kHz. . Die angegebene Fomel ergibt den Wert ür BTA bei einer Über tragungsgeschwindigkeit von 1 200 Bitls. Die berechneten Kon stanten werden auf ganzzahlige Werte gerundet, hexadezimal ko diert und auf den entsprechenden Speicheradressen eingetragen. Damit kann das Programm an CPU-Taktfrequenzen im Bereich von 455 kHz bis 2,5 MHz angepaßt werden. Die Speicherzugrife dürfen nicht mit WAlT verlängert werden. Beim Magnetbandlesen werden die gelesenen Bytes eines Daten blocks im Monitor-RAM zwischengespeichet. Dabei werden die Anwendetregister zerstört. Durch Füllen des Speicherbereichs OFD7H bis OFFOH mit OOH können die Anwendetregister je derzeit in einen defmierten Zustand gebracht werden.
Tabelle 9
ichtige Adsen und UP-Affe
ADR (HEX)
Bemerkungen
0000 0008
Monitorstart mit Anzeige Dezimalpunkt (RSTO) UP: Tastatureingabe mit Anzeige DISPAY-RAM (RST 8) nach RET : A = Tastenkode verändert : AF, DE', BC', HL' UP: Ausgabe. ADR in DISPLAY-RAM (Stelle 1 -4) (RST lO) vor CALL : HL = ADRESSE verändert : AF, DE', HL', Y UP: Eingabe einer Adresse mit nzeige (RST 18) nach RET : HL = ADRESSE verändert : AF, BC', DE', HL', Y (RST20) UP: Löschen DISPLAY-RAM verändet: F, B, HL P: Eingabe nfangs- und Endadresse eines (RST28) Speichebereiches mit nzeige vor Call : A = Anzeigekode r Stelle 6 nach RET : DE = AADR, HL = Byteanzahl verändert : F, BC; BC', DE', HL', Y
0010
0018 0020 0028
ADR (HEX)
Bemerkungen
0030
P: Ausgabe BYTE in DISPLAY-RAM (St. 6,7)
0038 0085 008D OOAl OODE OOF7 0107 0114 OllF 0173 01C6 01E6 020A 0250 0260 0268 026F 0278
028A 028F 02C9
02F4
034F
03BE 03D6 03E6 ocoo . . . oFco OFC1 . . .0FD6 OFD7 . . . 0FFO OFF1 . . .0FF2 OFF3 . . . 0FFB OFFC . . . OFFD OFFE OFFF 1000 . . .
(RST30) vor CALL : C = BYTE verändert : AF, DE', HL', Y Haltepunkt- und NMI-Behandlung Fotsetzung RST 20H Fortsetzung RST 28H Fortsetzung RST 0 Monitorunktion MEM Monitorunktion FlLL Monitotion OUT Monitounktion N Monitotion GO Monitorunktion REG Monitounktion MOVE Monitorfunktion SAVE Monitounktion LOAD und LOADP UP: Engabe eines Bytes mit Anzeige nach RET : C = BYTE verändert : AF, BC', DE', HL', Y Fortsetzung RST 18H Fortsetzung RST lOH Fortsetzung RST 30H UP: Umkodieung HEX in 7-Segment-Kode mit Aus gabe in DISPLAY-RAM vor CALL : A = HEX-ZIFFER (BIT 3 . . . 0) Y = Adresse DISPAY-RAM nach RET : Y = ADR+ l, (IY+ O) = ?-Segment Kode verändert : F, DE', HL', IY Fortsetzung RST 8H Speicherzelle ür Entpellzeit-Konstante (N*8ms) UP: Enmalige Ausgabe DISPLAY-RAM über PIO 1 (UP enthält PIO - Programmieung) vor CALL : HL = Anfangsadresse DISPAY RAM nach RET : A = 0, wenn keine Taste gedrückt verändert : AF, HL UP: Ausgabe eines Datenblocks auf Kassette vor CALL : BC = Anzahl der SYNC-Bits DE = Kennwort des Blocks HL = Anfangsadresse im Speicher nach RET : HL = ADR + 32 verändert : AF, AF', BC, DE, HL, IX UP: Lesen eines Datenblocks von Kassette vor CALL : A = OFFH, Synchronisation nur bei Datenblöcken, sonst A = 0 HL = Anfangsadresse im Speicher nach RET : A = 0, wenn kein Lesefehler DE = gelesenes Kennwort HL =ADR + 32 verändert : AF, AF', BC, DE, HL, IX Beginn Tastaturkode-Tabelle Beginn 7-Segment-Kode-Tabelle Beginn Tabelle der Registenamen Anwender-RAM, wd vom Monitor nicht benutzt Monitorstack Rettungszellen r Anwender-Register Rettungszelle ür Haltepunktadresse DISPLAY-RAM Hilfszellen ür GO-Funktion Rettungszelle ür Befehlskode Registerzeiger 1000 - FFFF nicht belegt
Uteraur , [1] S. Burkhardtl U. Hübner!A. Trol; Poly-Computer 880. Bedien handbuch (Het 1). VEB Polytechnik und Präzisionsgeräte Karl-Max-Stadt. [2] A. Tolli U. Hübner; Daten- und rogrammabspeicheung auf Heimmagnetbandgeräten. radio fensehen elektronik 3 1 (1982) H. 1 2 , S. .96-799. [3] H. Kserl M. Meer; Mikroprozessortechnik. Berlin 1 982. [4] H. BatodiH. Bäuich ; Mikroprozessoren - Mikroelektroni sche Schaltkreise und ihre Anwendung (Teil 1 . . . 3) . Band 186 . . . 188 der Amateureihe »electronica«, Berlin 1 980.
S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung · 1986 .
1.
Kapitel 6
-
Mikroprozessorteck
6 - 19
Bildscmdisplay (Blatt 1)
Eileitung
Das im folgenden beschriebene Bildschirmdisplay kann als auto nome Anzeigeneinheit in Mikroprozessorsystemen vewendet werden. Auf einem üblichen Fensehempfanger werden 16 Zei len mit je 32 Zeichen im KOI-7-Kode dargestellt.
2.
Blatt
Schltungsbeschreibung
Die Bilder 1 und 2 zeigen den vollständigen Stromlaufplan des Displays. Ein 8-MHz-Quarzgenerator (IS 9 7) steuert die nachge schalteten Teilerstufen, die neben Synchron- und Videofreiga beimpulsen die Adressen ür den Bildwiederholspeicher (IS 42 , 43, 52, 5 3 , 6 2 , 63, 72 und 73) bilden. Der Zeilen- und Bildsynchronimpuls wird ür die Synchronisa tion des FS-Empangers mit dem Display benötigt. Diese beiden Impulse müssen den Anfordeungen eines nomgerechten Videosignals genügen und stehen an den IS 76/ 1 1 und 56/8 zur Bildung des vollständigen Synchronimpulses durch IS 46 be reit. Die Bild- (IS 77/3) und Zeilenfreigabeimpulse (I S 47/8) bilden das Videofreigabesignal (IS 46/6). Mit ihnen wird der Bild schimrand dunkelgetastet Durch den somit geschafenen Rah men um den symbolhaltigen Teil der Darstellung wird der unter schiedlich .eingestellten Bildgröße der PS-Empfänger Rechnung
getragen. Besonders Farbfensehempfänger neigen an den Bild schirmecken zunehmend zu Konvergenzfehlen und würden da mit die Qualität der Darstellung unzulässig minden. Die Adressen ür den Bildwiederholspeicher geben jedem Byte dieses M einen festen Platz auf dem Bildschirm. Dieses M enthält also ür jedes Symbolfeld des Bildschirms den KOI7-Kode. Das Display wird, bis auf wenige Zusatzsignale, wie ein Operativspeicher an das System angeschlossen. Jedes Byte kann gelesen und beschrieben werden. Damit läßt sich das M prak tisch auch ür Programme und Daten vewenden; auf dem Bild schirm erscheinen jedoch in jedem Falle die dem KOI-7-Kode entsprechenden Symbole. Es ist deshalb sinnvoll, ein Display steueprogramm im Festwertspeicher vorzusehen, um durch ent sprechende Instuktionen Daten in gewünschter Form auf dem Bildschim darzustellen. s Bildwiederholspeicher wurden 8 IS U202 vorgesehen. Ihre Kapazität reicht ür das Speichen von 2. Bildschimseiten. Diese beiden Seiten können mit Sl um geschaltet werden. Man kann aber auch einen Trigger oder 1 bit eines Registers oder Pots daür vorsehen. Dadurch ist man in der Lage, durch ein entsprechendes Kommando die Seite auszu wählen.
Bild 1
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Stromlaufplan ür das Bildschirmdisplay
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RAM 8x
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5
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33
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7
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tc�l 4------..--t [( CS2 15 I
O-
DBO + D87
R
1
5 2
Bild 2
9' , I: n ur für weitere 61 Zeich•n erforderlich
--- - · - · - · - · - · - ·
lk
•
-·
J
WE•RAM
Stromlaufplan (zu Bild 1)
CPU U 880
MI
,
WR
RD
S(Disp/ay.tec t) WAt T MPXMu/tiexina Q I IS A 6
02
Zeilenrlaubis
Bild 3
Zeitdiagramme
Neben den beschriebenen Adressen gibt es noch extene Adres sen, die in Bild 1 mit DO bis AD9 bezeichnet sind. Sie werden über Negatoren an den Adreßbus des Prozessors geschaltet. Der 10kanal 2-zu-1-bit-Multiplexer mit den IS 32, 42, 52, 55, 62, 65, 72, 75 wählt zwischen intenen und extenen Adressen aus. Die 8 IS D 1 00 lassen sich durch 5 IS K 155 KP2 oder 3 IS K 555 KP 11 bzw. deren Äquivalenzypen ersetzen. Die Schaltung gibt stets den intenen Lesezyklen Vorang vor exter nen Schreib-Lese-Zyklen. Damit lassen Prozessorzugrife keine Stöungen auf dem Schirm sichtbar werden. Dieses Prinzip veranschaulicht das Zeitdiagramm nach Bild 3 . Das H-Signal gestattet es, aus dem Signal ' die Schreib-Lese-Zyklen von den Refreshzyklen zu unterscheiden.
Man erkennt, wie zunächst ' aktiv wird L aktiv), gleich zettig jedoch H aktiv ist. Das Display bleibt inaktiv. Die ge strichelte Linie zeigt den Zeitpunkt, zu dem ' zum zweiten Male aktiv wird. Während diesmal H nicht aktiviet ist, wählt nun der höhewertige Adreßteil mit dem Dekoder IS 1 1 das Display aus (n Bild 3 durch das Signal Displayselect S darge stellt). Nach kurzer Zeit wird T aktiv. Der Prozessor ver bleibt so lange m Wartezustand, bis der Displaylese- oder -schreibzyklus ausgeführt ist. Das Signal : in Bild 3 zeigt, daß es sich in der Darstellung um einen Schreibzyklus gehandelt hat. Ein solcher Schreib- oder Lesezyklus kann von unterschiedlicher Dauer sein. In Bild 3 wird ein relativ langer Displayzyklus ge zeigt. Nach der negativen Flanke des T-Signals gibt der Pro-
S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung ·
1986
Blatt
6 � 20
Kapitel 6 - kroproz essorteck
Bildscmdisplay
Aus duck des EPRO-Ze ichengenerat ors
T abe l l e 1
0000 €1 020 004 0 0060 0080
0 üA 0 00C0 00E13 0 1 (Hj 0 1 20 ) 1 40 0 1 63 0 1 33
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0 1 E0 0283
0220 )24 0 0260 €12:30 32A3 02 C0 32E0 3300 0320 0340 0360
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33
(Blatt 2)
1
00 3 0 30 00 0 0 00 00 1 4 22 1 C 1 4 1 C 28 1 0 28 24 20 20 20 20 0B 7 7 08 1 4 e:: 0 0 00 0 0 33 30 00 130 5 1 49 4 5 43 03 04 02 4 1 7F 4 2 22 1 2 6 1 SE 2 0 1 0 42 24 1 8 2 4 83 10 08 00
30 0 €! 03 30 1 4 1 4 00 0 0 22 0 0 08 80 " 00 00 24 1 ' 1 0 8 8 0 0 08 2 - 2- 0 0 0 0 0 0 :H:1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 33 3 3 2 2 1 C 00 00 2 1 l E 00 00 0A 0 6 00 00 0 8 0 4 30 0 3 24 1 3 ü0 00 00 3 3 13 0 3 3
...
00 00 80 00 80 00 00
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0 0 00 0 0 0 0 0 0 00 8 e 00 00 €H) 00 0 0 0 0 00 00 0 0 0 0 00 0 3 0 0 03 0 0 01) 30
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00 0.0 00 33 00 00
08 00 04 00 10 00 ee 0 0 0 0 00 00 04 0 0 3C 00 1 E 08 1 0 00 1 0 00 1 0 00 00 08 00 00 00
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33 7 E 2 1 2 1 22 3 C 0€1 7C 22 2 1 2 1 2 1 30 4 0 4 0 4 0 40 7 C 0 0 4 1 4 1 4 1 4 1 lF 0 3 1 8 2 4 24 34 04 0 0 7 F 4 0 43 . 40 41 0 0 4 1 4 1 4 3 45 49 30 4 0 40 43 40 7 E 00 4 1 4 2 44 48 7 E 00 08 08 08 08 08 · 0e 08 1 4 2 2 4 1 4 1 00 4 1 4 1 22 1 4 08 0- 7F 4 0 2 0 1 0 3 8 00 0 0 0 1 0 2 0 4 08 0 0 0 3 3 1 0 1 7F 30
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34 43
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30 1 : 30 42 30 4 1 -jj 1 C ee 1 1 3 0 3C 0 e 3E e e 01 30 22 00 0 0 00 03 00 ee 03 l C 00 00 00 1 C 30 0 0 FF 03
zessor den Zyklus frei. Das MPX-(Multiplex-)Signal steht zum gleichen Zeitpunkt jedoch noch auf »H«, d. h., der Multiplexer ist bereits auf extene Adressen geschaltet. Die verbleibende Zeit würde aber nicht ausreichen, den extenen Displayzyklus durch zuUhren. Deshalb wird mit Hilfe der IS 23 der Displayzklus est dann gestartet, wenn nach aktivem T-Signal eine positive Flanke des MPX-Signals folgt. IS 22 erhält nun diese Infoma tion und wertet die negative Flanke des MPX-Signals aus, die den Abschluß des Displayzyklus anzeigt. T wird inaktiv, alle Trigger werden zuückgesetzt, ein neuer extener Displayzyklus kann beginnen. . Das Zellenfreigabesignal zeigt, daß ein Symbol an den linken Bildschirmrand gescrieben urde. Die Signale Q1 bis Q4 sind vom Zähler I S A6 dagestellt worden und sollen das Verständnis der Logik mit IS 35, 65 und 85 erleichten. Der intene Displaylesezyklus dauert 1,25 IS. In dieser Zeit müs sen 2 RAM-Zugrife möglich sem: ein intener zur Generieung von zehn Bildpunkten und ein eventuell vom Prozessor gerade geforderter Schreib-Lese-Zyklus. Um das zu emöglichen, müs sen Register zur Zwischenspeicheung eingesetzt werden: IS 33, 34 für den intenen Zyklus, IS 1 5 ir die Datenausgabe ir den Prozessor. Wenn schnellere RAM zur Vefugung stehen, kann man eventuell auf IS 33 und IS 34 verzichten. Ein dem KOI-7-Kode entsprechendes Symbol wird auf folgende Weise erzeugt: In einem als Zeichengenerator wirkenden Fest wertspeicher ist ir jedes KOI-7-Symbol ene 8 x 12-Punktma trix gespeichet. Diese Punktmatrix wird zeilenweise vom Dis play ausgelesen. Der Zeichengenerator erhält durch IS 66 an die Adreßeingänge AO bis A3 den Kode iir die gerade zu lesende Zeile der Punktmatrx. Alle weiteren Adreßeingänge erhalten den ständig aktuellen KOI-7-Kode, der n den IS 3 3 , 34 entspre chend dem Verlauf der Bildabtasung zwischengespeichet wird. An den Datenausgängen des Zeichengenerators werden die 12 Zeilen jedes gespeicherten Symbols 8-bit-parallel ausgegeben. Die intenen Adressen des Bildwiederholspeichers werden somit bei der Abta8tung des Fensehbildes auf folgende Weise durch laufen: 12mal die Adreßfolge der 32 Zeichen der ersten Symbol zeile, um sie mit 12 Fensehzeilen darzustelen. IS 86 und IS 96 bilden die dazu erforderlichen 5 Adreßbits. IS 66, der schon be scriebene »Zeilenzeiger« ir den Zeichengenerator, durchlief
00 22 44 13 8 08 03
7F :2 2
�E
es 08 8 8 08 44 4S 50 6 0 41 41 41 41 22 4 1 4 1 4 1 22 45 49 4 1 42 0 1 0 2 1 : 41 41 41 41 55 49 49 49 08 08 08 08 10 10 10 10 04 04 84 84 0 0 0 0 00 03
es 0 8 0 8 :2:2 7 = 22 04 1 2 29 00 1 8 8 8 04 0 4 0 8 08 es 08 0 0 0 0 00 04 0 2 0 1 0 4 1 4 0c 02 02 42 3E 2 0 20 04 0 2 0 1 43 4 1 42 03 0 0 0 0 7 F e0
0e 88 00 08 00 00 ee 0 0 3& 0 0 0 0 0 4 30 00 3C 3 0 30 3F 0 0 00 3 F 00 0 3 08 00 10 88 10 00 00
00 88 00 88 00 03
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00
00 00
38
3C 00 00 0 0 0 3 00 00 0 0
00 00 ee 00 e0 3 4 4 2 42 3C ee 0e 0e 4 1 22 1 4 8 8 00 0 0 0 0 4 0 4 3 2 1 l E 8 0 00 00 43 40 4 0 7 F 0 0 00 0 0 4 0 40 2 2 1 C 0 8 0 0 00 88 8 8 0 8 lC 00 00 30 50 4 8 4 4 42 00 00 0 0 4 9 5 5 63 4 1 00 03 00 4 1 4 1 2 2 l C 00 00 00
41 41 2 0 40 41 41 41 4 1 1 4 22 18 10 0 4 04 0 0 00
22 21 41 41 41
lC lE 41 41 41 18 1C 04 l C 30 00
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jj
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bis jetzt die Zustände von 0 bis 11 und wird nun zurückgesetzt. Sein Übertrag wird von IS 87 gezählt. IS 87 enthält damit den 4-bit-Kode der gerade abzutastenden Symbolzeile. Diese 4 bit sind gleichzeitig weitere 4 Adreßbits ir den Bildwiederholspei cher. Der ir die erste Symbolzeile beschriebene Vorgang wie derholt sich noch 1 5mal zur Abtastung eines Fensehbildes. Die ser Prozeß wiederholt sich ständig mit einer Periode von 20 ms. Jedes Symbol wird in einer 7 x 9-Punktmatrix dargestellt. Das si chert 3 Bildpunkte Abstand zu allen Nachbarsymbolen. Für ei nige Kleinbuchstaben ist es sinnvoll, die Matrix nach unten et was zu eweiten, so daß Symbole dieser t in einer 7 x 1 1 -Matrix Platz inden können. Der Zeichengenerator läßt sich mit einem EPROM U555 realisieren. Dann muß man je doch auf Kleinbuchstaben und vier Sonderzeichen verzichten, denn ein 1 -KByte-EPROM speichert 64 Zeichen als 8 x 12-Ma trix. Das ist fir die meisten Fälle bereits ausreichend. Der Inhalt eines solchen Zeichengenerators ist in Tabelle 1 dargestellt. Für weitere 64 Zeichen wird ein zweiter U555 benötigt. Dazu verbin det man IS 92/20 statt mit Masse mit IS 34/1 1. Nun können alle 96 KOI-7-Zeichen dargestellt werden, und weitere 32 Spezialzei chen können vom Anwender deiniert werden. Jede »1« m EPROM bedeutet einen hellen Bildpunkt Das 8. bit, das neben dem KOI-7-Kode im RAM abgespeichert ist, wird zur Symbolin vertieung benutzt. Dann wird das entsprechende Symbol statt in weißer Schrift auf schwarzem Grund als schwarze Schrit auf weißem· Gund dargestellt. Für einfache graische Darstellungen lassen sich die 32 frei dei nierbaren Zeichen ir einfache Graiksymbole vewenden, in dem man das Symbolfeld in 6 gleichgroße Sektoren unterteilt. Durch die Möglichkeit der Invertierung jedes dieser 32 Graik . symbole kann man 64 verschiedene Graiksymbole generieren. So lassen sich einfache Graiken mit 64 x 48 Bildpunkten dar stellen. Steht ein EPROM 2 71 6 zur Verfügung, dann entfallen nicht nur die Betriebsspannungen - 5 V und + 12 V, sonden es werden auch 128 Zeichen in einem EPROM festgehalten. Soll ten 128 Zeichen ir das Display vorgesehen werden, dann läßt sich Tabelle 1 ebenfalls benutzen, wenn man die ersten 5 12 Byte um genau ein KByte verschiebt. Die IS 95 und A5 wirken als Videoschieberegister, um den paral-
lelen Kode des Zeichengenerators bitseriell in die Fom des Vi deosignals zu bringen. Dabei wird gleichzeitig die nur acht Bild punkte enthaltende Zeichengeneratorinfomation auf 10 Bild punkte godehnt, um auch horizontal zwischen den Symbolen drei Bildpunkte Abstand zu wahren. Die IS 36 mischt Synchron- und Videosignale, die jedoch auch getrennt in das PS-Gerät eingespeist werden können.
3.
Hinweise zm nsclß n
ds Fesegerät
Wenn man ohne Eiffe in das PS-Gerät auskommen will, liegt der Einsatz eines Modulators nahe. Einfacher und qualitativ bes ser ist jedoch die Einrichtung eines Videoeingangs m PS-Gerät, falls ein solcher noch nicht vorhanden ist. Dazu sieht man eine Buchse ür das PS-Gerät vor, die zu einer geeigneten Stufe m Videoverstärker ührt. Sollten Stöungen über den HF-Teil des Empfängers sichtbar werden, dann muß ein Schalter zur Tren nung der Videostufe vom Signaltrakt des PS-Gerätes vogesehen werden. Meist ist das nicht eforderlich, und es genügt, m Tu ner einen unbelegten Kanal einzustellen. Bei den meisten PS Geräten gibt es keine Anpassungsprobleme. Ot ist P1 zur Pegel anpassung ausreichend, da sen Wet das Spannungsverhältnis zwisChen Video- und Synchronsignal bestimmt und deshalb auf den Videosignalpegel Einluß hat. Im anderen Falle ist ein kapa zitätsamer Steiler zwischenzuschalten. In einigen Fällen, z. B. durch zu lnge Zuleitungen oder durch
Fehlanpassungen, beeinträchtigen Relexionsstöungen die Kon urenschäfe der Schrit. Dieser Nachteil läßt sich meist schon durch Anpaßwiderstände um 75 n beseitigen, die man den Ka belenden prallel oder in Reihe schalten kann (Art und Wert ausprobieren).
4.
nsclß n U-808-
nd
U-880-Systeme
Steht ein U-808-System zum Anschluß bereit, so wird das Dis play wie ein statischer 1-KByte-M angeschlossen. Signale wie II Q oder T bleiben ungenutzt, da die Prozessor zytluszeit nicht unter 2 IS liegt, so daß auf Wartezyklen verzich tet werden kann. Wenn ein getrenter Dateneingabe- und Daten ausgabebus vÖrhanden ist, dann sind die Ausgänge von IS 15 an den Datenepgabebus zu legen und von DBO bis DB7 zu tren nen. Für U-880-, U-880-A- oder Z-80-B-Systeme werden die Si gnale II Q und T zur Waitsteueung zusätzlich benötigt. Ein U-880-A-System kann gleich den 4-MHz-Takt der I S A6/3 vewerten. Ist das System mit einem negierten Adreßbus ausgestattet, dann wird die linke obere Ecke des Bildschirms der ersten Seite mit der Adresse XXXOOOOOOOOOO angesprochen. Sonst spricht diese Adresse die rechte untere Ecke des Bildes der 2. Seite an. Ein VowärtSschreiben auf dem Schirn verlangt m zuletzt ge nannten Fall Adreßveingeung m Displaysteuerprogramm. Bei einem fertigen Programm ist zu prüfen, ob 2 IS D 1 04 zur Nega tion von ADO bis AD9 eforderlich sind. ,
,
S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung ·
Kapitel 7
1986
B latt
Meßteck
-
7-1
Digitamultimeter mit C520D (Blatt 1) 1.
Eingangswiderstand " 0,1 Ml in alen Be reichen Frequenzbereich 30 Hz . . . 20 kHz Linearitätsfehler 2 % v. M. Gleich- und Wechselstrom: Spannungsabfall in allen Bereichen 100 mV 15 min. Einlaufzeit Leisungsaufnhme: etwa 5 W. Für alle Meßbereiche gilt ein zusätzlicher Fehler von ± 1 digit. Weiterhin muß mit einem zusätzlichen Fehler gerechnet werden, der der Toleranz der zur Justage benutzten Vegleichsgeräte ent spricht. Wechselspannung:
Einleitg
Das im folgenden beschriebene Gerät stellt ein iir die Praxis des Amateurs geeignetes Multimeter dar. Bei der Schaltungsauslegung wurde auf einfachen Aubau bei guter Veriigbarkeit aller Bauelemente und eine akzeptable Meß genauigkeit geachtet. . Da Präzisionswiderstände iir Amateure nicht leicht u beschafen sind, ist iir jeden Meßbereich eine ge sondete Abgleichmöglichkeit vogesehen. Alle Widerstände, die die Meßgenauigkeit beeinlussen, sollten it mindestens 0,25 W belastbar sen (Toleranz möglichst 5 %). lle Einsteller sind ste hende Dickschichtpotentiometer.
Techische Daten
2.
Das Multimeter erlaubt die Messung von Spannungen, Strömen und Wideständen in iif dekadisch abgestuten Bereichen. Eingangswiderstand 2,2 Ml in allen Berei Gleichspannung: chen Nullpunkt-TK typ. etwa 50 !V/K Linearitätsfehler 0,1 % v. M. (vom Meß wert)
Bild 1
AD-Wnler
3.
Stromlaufplan des AD-Wandlers mit Anzeige
R1
Die im Bild 1 dagestellte AD-Wandler-Schaltung nach [1] weist keine Besonderheiten auf. Sie kann positive Spannungen bis 999 mV und negative Spannungen bis 99 mV anzeigen. Am Ein gang liegt der 5-Hz-Tiefpaß l R2, der Bummspannungen auf 10 % verringert.
9 70 2 77
( 7)
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R2 15k
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Bild 2
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Bestückungsplan iir den AD-Wandler
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Bild 4
Bestückungsplan ür 7-Segment-Anzeige
Bild 5
Leitungsühung ür B ild 4
Bild 6
Fertiger AD-Wandler-Bausteir
7S
R1 macht den Eingang niederohmig. Mit R4 wird der Nuilpunkt (Anzeige zwischen - 00 1 und + 001), mit R6 der Endwert einge stellt. Der C520D hat keine integrierende Wirkung. Das bedeutet: Ist det Eingangsgleichspannung eine Wechselspannung (Brumm) überlagert, wird das entsprechend angezeigt. Es kommt zum »Flacken« der letzten Stelle(n). Daraus folgt, daß durch Schal tungsaubau und -auslegung sowie beim praktischen Messen da ür Sorge getragen werden muß, daß die Brummspannung an 1 1 viel kleiner als der Spielraum ür das letzte Digit ist. 4 sollte ein Styrolex-Kondensator sein. Für die Schaltung genügt eine Leiterplatte 50 mm x 70 mm (Bild 2, 3 , 6). Die Ströme des Digitalteils dürfen nicht über die Analogmasse ließen, deshalb werden die Masseleitungen ge trennt zum Netzteil geührt. Die Bilder 4 und 5 zeigen die Lei terplatte ür die 7-Segment-Anzeige.
4.
RZ
Bild 9
Bild 8
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Stromlaufplan des Gleichspannungsverstärkers. Es kann auch der B 081 D ohne Ändeungen benutzt wer den. Klammewerte gelten ür 14poliges Gehäuse.
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Bild 7
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Gleichspnnugsverstärker
Der Gleichspannungsverstärker liegt vor dem AD-Wandler, um den unteren Meßbereich 100 mV zu realisieren und den Span nungsabfall bei Strommessung gering zu halten. Gleichzeitig
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R2 27 k
RJ
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Prinzip des Gleichspannungsverstärkers ;
C. J
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Kapitel 7
-
1986
Meßtechk
Digitalmultimeter mit C 520 D
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(Blatt 2)
Blatt
7-2
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Bild 1 1 Fertiger Gleichspannungsverstärker-Baustein
so
Bild 10 Leitungsührung ür Bild 9
5. werden Meßobjekt und AD-Wandler entkoppelt. Die Schaltung arbeitet mit Verstärkungs- bzw. Dämpfungswerten von etwa 10; 1 ; 0,1 und 0,00 1 . Bild 7 zeigt das Prinzip. Ein OPV arbeitet als invertierender Ver stärker mit Potentiometer-Beschattung. Bei R2 > R4 und R3 > R4 gilt R2R3
. Uo " - Ui R 1 R4
In Bild 8 ist R1 der Eingangswiderstand. Die Meßbereiche wer den durch Umschaltung von R13 bis R24 realisiert. 3 macht die Schaltung im 100-mV-Bereich zu einem 5-Hz-Tiefpaß. Der Auf bau geht aus den Bilden 9, 10 und 1 1 hevor. Für den B OBOD werden alte (14-) und neue (8polige) Gehäuseform vorgese hen.
Die Umfomung von (sinusömigen) Wechselspannungen in proportionale Gleichspannungen erfolgt durch den aus N2 und N3 n Bild 12 bestehenden Präzisionsgleichrichter, dessen Wir· kungsweise schon ot beschrieben wurde. Beim Entwurf einer solchen Schaltung sind sowohl gleich- als auch wechselspan nungstechnische Gesichtspunkte zu beachten. Ausreichende Slew-Rate, hohe obere Grenzfrequenz bei absolut linearem Gang sowie hohe Nullpunktstabilität des Ausgangs sind · die wichtigsten Kriterien. Um die Ausgangsgleichspannung im Ver gleich zur Nullpunktabweichung zu erhöhen, wird die Wechsel spannung mit N1 voverstärkt Da die Slew-Rate im invertieren den Betrieb relativ niedrig liegt, ist eine Eingangsspannung U1 von U1.r " 1 V ür den Präzisionsgleichrichter optimal. 3 beeinlußt entscheidend Linearität und obere Grenzfrequenz. Mit 40 pF werden bei 2 % Überhöhung und 1 % Abfall 35 kHz ge schaft.* Mit R5 stellt man die Verstärkung ein, R17 ist fir Null potential am Ausgang eforderlich. Die Bilder 13 bis 15 zeigen den Aubau. •
R 7 10 k
Wechselspnnugsmessug
Ein weiterer Faktor ist der Tiefpaß Rl plus Einsangskapazität der nachfosenden Schaltung. Die Grenzfrequenz erhöht sich, wenn man Rl senkt.
( 1)
C
1.1,5 , 6, 6, 9
N 1 ...3
8
M
33n
76 1 D
Bild 12
Stromlaufplan des Präzisionsgleich richters
(l )
Bild 15 Fertiggestellter Präzisionsgleichrich· _ ter-Baustem
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0,,7- (630 v;
._ -�- 1J-, -----> o,r (7)
v
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Bild 13 Bestückungsplan des Präzisionsgleichrichters Bild 16 Wechselspannungsteiler
Bild 17 Bestückungsplan ür den Wechsel spannungsteiler
RB
Bild 18 Leitungsüung ür Bild 1 7
!
Ommeter
Das Prinzip des Ohmmeter-Bausteins ist in Bild 19 dargestellt. Ein OPV in invertierender Gundschaltung erhält R, als Gegen kopplungswiderstand. Für die Ausgangsspannung gilt R,
-
(l J
6.
73
--�f'-ff 0·---�-1 .
Bild 14 Leitungsührung ür Bild 13
Höhere Eingangsspannungen werden durch den Teiler (Bild 16) veringert. Auch ür NF sind rein ohmsehe Teiler fehlerbehaftet, denn parasitäre Parallelkapazitäten bilden undeinierte Neben schlüsse. Die obere Nutzfrequenz (d. h. Beginn des Abfalls) liegt ür den 100-kO-Teiler schon bei 20 kHz. Zur Realisieung eines höheren Eingangswiderstands kann man RC-Teiler benutzen, bei denen der Fehlereinluß durch Gleichmachen der RC-Pro· dukte der einzelnen Glieder eliminiert werden kann (Zeitkon stantenabgleich). Die Bilder 17 und 18 zeigen die Leiterplatte des Teilers.
-�T-·-l·
' 0
(--6 00 -o
Uo = - ui f ·
Der Betrag der Ausgangsspannung ist somit R, propotional. Ein gewisser Nachteil der Schaltung besteht darin, daß R, nicht geer det ist. Daher wird ein zusätzlicher Umschalter (S 2.5 in Bild 35) benötigt. Jedoch gibt es bei der Realisieung weit gestafelter Meßbereiche durch Umschaltung von R keine Probleme. In der praktischen Schaltung nach Bild 20 wird Ui durch N1 be reitgestellt. Am Punkt (1) steht dann aus niederohmiger Quelle etwa - 1 V an. Mit den Stellpotentiometen am Minuseingang von N2 werden die Meßbereiche justiert. Die Genauigkeit hngt von der Stabilität der 16-V-Versorgungsspannung ab. Die Ofset-
R6
10
10
S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung ·
Kapitel 7
-
Meßteck
Digitalmultimeter mit C520D
(Blatt 3)
1986
B latt
7- 3 + 16 V
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Bild 19 Prinzip des Ohmmeters
1
- 16 V
5
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- •-s
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R l3
22K - 16 V
für 8 08 3 D
tür 8 081 D - 16 V
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Bild 2 1 Die Möglichkeiten U r die Ofsetkompensation beim Ohmmeter Bild 22 Bestückungsplan Ur das Ohmmeter
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Bild 23 LeitungsUhruns Ur Bild 22 (B 082 D) Bild 24 Leitungsüung ür Bild 22 (B 083 D)
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Bild 25 Der fertige Ohmmeter-Baustein mit B 083 D kompensation Ur die beiden vewendbaren OPV-Typen zeigt Bild 2 1 . Beim B 083 D geht es einfacher, denn er hat spezielle Ofset-Abgleichanschlüsse. Im Muster wurde R13 mit Schalt drähten an N2 gelötet, da der Anschluß über Leiterzüge auf der Platte (siehe Bild 24) zu schwierig wurde. Bei Vewendung des B 083D entfallen in Bild 22 also R13 bis R18. Natürlich kann diese Schaltung auch mit zwei B OBOD bzw. B 081 D realisiert werden! Bild 23 und Bild 24 zeigen die beiden Varianten. Bild 25 vermittelt einen optischen Eindruck vom Musterbaustein mit B 083 D.
7.
0
10
Bild 28 LeitungsUhuns Ur Bild 2 7
Shuntiderstände
Zur Strommessung werden dem Gleichspannungsverstärker bzw. dem Wechselspannungsteiler Nebenwiderstände zugeschaltet In Bild 26 ist R8 ein einstellbar gemachter Konstantan-Draht. Nur R1 ist unveränderbar und muß · daher eng toleriert sein. Seine Toleranz ergibt einen zusätzlichen Fehler bei Wechselspan nungsmessung im 100-mV-Bereich. Die Bilder 27, 28 und 29 zeigen Bestückungsplan, Leiterbild und Muster dieses Bausteins. (I) Rl
I, J K
100
A
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Bild 26 Die Shuntwiderstände Ur Strommessung
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Bild 27 Bestückungsplan Ur die Schaltung nach Bild 26
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Bild 29 Fertiger Baustein nach Bild 26
8.
Sromversorgung
Bild 30 zeigt den Stromlaufplan des Netzteils. Die Spannungs verdopplerschaltung it l bis 4 und VDl bis VD4 erlaubt die Erzeugung von symmetrischen Spannungen aus einer Transfor matowicklung (8 V/0,5 A). Zur Erzeugung der Spannungen von 5 V und von etwa 8,5 V wird eine zweite Wicklung (6,3 V/0,3 A) herangezogen. m Muster wurde ein »Bildröhrentransformator« M 5 5 vewendet. Es ist noch genügend Raum Ur die zweite Wicklung vorhanden (120 Wdg. bzw. 90 Wdg. mit CuL etwa 0,5 mm Durchmesser). Unter Beachtung der strengen Bestim mungen iir die Isolation der Netzteile (u. a. 2-Kammer-Wick lung) kann der entsprechend ausgebildete Leser den Transforma tor nach folgenden Angaben auch selbst wickeln: Ken M 55 oder EI 48/16 2 460 Wdg. O,l mm CuL; pnmar sekundär 100 Wdg. 0,4 mm CuL; 85 Wdg. 0,4 mm CuL. Die Spannungen ± 16 V stabilisiert man mit je einem MA 723. Im Muster wurden MA 723 im TO-Gehäuse eingesetzt. Wird Ur N2 eine Ausiihung im DIL-Gehäuse benutzt, kann VD9 entfallen, da dieser Typ die Z-Diode enthält. Den Aubau zeigen die Bilder 31 bis 33. Für die Spannung 5 V genügt die Z-Diode VDIO. Diese sollte so ausgewählt werden, daß ihre Z-Spannung unter den Lastbedin gungen des Gerätes im Bereich zwischen 4,75 V und 5,25 V liegt Der AA723 ist relativ teuer. Wesentlich kostengünstiger gestal tet sich die Schaltung nach Bild 34. Der TK der Z-Diode VD3 ist gering. Die Regelung besorgen zwei Operationsverstärker, denen ebenfalls Transistoren nachgeschaltet Wurden. Nl arbeitet in nichtinvertierender, N2 in invertierender Gundschaltung. Mit R4 bzw. RIO wird die Ausgangsspannung exakt eingestellt. Auch hier lassen sich - wie in_ Bild 30 - Festwiderstände einsetzen, denn es genügt, wenn die Ausgangsspannung auf ± 1 V exakt ist. Die Stabilität dieser Schaltung kann als ausreichend Ur den vor gesehenen Einsatzzweck angesehen werden. Man achte darauf, daß der maximal zulässige Ausgangsstrom des B 761 D 70 A nicht überschreiten daf.
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Kapitel 7
-
Meßteck
Digitalmultimeter mit C520D (Blatt 4)
Blatt
7 -4
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Bild 31 Bestückungsplan ür die Stromversogung
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Bild 30 Stromlaufplan Stromversorgung MA 723
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Bild 33 Fertiger Stromversorgungs-Baustein
SY 360/1 VT 1 R IO
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C 6 • SO
- 16 V
Bild 34 Preisgünstige Stromversorgung mit OPV
9.
Gesamtaubau
Die Zusammenschaltung der einzelnen Bauguppen zeigt Bild 35. Das Multimeter vefügt über einen Meßbereichsum schalter S 1 , einen Schalter ür Gleich- und Wechselgrößen bzw. »Aus« (S3) sowie den Meßartenschalter S2. Mit der ünften Ebene von S1 werden gemäß Meßbereich die Dezimalpunkte eingeschaltet: 0,1 (9) 9 9.9 1 (9).9 9 9 10 + V/mA/kO (9) 9.9 9 100 (9) 9 9.9 1 000 (9) 9 9 9.
Wie das Gerät in einem U-förmigen Gehäuse aus 2-mm-Alumi niumblech untergebracht werden kann, zeigt die Skizze Bild 36. Die 6 Leiterplatten werden mit M3-Senkkopfscrauben befestigt, die von unten in das Gehäuse ragen. Es sind Pertinax-Abstands röllc.en zu vewenden. Die Anzeige wird mit Halterungen ge mäß Bild 37 montiert. Diesen ganzen Komplex (außer Netzteil und Transformator) um schließt ein Abschirmkasten aus Weißblech mit drei Kammen. Die Eingangsleitungen sind zu schirmen (Schaltungsmasse). Das Heranühren der Netzspannung an S3 geschieht ebenfalls mit ge schirmtem Kabel (Netzerde). Der Pluseingang des Geräts hat eine größere Impedanz gegen Netzerde als der Minuseingang. paher kann sich bei Wechselspannungsmessung an geerdeten
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Bild 35 Gesamtstromlauf plan des Multime ters
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Kapitel 7
-
Meßteck
Digitalmultimeter mit C 520 D
I
Netzltil
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Ohmmeter
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I
(Blatt 5)
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19 8 6
Blatt
7-5
Transformator M 55 (liegend)
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DJ Bild 38 Blick in das fertig verdrahtete Funktionsmuster
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Skizze ür Gesamtaubau und Frontplattengestaltung
Bild 36
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Bild 37 Halterungen ür 7-Segment-Anzeige Meßobjekten eine Störspannung einstellen. Deshalb sollte die Buchse »Netzerde« des Multimeters durch ein kurzes, gutleiten des Kabel mit Netzerde am Meßobjekt verbunden werden. Die Drehschalter sind Keramikausuhrungen ür 1 A. Die Typen DS2/ 4 x 6-4 X 5 (S1) und DS2/ 4 X 3 (S2, 3) lt. TGL 26 147 werden vom VEB Elektronik Gera gefertigt. Beim Muster stan den ür S2 und S3 nur Ausührungen DS 11 4 x 3 zur Verfügung. Die Ebene S2.5 in Bild 35 mußte daher von S3 realisiert werden (Widerstandsmessung in Mittelstellung von S3). Es wird empfohlen, das Gerät schrittweise aufzubauen und die Funktion soweit wie möglich zu überprüfen. Dazu ' aus der Praxis heraus in Stichpunkten folgende Hinweise: - In Mittelstellung von S3 ist das Multimeter ausgeschaltet. S3.3 muß eine eigene Ebene sein, die gegenüber der anderen Ebene sorgfältig mit einer Weißblechkonstruktion abzuschir men ist, sonst kommt es zu Brummeinstreuungen! Während des Aubaus und der Erprobung sollte Netzspannung daher zunächst einmal direkt an den Transfomator gelegt werden. - Der Minuseingang des Gleichspannungsverstärkers (OPV) ist der kritischste Punkt hinsichtlich des »Einfangens« von Brumm. Alle mittelbar damit verbundenen Leitungen - also auch die Zuleitungen zu S2.2 - sind daher gut geschirmt aus zuühren.
- Im Muster wurde die »heiße« Eingangsbuchse (Meßgeräte buchse) gekürzt, damit die Schirmung konsequenter wird. - Bei Ohmmeter und Gleichspannungsverstärker kann die Ab schirmung auch an Netzerde gelegt werden, was ot einfacher ist. Das Streufeld des Transformators erwies sich beim Musterauf bau als nicht sehr störend, so daß der Transformator gleich an Ort und Stelle montiert wurde. Ohne Schirmkasten wurden am Punkt (1) des AD-Wandlers in den Bereichen 0,1 V und 1 V etwa 8 mV (Spitze-Spitze) gemessen, in den anderen Be reichen 5 mV. 10 mV sind der Maximalwert, damit die letzte Stelle uhig bleibt. Der Schirmkasten verringert die Brumm spannungen um etwa 50 %. Beim Netzteil sind die Masseanschlüsse der Platte (siehe Bild 3 1) mit einem gut leitenden Schaltdraht zu verbinden. Alle Masseleitungen bzw. Abschirmungen werden einzeln zur Netzteilplatine an Masse geührt, wobei eine Lötösenleiste zu Hilfe genommen werden kann. Beim Muster blieben während der Erprobung (ohne Abschirm kasten und Gehäusedeckel) bei ofenem und kurzgeschlosse nem Eingang in den Gleichspannungsbereichen 0,1 V und 1 V die letzten beiden Stellen nicht uhig. Dieser Efekt ver schwindet vollständig, wenn der Pluseingang (Schaltungs masse) mit der Buchse »Netzerde« verbunden wird. Nach Auf setzen von Abschirmkasten und Gehäusedeckel waren die Störungen ebenfalls verschwunden. Wenn Dickschichtsteiler eingesetzt werden - und das sollte man unbedingt anstreben! -, lassen sich alle Bereiche bequem und präzise »eichen«. Auch mit dem Konstantan-Draht gab es keine Probleme. Man braucht sich da also bezüglich des letz ten Digits bei der Justage auf keine Kompromisse einzulas sen! Normaleweise ist bei solchen Schaltungen eine gewisse Ein laufzeit nötig. Die Ofsetdriten sind wegen der thermischen Zeitkonstanten der Schaltkreise nach dem Einschalten beson ders hoch. Beim Muster wurde dennoch festgestellt, daß sich die Nullstellung gleich nach dem Einschalten einstellte und stabil blieb. Ist die Umgebungstemperatur ungefähr konstant, so kann man von dem Gerät erwarten, daß spätestens einige Minuten nach Einschalten alle Stellen auf Null gehen. Beim Messen von Wechselgrößen dauert es immer erst einige Sekunden, ehe die Anzeige »ausgerollt« ist. Das liegt an dem
Bild 39 Außenansicht des Digitalmultimeters sehr großzügig bemessenen C1 1 in Bild 12. Man kann durch Verkleinem bis auf etwa 10 JF eine Verbesseung erzielen, wobei noch keine Probleme (Restwelligkeit) bei der Verarbei tung niedriger Frequenzen zu erwarten sind. - Die höchstzulässige Eingangsspannung im Bereich WS, 1 kV, ist von der Spannungsfestigkeit von l des Teilers abhängig sowie von der Belastbarkeit und Grenz�pannung ür Rl.
10.
Justage
Zum Abgleich sollte ein vierstelliges Multimeter zur Verügung stehen. Es ist daür zu sorgen, daß die Bummeinstreuungen in die Schaltung so gering sind, daß die Anzeige eindeutig wird. Abgleichschritte: 1. Mit R10 am Gleichspannungsverstärker auf den Nullwert der Eingangs-Leerlaufspannung in Stellung GS 100 mV. Bei Kurzschluß und Leerlauf des Eingangs darf sich die An zeige nicht änden. Man kann auch den OPV-Diferenzein gang kurzschließen und dann den »Umschaltpunkt« ür die Ausgangsspannung einstellen. 2. Mit R4 am Gleichspannungsverstärker ·auf eine ür alle 5 Meßbereiche gleiche Anzeige in · den Stellungen GS 0,1 V bis 1 kV. Danach Kontrolle, ob die Einstellung nach Punkt 1 noch exakt ist!
Damit ist die Ofsetkompensation zu Null ausgeührt, da nur dann die Ausgangsspannung des Gleichspannungsverstärkers bei unterschiedlicher Betriebsverstärkung Null bleibt. 3. Mit R4 am AD-Wandler auf Null in Stellung GS 10 V abglei chen. Der AD-Wandler wird also aufNull »nachgezogen«. 4. Mit R 1 7 am Präzisionsgleichrichter auf Null in Stellung WS 100 mV bei kurzgeschlossenem Eingang einstellen. Die Nullstellung muß in allen Bereichen gehalten werden; beim Muster war das sogar bei of:nem Eingang der Fall. 5. Bei kurzgeschlossenem ingang in Stellung 10 kl mit dem Ofsetregler des Ohmmeters auf Null stellen. 6. Mit R6 am AD-Wandler bei 999 mV Eingangsspannung die Anzeige auf 999 bringen. 7. Mit R5 am Präzisionsgleichrichter bei 99,9 A Wechsel strom in Stellung WS 100 A Anzeige auf 999 bringen. 8. Mit R23 am Gleichspannungsverstärker bei 99,9 A Ein gangsgleichstrom in Stellung GS 100 A auf 999 einstel len. 9. Mit den Stellwiderständen der Shuntwiderstände entspre chend die anderen Gleichstrom-Meßbereiche auf Endwert bringen. 10. Mit R 1 3 , R15, R17, R19 und R2 1 am Gleichspannungsver stärker Justieren der Gleichspannungsbereiche auf End wert. 1 1 . Mit den Stellen des Wechselspannungsteilers Justage der Wechselspannungsbereiche (außer 100 mV) auf Endwert. Dieser Abgleich muß mehrmals wiederholt werden und endet bei 1 kV. 12. Mit bekahnten Widerständen die Widerstandsbereiche auf Endwert bringen. Im Wechselstrombereich ergibt sich richtige Anzeige, da durch Einstellung 7 und 8 ür Gleich- und Wechselstrom gleiche Ver stärkungswerte eingestellt werden. Sollte in einem oder in meh reren Bereichen der Endwert nicht geschat werden, so kann die Einstellung lt. Punkt 6 etwas variiert werden. Danach ist ab Punkt 7 · neu zu beginnen.
Literatur [1] B. Kahl; AD-Wandler C 520D. radio fensehen elektronik, Berlin 3 1 (1982) H. 6, S. 377-382.
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Kapitel 8
-
Allgemeine Elektronk
Kfz-Elektronik (Blatt 1)
1.
Anwendungsbeispiele des Anlog-Digitlumsetzers C520D n der fz-Elekronik
Der Schaltkreis C520D ist ein 3 Digit Analog/Digital-Umsetzer. In Verbindung mit einem nachfolgenden BCD-zu-7-Segment Decoder und einer LED·Anzeige entsteht ein vielseitig nutzba res Anzeigegerät Durch Umsetzung verschiedener, den Fahrer interessierenden Eingangsgrößen in eine Oieichspannung kön· nen diese digital zur Anzeige gebrachrwerden. Es sei dahingestellt, ob die Digitalanzeige im Kratfahrzeug grundsätzlich die günstigste Fom der Meßwertdarstellung ist. Zweifellos hat auch ein Zeigerinstrument sehr gute Eigenschaf �en (schnelle Ablesbarkeit des Meßwertes). Selten stehen aber geeignete, mechanisch robuste Meßwerke zur Veiigung. Die Digitalanzeige stellt in der nachfolgend beschriebenen Fom dazu eine echte Altenative dar. Die benutzten LED-Anzeigeelemente sind klein und leicht, wo· mit auf Eingrife in das serienmäßig vorhandene Armaturenbrett des Fahrzeuges (beispielsweise Ausschneiden größerer Öfnun· gen wie bei Zeigerinstrumenten) verzichtet werden kann. Die Zifenanzeige wird zusammen mit dem Decoderschaltkreis und dem AD-Umsetzer zu einem Aubauinstument vereinigt. Bild 1 zeigt den Stromlaufplan einer Anzeigeeinheit nach dem beschriebenen Prinzip. Die Eingangsspannung liegt über R1 an. Der Eingangswider· stand des Schaltkreises ist relativ hoch. Damit beschränkt sich die Wirkung von R 1 auf eine reine Schutzfunktion, d. h., dieser Widerstand veilscht die Messung praktisch nicht. Allerdings darf der Quellwiderstand des Meßobjekts einige 10 kO nicht überschreiten, damit der in den Meßphasen aus dem Eingang ließende Strom noch keine Fehlspannung im mV-Bereich er· gibt. l bildet den Integrationskondensator ür den nach dem Dual·slope-Prinzip arbeitenden AD-Umsetzer. Die absolute Größe dieses Kondensators sowie dessen eventuelle Drit in Ab· hängigkeit von der Umgebungstemperatur haben innerhalb be· stimter Grenzen keinen Einluß auf die Meßgenauigkeit. Der Hersteller gibt 0,22 IF an. Durch Versuche konnte festgestellt werden, daß ein Scheibenkondensator von 100 nF an dieser Stelle ausreicht. Er ist zudem wesentlich kleiner, was u. U. ür die Gesamtgröße des Gerätes von Bedeutung sein kann. Der Einsteller R2 zur Nullpunktkorektur gehört zur Standard· beschaltung des C520D. Dagegen ist Anschluß 13 des Schalt· kreises entgegen der üblichen Schaltungsweise direkt mit Masse . verbunden. Nomaleweise liegt an dieser Stelle ein Potentiome·
01 6
Rl
1986
Blatt
8 -1
ter ir die VerStärkung. Für die vogesehene Anwendung ist er nicht notwendig, da in der jeweils vorgeschalteten Baugruppe ge eicht wird. Weitere schaltungstechnische Verändeungen gegenüber der Standardschaltung urden bei den Digittreiben ir die 3 VB 71 vorgenommen. Im Gegensatz zur bekannten Schaltung mit jeweils einem pnp-Transistor wurden hier je zwei npn-Tran sistoren eingesetzt. ber Bauelementeauwand ir diese Schal tungsvariante erscheint auf den ersten Blick größer, jedoch las sen sich dadurch die besonders preisgünstigen Miniplasttransi storen aus dem Bastlerbeutel 6 vewenden. Durch die gewählte Treiberschaltung ergibt sich eine außeror dentlich einfache Möglichkeit ir das Einstellen der Anzeigehel ligkeit Dazu wird die Basisspannung der als Emitterfolger arbei tenden Transistoren durch ein Potentiometer verändert. Eine automatische Helligkeitsregelung durch die Umgebungs helligkeit - z. B. mit Fotowiderstand - ist zwar komfortabler, je doch nicht in allen Fällen befriedigend, wie Versuche zeigten. Tatsächlich wird die manuelle Einstellung der Anzeigehelligkeit dem individuellen Empfmden des Farers m ehesten gerecht. Ein völliger Verzicht auf die Steueung der Anzeigehelligkeit muß abgelehnt werden. Besonders störend wirkt eine zu helle Anzeige bei längerer Nachtt Ein Problem ist die Stromversogung elektronischer Bauguppen aus dem Bordnetz. Es wurde eine einfache Lösung,gewhlt, da der Umsetzfehler des C520D auf Betriebsspannungsschwankun gen nur"wenig reagiert. Zwischen 4,5-V- und 7-V-Versogungs spannung konnte keine Verändeung des angezeigten Meßwetes beobachtet werden. Der Verzicht auf Spannungsstabilisieung und die Gewinnung der Versorgungsspannung durch Einfugen eines Vowiderstands zwischen Bordspannung und Anzeigeteil stellt einen Kompromiß dar. Besonders beim Betrieb an 6-V-An lagen muß eine gewisse Schwankung der Anzeigehelligkeit in Abhängigkeit von der Bordspannung und dmit von der Motor drehzhl n Kauf genommen werden. Sie tritt aber nur dann str· ker in Erscheinung, wenn vom Fahrbetrieb in den Leerlauf über gegangen wird oder umgekehrt, so daß dieser Nachteil ohne weiteres zu akzeptieren ist. Bei 12-V-Betrieb sind die Verhält nisse der Stromversogung günstiger. Der Einsatz einer Lei stungs-Z-Diode ist ohne weiteres möglich, jedoch nicht unbe dingt notwendig. Die Whl der Betriebsspannung durch entsprechende Dimensionieung des Vorwiderstands ist vorteil hat, wenn bereits existierende 6-V-Geräte später bei einem Fahrzeug mit 12-V-Bordnetz weitevewendet werden sollen.
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22k
R2 alle Transistoren: 5 5 21 6 0 o.ä. in Klamern shende Baelementete für 6V Betriebsspanng
c -::-1 d -:-i e -::-1
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Bild 1 Anzeigeeinheit mit Helligkeitssteueung
Beide Vowiderstände können im Gerät untergebracht werden, um damit die Vewendbarkeit bei beiden Bordspannungen zu si chen. R. ist dann richtig dimensioniert, wenn sich eine Versorgungs spannung zwischen 4,7 V und 6 V einstellt. Dabei wird eine Schwankung der Bordspannung zwischen 5,5 V und 7,2 V bzw. zwischen 1 1,5 V und 14,5 V angenommen. Veränderungen der Versorgungsspannung in Abhängigkeit vom angezeigten Meßwert und der damit verbundenen variablen Stromaufnahme der LED-Anzeigen konnten nicht beobachtet werden. Der Kondensator l darf auf keinen Fall im Kapazitätswert klei ner sein, als in Bild 1 angegeben. Sonst steigt die Welligkeit der Versorgungsspannung durch die. im Zeitmultiplexbetrieb arbei tende Zifemanzeige, und Störungen im Betrieb können autre ten. Im folgenden werden einige Bauguppen vorgestellt, die in Ver bindung mit der Schaltung nach Bild 1 die Messung verschiede ner Größen erlauben.
1 . 1.
bewachung der Bordspannung
Über den Sinn einer laufenden Überwachung der Bordspannung in bezug auf die schnelle Erkennung von Fehlen an der elektri schen Anlage des Kraftfahrzeuges ist schon mehrfach geschrie ben worden. Die zusätzlich benötigte Schaltung besteht in die sem Falle lediglich aus einem Spannungsteiler und einem RC-Siebglied zur »Beruhigung« der Anzeige. Ausnahmsweise ist hierbei die Realisieung ür 12-V-Anlagen komplizierter als bei 6-V-Bordspannung. Das liegt an der dreisteHigen Anzeige bei 12-V-Bordnetzen (z. B. 12,5 V). Zur Anzeige dieser Zifefolge wird aber nur eine tatsächliche Eingangsspannung von 0,125 V benötigt. Der Schaltkreis wird dabei nur sehr wenig ausgesteuert. Die dritte Stelle hat aber noch wesentliche Bedeutung für die Ablesung des Anzeigewertes. Damit ergeben sich automatisch hohe Anfordeungen an die ver wendeten Potentiometer ür Nullpunkt und Endwert sowie an die Festwiderstände des Eingangsspannungsteilers. Es sollten unbedingt Dickschicht-Typen und Metallschichtwiderstände zum Einsatz kommen (Bild 2).
1 .2.
Drehzmessung bei tto -Motoren
Zur Messung der Motordrehzahl durch Auswertung der Zündfol gefrequenz sind schon verschiedene Schaltungen veröfentlicht worden. Das Grundprinzip besteht bei analog oder quasianalog (d. h. über Leuchtband) anzeigenden Geräten in der Erzeugung eines Im pulses konstanter Dauer mit einem monostabilen Multivibrator bei jeder Zündung. Der arithmetische Mittelwert der auf diese Weise entstehenden Rechteckspannung ist drehzahlproportio naL Durch Einsatz des C520D (siehe Bild 1) eignet sich das be schriebene Prinzip auch ür einen digital anzeigenden Drehzahl messer. Der monostabile Multivibrator läßt sich vorteilhat mit dem Schaltkreis A 301 D realisieren. Eine mehrfach veröfentlichte Schaltung fmdet man in [1]. Die nachfolgend beschriebene Variante ist als Weiterentwick lung bzw. Vevollkommnung der bekannten Schaltung anzuse hen. Durch das veränderte Triggeverhalten kann die Funktions sicherheit deutlich gesteigert werden. Bild 4 zeigt den Spannungsverlauf an der Primärseite der Zünd spule.
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Bild 4
Spannungsverlauf an der Primärseite der Zündspule bei Batteriezündanlagen
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Bild 2 Bild 3
Spannungsteiler zur Messung der Bordspannung bei 12-V-Anlagen Spannungsteiler ür 6-V-Bordspannung
Bei 6-V-Bordspannung reicht eine zweistellige Anzeige aus. Da mit entfallt auch der Digittreiber ür das niedewertigste Digit in Bild 1. Um den Bordspannungsbereich von 5,5 V bis 7,5 V zur Anzeige zu bringen, ist hier nur ein Spannungsteilerfaktor von 10 notwendig, d. h., die unmittelbar am Schaltkreiseingang meß bare Spannung bewegt sich zwischen 0,55 V und 0,75 V. Das ent �pricht einer Aussteuerung des Schaltkreises von maximal 75 %. Nullpunkt- und Endwertabgleich sowie zeitliche und themische Konstanz dieser Werte sind daher wesentlich besser behersch bar als bei der 12-V-Variante. Die Spannungsteilewiderstände sollten nach Möglichkeit Me tallschichttypen sein (Bild 3).
Für eine exakte Anzeige muß garantiert werden, daß die Auslö sung des Monolop nur einmal je Zündung erfolgt. Bei den bis her bekannten Schaltungen ist es jedoch möglich, daß durch die zweite Spannungsspitze am Ende der Funkenbrenndauer die Triggerschwelle nochmals beim gleichen Zündvorgang erreicht wird und der Monolop neu startet. Erst nach. Ablauf der Halte zeit th, vom Zeitpunt der letzten Auslösung an gerechnet, kippt die Schaltung in die Ruhelage zurück. Praktisch ührt dieser Vorgang zu einer Doppelauslösung und damit zu einer fehlerhaf ten Anzeige. Mit der Schaltung nach Bild 5 ist eine Doppelauslösung nicht möglich. Durch Einfügen der Diode VD1 zwischen die An schlüsse 6 und 4 des A 301 D wird das erreicht. Damit ist die Schaltung nicht mer retriggerbar, d. h., wärend der Zeit th bleibt der Eingang verriegelt, denn die Eingangsspannung am Anschluß 4 wird mit VD1 über die Kollektor-Emitter-Strecke des Ausgangstransistors nach Masse kurzgeschlossen. Die zweite Spannungsspitze (siehe Bild 4) bleibt damit wirkungslos. Das gilt allerdings nur mit der Einschränkung, daß th merklich größer ge wählt wrd als die Funkenbrenndauer. Eine Impulsdauer von 3 ms wird dieser Forderung in jedem Falle gerecht. Ein weiteres Vergrößen der Haltezeit wirkt sich nachteilig auf die Linearität der Schaltung aus. Um die genannte Impulsdauer zu garantie ren, muß auf die bekannte Abgleichmöglichkeit durch Variation der ür die Haltezeit maßgeblichen Zeitkonstante verzichtet wer den. Es hat sich die in Bild 5 angegebene Variante des Abgleichs durch Beeinlussen der Impulshöhe am Schaltungsausgang mit R4 bewährt. Dieser Widerstand sollte nicht einstellbar sein, um die Funktionssicherheit des Gerätes nicht zu minden. Ein pro visorisches Einlöten eines Einstellwiderstands, der dann ausge messen und durch einen Festwiderstand geeigneter Größe ersetzt wird, stellt die efektivste Methode der Eichung dar.
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Kapitel 8
-
llgemeine Elektronik
Kfz-Elektronik (Blatt 2)
---u [vom An ieieal E kot---l ZS' K(. 1
•:
,15' [Virzyliner-Viertaktl • 30• [Zeitatotn) ei SOHz-Rehteckpanung n E kontr , 6 = 3 ... SV E'1chung auf Anze�gert
Bild 5
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Gewinnung einer drehzahlproportionalen Spannung aus der Zündfolgefrequenz
m Ausgang liegt noch eine zweigliedrige RC-Kette zur Mittel wertbildung. Eine einstuige RC-Schaltung erfüllt zwar auch die geforderte Funktion, jedoch kann eine limerfreie Anzeige (ge ringe Welligkeit der Ausgangsspannung) nur durch eine unange nehm große Zeitkonstante ereicht werden. Das ergäbe eine merkliche Trägheit der Anzeige. Die Schaltung nach Bild 5 garantiert dagegen eine Anzeige, die der tatsächlichen Motordrehzahl gut folgt und dennoch bei kon stanter Drehzahl nicht ständig zwischen zwei benachbarten An zeigewerten springt. Die Stromversorgung des Drehzahlmeßvorsatzes erfolgt mit aus dem Anzeigeteil. Dadurch bleibt der gesamte Bauelemlnteauf wand wesentlich kleiner als bei anderen Schaltungen für digitale Drehzahlmesser. 1.3.
Konrole des Ladesroms
Die Ladestrommessung erlaubt Rückschlüsse auf Zustand von Generator (Lichtmaschine) und Fahrzeugbatterie. Da letztgenannte sowohl geladen als auch entladen wird, ist ein Stromluß in beiden Richtungen möglich. In der Praxis interes siet der Entladestrom, der durch eingeschaltete Verbraucher bei gleichzeitig zu geringer oder nicht vorhandener Generator-Aus gangsspannung zustande kommt, wenig. Dagegen kann aus der Messung des Ladestroms geschlossen werden, ob beispielsweise der Regler ordnungsgemäß funktioniert. Insbesondere durch wahlweises Messen von Bordspannung und Ladestrom ist eine schnelle Diagnose des Zustands der elektrischen Anlage des
R3
R1=R2=R3=R4=1k
+
R4
Bild 6
N1, N2, 8 2765 0
Strom-Spannungs-Umsetzer zur Messung des Lade stroms
198 6
Blatt
8 -2
Fahrzeugs möglich. Der Schaltungszusatz nach Bild 6 ist als Teil eines »Kfz-Multimeters« gedacht. Der Meßwert wird nur bei Be darf angezeigt, während man normaleweise z. B. die Drehzahl mißt. Der theoretisch meßbare Maximalstrom beträgt bei zwei stelliger Ausühung des Anzeigeteiles 99 A. Praktisch werden bei 12-V-Anlagen etwa 25 A und bei 6-V-Bordspannung und 40 A ereicht. Die Schaltung nach Bild 6 arbeitet mit einem Doppel-Opera tionsverstärker B 2 765D. Der erste OPV ist dabei ein Subtrahie rer. Seine beiden Eingangsspannungen werden durch den Span nungsteiler RlfR2 bzw. R3/R4 erzeugt. Da alle vier Widerstände den gleichen Wet haben, tritt eine Spannungsdiferenz zwi schen den OPV-Eingängen nur dann auf, wenn am Meßwider stand Rm ein Spannungsabfall vorhanden ist. Praktisch wird Rm durch den Leitugswiderstand realisiert. Dazu ist die Verbin dungsleitung zwischen Bordnetz und Batterie im Abstand von etwa 0,5 m bis 1 m anzuzapfen, so daß ein Spannungsabfall von etwa 100 mV bei 10 A zustande kommt. Es muß darauf geachtet werden, daß zwischen den Anzapfstellen keine Leitungsverbindung (Schraub- oder Steckverbindung) mit nichtreproduzierbarem Übergangswiderstand vorhanden ist! Beim PKW ADA existiert z. B. ein geeignetes Kabel zwischen Batterieanschluß und Sicheungskasten. Bei anderen Fahrzeu gen liegen ähnliche Verhältnisse vor. Da alle vier Widerstände des Spannungsteilers gleich groß sind, ist die Spannungsdiferenz zwischen den OPV-Eingängen halb so groß wie der Spannungsabfall über Rm· Diese Spannungsdife renz ist am Ausgang des Subtrahierers gegen Masse meßbar. Der C520D braucht daür noch einen zusätzlichen Spannungsver stärker (OPV2). Der Verstärkungsfaktor beträgt etwa 2. An den Ausgang dieses Verstärkers ist die Anzeige�chaltung über ein RC-Glied zur Unterdrückung schneller Anzeigeändeungen an geschlossen. Wenn die Schaltung nicht allein mit dem Anzeigeteil zusam menarbeitet, sonden noch weitere Meßfunktionen vorgesehen sind, ist ein zusätzlicher Nullpunkt- und Endwertabgleich erfor derlich. Dazu wird ein Strom in dep invertierenden Eingang von OPV 2 eingespeist, dessen Größe und Richtung von der Einstel lung des Nullpunktstellers R14 abhängt. Der zur Verügung ste hende Spannungsbereich von ± 0,7 V reicht normaleweise aus, um den Nullpunkt exakt einzustellen. Ist das dennoch nicht möglich, so müssen die Widerstände des Eingangsspannungstei lers - wiedeum möglichst Metallschichttypen - übepüt und gegebenenfalls korrigiet werden. Der Endwet wird durch Variation der Spannungsverstärkung von OPV 2 eingestellt. Dazu ist der verstärkungsbestimmende Widerstand im Gegenkopplungszweig als Stellwiderstand ausge ührt. Die Eichung kann auf einfache Weise in Verbindung mit einem Ladegät vorgenommen werden. Man speist zweckmäßig über die bei praktisch allen Fahrzeugen vorhandene Steckdose ür die Handlampe ein. Damit ist sichergestellt, daß der Lade strom über das als Meßwiderstand wirkende Kabel ließt, so daß ein entsprechender Spannungsabfall über Rm autritt. Die Einstellung des Anzeigewerts sollte bei einem (kurzzeitig!) eingespeisten Ladestrom von 10 A bis 15 A durchgeüht werden. Zum Vergleich wird ein Strommesser benutzt, der meist bereits m Ladegerät vorhanden ist. Wichtig ür die Funktion der Schaltung ist ihre- Stromversor gung. Um die Ansteuerung des C520D zu gewährleisten, kann auf die Erzeugung einer gegenüber Masse negativen Spannung nicht verzichtet werden. Der niedrige Strom- und Spannungsbe darf des vewendeten OPV sowie die geringen Stabilitätsanforde ungen an die negative Betriebsspannung erleichten diese Auf gabe. Es wird ein astabiler Multivibrator VTl, T2) eingesetzt, der auf einer Frequenz im kHz-Bereich schwingt. Die Ausgangs Rechteckspannung wird kapazitiv ausgekoppelt und mit einer Spannungsverdopplerschaltung gleichgerichtet. Ihr folgt eine Stabilisieungsschaltung mit Doppeldioden SAL 41 oder vier Si Dioden (z. B. SAY30 ) als Referenzelemente. Bild 7 zeigt die
2x SAL41
Bild 7
Stromversorgung der Operationsverstärker in der Schal tung nach Bild 6
Schaltung der Stromversogungseinheit Die positive OPV-Be triebsspannung wird direkt aus der Bordspannung abgeleitet. Die in Klammem stehenden Bauelementewerte in Bild 7 gelten ür 6-V-Bordspannung.
1.4.
Schließkelmessung
Der Schllßwinkel, d. h. der Kurbelwinkelbereich, in dem die Zündspule eingeschaltet ist, stellt eine wichtige Meßgröße bei der Einstellung der Zündanlage eines Otto-Motors dar. Man kann ihn durch Mittelwertbildung einer rechteckfömigen Span nung messen, die durch Impulsformung aus der Spannung n der Primäwicklung der Zündspule abgeleitet wird. Um zu ge währleisten, daß die Messung nicht von Schwankungen der Bordspannung beeinlußt wird, muß die Amplitude dieser Recht eckspannung konstant gehalten werden. Die Schaltung nach Bild 8 arbeitet mit einem Schwellwertschal ter (A 301 D), dessen invertierender Ausgang stets H-Potential an nimmt, wenn der Unterbrecherkontakt geschlossen und damit die Zündspule eingeschaltet ist. (vom Anzeiteil l
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Bild 8
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Endtnbgleich
Schaltung zur Schließwinkelmessung
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Getriggert wird über den Eingang 1 (Anschluß 3) des Schaltkrei ses. Die Eingangsbeschaltung mit R1, R2, VD1 bis VD4 und l schützt vor zu großen Eingangsspannungen bzw. negativen Span nungsspitzen. Der Ausgang des Schwellwertschalters ist - wie be reits bei der Drehzahlmessung - mit dem Ein.g einer zwei gliedeigen RC-Kette zur Mittelwertbildung verbunden. Abgegli chen wird in bekannter Weise durch Variation der Amplitude der Rechteck-Ausgangsspannung des Schwellwertschalters. Bei ofenem Schaltungseingang wird der nzeigewert »360« (Grad) mit R4 eingestellt. Anschließend verbindet man den Eingang mit der Bordspannung und übeprüt bzw. korigiert die Nullpunkteinstellung. Bei laufendem Motor kann dann der Schließwinkel direkt in Winkelgraden abgelesen werden. Aus elektronischer Sicht etwas günstiger ist die prozentuale An zeige der Schließdauer, bezogen auf die Dauer einer Kurbelwel lenumdrehung, da in diesem Falle der C520D etwas mehr ausge steuert werden knn als bei der Wnkelanzeige. Beispielsweise beträgt die Eingangsspannung bei einem Schließwinkel von 135° nur 0,135 V. Bei der prozentualen Anzeige sind im vorliegenden Beispiel dagegen 0,38 V am Schaltkreiseingang eforderlich, um den Wet »38 %« anzuzeigen (135° entsprechen genau 37,5 % der Kurbelwellenumdrehung, der nzeigefehler von 0,5 % ist zu ver nachlässigen). Prinzipiell kann mit dieser Fom der Anzeige ene beSsere Langzeitkonstnz ereicht werden, da Driterscheinun gen des Spannungsteiles m Engng der RC-Kette ene gerin-
gere Auswirkung auf das Meßergebnis haben als bei der direkten Gradanzeige und der daiit verbundenen geringen Aussteueung des C520D (siehe auch Abschnitt 1 . 1 .) . Die Schalung eignet sich ohne Umdimensionieren sowohl ür 6-V- als auch ür 12-V Bordspannung. Die bisherigen Ausührungen beziehen sich auf die Schließwin kelmessung bei Zweitakt-Otto-Motoren, wo jedem Zylinder ein eigener Zündkreis zugeordnet ist. Beim Einsatz der Schaltung an Viertaktmotoren mit Zündverteiler hat dagegen die Zylinderzahl unmittelbaren Einluß auf die Eichung. In der Praxis ist ledig lich der Vierzylinder-Viertaktmotor zu betrachten, da alle in die DDR importierten PKWs diesen Motortyp aufweisen. Bedingt durch die konstuktive Ausfihrung der Zündanlage wird die Zündspule zweimal je Kurbelwellenumdrehung eingeschaltet. Demzufolge zeigt die in der oben beschriebenen Weise geeichte Schaltung gegenüber dem tatsächlichen Schließwinkel stets den doppelten Wert an. Um die richtigen Verhältnisse herzustellen, muß R4 so abgegli chen werden, daß bei ofenem Schaltungseingang der Anzeige wert »90« (Grad) erscheint. Das Gerät kann man universell ein setzen durch Einbau eines zusätzlichen Umschalters ür R4.
1.5.
Zusamenschaltung der beschriebenen Bauguppen zu einem tfz-Multimeter«
Abschließend folgen noch einige Hinweise zur Zusammenschal tung der beschriebenen Bauguppen, wenn mehrere Anzeige funktionen mit dem gleichen Anzeigeteil realisiert werden. Bild 9 zeigt das entsprechende Übersichtsschaltbild bei einer an genommenen Bordspannung von 12 V. Zur Wahl der Anzeige funktion wird ein Zweiebenen-Umschalter eingesetzt, da außer der jeweils eforderlichen Verbindung zwischen dem Schaltungs ausgang ür eine Meßgröße und dem Eingang des C520D noch eine Umschalung der Betriebsart des Anzeigeteils notwendig ist. Das betrit einmal das Abschalten der letzten Stelle bei den Meßoperationen »Drehzahl« und »Ladestrom« und zum anderen das Einschalten des Dezimalpunkts nach der zweiten Stelle der Zifenanzeige in der Betriebsart »Bordspannungsmessung«. Die letzte Stelle wird durch Kurzschließen der Basis-Emitter-Span nung des Digit-Treibetransistors nach Masse abgeschaltet. Ebenfalls durch Masseverbindung wird der Dezimalpunkt der zweiten Stelle eingeschaltet. Soll der Schließwinkel prozentual angezeigt werden (siehe Ab schnitt 1.4.), so ist auch bei dieser Meßoperation die niedewer tigste Stelle abzuschalten (siehe gestrichelte Verbindung am Be triebsartenschaltet in Bild 9). Bei der prozentualen Schließwinkelmessung ir 6-V-Bordspan nung kann die zweite Ebene des Umschalters völlig entfallen. Der Anzeigeteil wird nur zweistellig ausgeührt. Es erübrigen sich demnach alle Umschaltungen im AnzeigeteiL
nzeieteil lltahed 8ild1
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Bild 9
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Übersichtsschaltbild eines »Kfz-Multimetes« aus den bisher besciebenen Bauguppen
S C H A LT U N G S S A MM L U N G · Vierte Lieferung ·
Kapitel 8
-
Allgemeine Elektronik
fz-Elektronik (Blatt 3)
2.
Vom VEB Telefon- und Signilanlagenbau Berlin Stfit eine elektronische Zündanlage mit der Bezeichnung ZA 3 iir den Einsatz im PKW Trabant. Es handelt sich dabei um eine Transistorzündanlage auf der Ba sis der serienmäßig eingesetzten Zündspulen. Von dieser Seite kann eine Vergrößeung der Funkenenergie nicht ewartet wer den. Trotzdem lassen sich mit solchen Anlagen gewisse Verbes seungen m Fahrbetrieb ereichen. So wird in [2) beispielsweise eine verbesserte »Laukultur« m Leerlauf hevogehoben. Auch eine Vergrößeung der Höchstdrehzahl sowie bessere Starteigen schaten werden derartigen Anlagen in verschiedenen Veröfent lichungen bescheinigt. Da weiterhin durch die vorhandenen Unterbrecherkontakte an gesteuert wird, bleibt der Hauptnachteil konventioneller Zünd anlagen (Verschleiß des Unterbrecherkontakts) auch bei der A 3 bestehen. Dieser Verschleiß, der zwangsläuig eine Verän deung der Einstelparameter »Zündwinkel« und »Schließwin kel« zur Folge hat, ist durch den Wegfall des Kontaktabbrands allerdings kleiner als bei der serienmäßigen Zündanlage. Den noch kommt es nach wie vor zum Abrieb der Anlaufnase des Un terbrechers auf dem Nocken. Die Orientieung auf die urspüngliche Ansteueungsart hat ne ben ökonomischen Ewägungen den Vorteil, daß bei einem Un� tewegsausfall schnell und unkompliziert wieder auf den serien mäßigen Zustand »abgerüstet« werden kann. Für eine breite Anwendung ist diese Überlegung sicherlich rich tig. Dem Amateur bietet sich aber ein Schaltungszusatz an, der eine kontaktlose und damit wartungsfreie Steueung der A 3 emöglicht. Bild 10 zeigt zunächst den Stromlaufplan der indu striell gefertigten Anlage. Bei geschlossenem Unterbrecher sperrt der Vorstufentransistor SD 3 3 7, da dessen Basis nach Masse kurzgeschlossen wird. Für einen eventuellen Eigenbau der kompletten Zündanlage kann an dieser Stelle auch ein SF 126 ellgesetzt werden. Die >eiden in
Bild 10
8- 3
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Stromlaufplan der Transistorzündanlage
Blatt
Darlington-Schalung arbeitenden Leistungstransistoren SD 812 steuen durch, und über die Zündspule ließt Strom. Der Einsatz von zwei Leistungstransistoren resultiet aus der Tatsache, daß geeignete Typen mit hoher Kollektor-Emitter-Sperspannung und großem zulässigen Kollektorstrom meist ser kleine Strom verstärkungsfaktoren ß < 5) auweisen. Das trii beispielsweie auch für den Transistor SU 1 60 zu, der anstelle des SD 812 einge setzt werden kann. Öfnet der Unterbrecher, so kehren sich die beschriebenen Ver hältnisse um. Der Darlington-Transistor sperrt, und es kommt in bekannter Weise zur Umwandlung der· in der Zündspule gespei cherten magnetischen Energie in elektrische Energie und damit zum Funkenüberschlag an der Kerze. Soll iir die Unterbrecheranlage eine andere Variante der n·: -·; steueung realisiert werden, so sind durch die entsprechende Schaltung mindestens zwei Fordeungen zu erfüllen: - Der Schaltungsausgang muß in der Lage sein, den Eingangs strom der A 3 zu schalten. - Die Funktionsfähigkeit der Schaltung soll bis zur halben Nennspannung des Bordnetzes (3 ) erhalten bleiben, um einen sicheren Kaltstart zumindest »aus elektronischer Sicht« zu gewährleisten. · Weiterhin muß gefordert werden, daß der vewendete Geber mit der serienmäßig vorhandenen Zweihebel-Unterbrecheran lage austauschbar ist, um im Reparaturfall auf den Serienzu stand übergehen zu können. Bild 11 zeigt eine Schaltung, die alle genannten Fordeungen er üllt. Der ür die Impulsfomung des Lichtschranken-Ausgangs signals eingesetzte Schaltkreis A 302 D hat neben einer außeror dentlich niedrigen minimalen Betriebsspannung von 2,6 V den Vorteil, daß die Schaltschwelle stets bei der halben Betriebsspan nung liegt. Mit den am Ausgang des A 302 D angeschlossenen beiden Schalt verstärken VT1 bzw. T2T3 kann die Gesamtschaltung als Leistungs-Schwellwertschalter mit negiertem · und nichtnegier tem Ausgang bezeichnet werden. Die · ofenen Kollektoren der Ausgangstransistoren arbeiten dabei direkt auf die Basisan schlüsse der beiden SD 3 3 7. Die Funktion der Steuerelektronik kann nur verstanden werden, wenn der zugehörige optoelektronische Geber (Bild 12) mit be trachtet wird. Es handelt sich hierbei um eine auf den vom Her steller · geforderten Zündwinkel eingestellte Infrarot-Licht schranke, die von einer Sektorscheibe mit 1 80°-Winkelausschnitt periodisch unterbrochen wird. Die Sektorscheibe wird an Stelle des Unterbrechemockens eingesetzt und wie dieser mit der vor handenen Schraube befestigt. Die Ansteueung beider Zündkreise mit nur einer Lichtschranke basiert auf der getrennten Auswertung des »Hell-dunkel«- und »Dunkel-hell«-Übergangs an der Lichtschranke. Jeder Übergang wird zum Auslösen einer Zündung benutzt. Infolge der zueinan der negierten Ausgangssignale der Steuerelektronik wird dabei jeweils beim Wechsel des Schaltzustands am Schwellwertschal-
Ausbau des elekonischen Zündsystems A 3 zu einer kontktlos gesteuerten Zündanlage
Unterbreeranlage
198 6
A3 szx
1S,1
VTJ60
Zy1
�11}60
Zyl . 2
Bild 1 1 Schaltungszusatz r die kontktlose n steueung der A 3
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TZA�ingangen
LED - Trägtrplatt• , mit Stthbo/un Grundplattt �futigl
Grundplott•
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mit
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Btftsligungsschroubt
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Bild 12 Konstruktive Ausührung des optoelektronischen Ge bers in Bild 1 1
Funkenenergie aus, weil die Zündspule auch dann ausreichend lang eingeschaltet wird und demzufolge die gleiche magnetische Energie speichen kann wie bei niedrigen Motordrehzahlen. Durch Einbau der beschriebenen Zündanlage entällt der Flieh kratversteller. Die Notwendigkeit dieser Einrichung - die prak tisch nur beim Anlaßvorgang und im Leerlaufgebiet wirksam wird - wurde in letzter Zeit in Fachzeitschriten mehrfach disku tiert und vor allem von Lesen bezweifelt. In [3] bezieht der VEB Sachsening Automobiwerke Zwickau, Stel lung zu diesem Thema. Im Ergebnis werden einige Nachteile ge nannt, die bei Blockieung oder (wie im beschriebenen Fall) Ent fenung des Fliehkratverstellers autreten. Jedoch bestätigt sich auch bei diesen Untersuchungen eine auf diese Weise mögliche KratstoTeinspaung. Angesichts der bestechenden Einfachheit der beschriebenen Zündanlage können in Auswertung eigener Erfahrungen die vom Hersteller beschriebenen Nachteile in Kauf genommen werden. Soll der Fliehkratversteller erhalten bleiben, muß die Sektor scheibe auf dem vorhandenen Nocken befestigt werden, was allerdings mechanisch nicht einfach ist. In diesem Falle muß die Masse der Geberscheibe möglichst klein sein, damit die Kennli nie des Fliehkraverstellers nicht beeinlußt wird. Literatur
terausgang ein Zündkreis aus- und der andere eingeschaltet. Der Schließwinkel entspricht dem Sektorausschnittder Geberscheibe von 180•. Er ist damit etwas größer als der serienmäßig alisierte Schließwinkel von etwa 130•. Praktisch ührt das zu einer gering ügigen thermischen Mehrbelastung der Zündspulen, die aber ohne weiteres »verkratet« wird. Bei Höchstdrehzahl wirkt sich der vergrößerte Schließwinkel dagegen positiv in bezug auf die
[1] H. Jakubschk; Kratfahrzeugdrehzahlmesser mit Leucht bandanzeige. [2] . Mater; Trabant mit Transistorzündung - lohnt sich das? Der Deutsche Straßenverkehr Het 8/83, Seite 18. [3] Blockierter Fliehkratzündversteller. Mitteilung des VEB Sachsenring Automobilwerke Zwickau, in: Der Deutsche Straßenverkehr Het 8/83, Seite 22.
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Kapitel 8
-
198 6
Blatt
8 -4
Allgemeine Elektronik
Steuergerät r Serienblitze zur Aunahme von Bewe gungsphasen Einleiung
1.
In der 3. Liefeung der Schaltungssamlung wurde ein Steuerge rät ür mehrere Elektronen-mitzgeräte zur Aufnahme von Bewe gungsabläufen vorgestellt. Bei diesem Gerät waren die zeitlichen Abstände zwischen den Blitzen frei wählbar. Die Steuerstufen bestanden aus integrierten monostabilen Kippstufen (D 121 D), deren Zeitglieder einzeln über Stellwiderstände verändert wer den konnten. Die Praxis zeigte, daß die Einstellung gleicher Zei ten und die Kenntnis der tatsächlich eingestellten Zeitabstände zwischen zwei Blitzauslösungen wichtiger und ür die spätere Auswertung infomativer ist als die Möglichkeit, die Steuerstu fen ür unterschiedliche Kippzeiten (Blitzabstände) einstellen zu können. Die daür besser geeignete Schaltung nach Bild 1 ist mit den nachfolgend genannten Eigenschaten und Bedienungsmöglich keiten ausgestattet: - Zünden der angeschlossenen Blitzgeräte nacheinander in glei chen vowählbaren Zeitabständen. Die Blitzfolgeabstände sind in Stufen von 0,01 s ansteigend bis zu insgesamt 10 s vorein stellbar. Drei dekadische Vowahlschalter stehen zur Vefu gung O,Ql bis 0,1 s; 0,1 bis 1 s und 1 bis 10 s; - Steuemöglichkeit lr maximal 10 Elektronen-Blitzgeräte; - Start des Steuergerätes über den Synchronkontakt der Kamera; - Handauslösung;
- Rückstelltaste ür die Rückführung des Steuegerätes in die Ausgangsstellung (von Bedeutung ür langsam ablaufende Blitzfolgen); - LED-Zeile ür die visuelle Ablaukontrolle der eingestellten Blitzfolgezeit 2.
Schlungsbescreibung
Bild 1 zeigt die gesamte Schaltung des Steuergerätes. Die kürze ste einstellbare Blitzfolgezeit beträgt 10 ms = 0,01 s = 1/100 s. Diese Zeit ist auch identisch mit der ür das Steuergerät vewen deten Zeitbasis, die am Brückengleichrichter Vl bis V4 zunächst als 100-Hz-Sinushalbwelle zur Vefugung steht. In der Gatteran ordnung Gl bis G3 werden die positiven Sinushalbwellen in IL-gerechte Rechteckimpulse umgeformt. Das Gatter G7 hat Torfunktion. G7 wird ür die Rechteckimpulse passierbar, wenn entweder die Taste S2 geschlossen oder der Synchronanschluß des Steuergerätes durch den Kamerakontakt überbrückt wird. In beiden Fällen erhält der Gattereingang von GS einen negativ ge richteten Impuls, der das aus GS und G6 bestehende RS-Flip Flop zum Kippen bringt und H-Pegel annimmt. Dieser Pegel öf net das Tor G7 und leitet mehrere Schaltvogänge ein. Zunächst wird die bestehende Blockieung der Zähler aufgehoben, indem die Rückstelleingänge L-Pegel erhalten. Für den Rückstellein gang von D l l efolgt die Pegeländeung direkt durch G6, wäh-
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R8 ...10
07
01 · G1,G2,G3,G7 : 01000 02•GS,G6G86G9 : 0100 0 03·G4 G10: 1200 04,0S,Ö6,011: .01920 07,08, 09, 012: 7442PC 010· 74121PC V1 ...V S : SY320/, 75 V6 : SZX 19/6,2 V9, V1...V15 : SAY17 V 10 ... V12 V1 6 : SS 216 VB: KU 6i1 V17: VOA 17 aö. V18'ST 1014.l.
Bild 1
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Schaltung des Steuegerätes ür Serienblitzaufnahmen
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Ansicht des Gerätes
rend die Rückstelleingänge der Zähler D4 bis D6 indirekt über das Gatter G9 auf »L« gelegt werden. Ein weiterer Schaltvogang wird qnter Zwischenschaltung , des Inverters G8 ausgelöst. Der von G8 stammende Impuls bringt am Eingang·A2 das Monolop D10 voübergehend in die astabile Lage. Der an T abgegebene Impuls veranlaßt Dl l/Dl2 zum ersten Schaltschritt Jeder Schaltschritt ist am entsprechenden Ausgang des Dekoders durch einen Pegelwechsel von »H« nach »L« gekennzeichnet. Die eingenommene Schaltstellung wird durch L-Potential signa lisiert. Der vom Dekoder angesteuerte pnp-Transistor V16 zün det über die Gate-Katoden-Strecke die Hauptentladung im Thy ristor V18. Der Stromluß durch den Thyristor wird möglich, weil er ür kurze Zeit den sich entladenden Zündkondensator des Blitzgerätes als Spannungsquelle nutzen kann. Der Zündkondensator entlädt sich über den leitenden Thyristor und die Zündspule im Elektronen-Blitzgerät und zündet damit die Blitzröhre. Nähere Einzelheiten hierzu können in [1] nachge lesen werden. Die in Bild 1 eingerahmte Baugup,e wird entspre chend der Anzahl der Schaltschritte des Dekoder-Schaltkreises D19 10x benötigt. Die im Kollektorzweig des Transistors V16 eingesetzte Lichtemitterdiode V17 hat in erster Linie die Auf gabe, einen visuellen Einduck über die gewählte Ablaufge schwindigkeit zu vermitteln. Zu diesem Zweck ist es sinnvoll, die LEDs zeilenförmig anzuordnen. Hierfür sind besonders LEDs mit rechteckiger Lichtaustrittsläche geeignet. Auf die Ein ührung der LEDs kann verzichtet werden, ohne die Funktion der Thyristorsteuerstufe zu beeinträchtigen. Die übrigen (näch-
sten) angeschlossenen Elektronen-Blitzgeräte werden nun scittweise durch die vowählbren Zähler D4 bis D6 in Verbin dung mit dem ihnen zugeordneten dekadischen Dekoder D7 bis D9 angesteuert. Die Zähler D4 bis D6 beginnen mit dem Zähl vorgang, wenn der este Blitz über D10/A2 ausgelöst urde. Der Zälvorgang wird durch die Rückstellung der Zähler auf Nul beendet, wenn die Zählerstände den vogewählten Zeiten ent sprechen. Zu diesem Zeitpunkt gibt das Gatter G10 an D10 einen HL-Impuls ab, durch den an T ein etwa 150 ns langer Rückstellimpuls entsteht. Der Rückstellimpuls kann G9 in inver tieter Fom passieren, da dessen zweiter Gattereingang vom Ausgang GS H-Potential erhält. Der gleiche von T abgegebene Impuls schaltet D l l einen Schritt weiter. Nachdem D10 in die Ausgangslage zurückgekippt ist und T wieder das H-Potential der Ruhelage von D10 angenommen hat, beginnt der Zählvor gang von neuem. Er wiederholt sich, bis von Dl l/D12 sämtliche Schaltschritte durchlaufen sind. Mit dem letzten Schaltschritt von 9 nach 0 entsteht am Ausgang V von D l l ein Übetragim puls, der das RS-Flip-Flop (GS, G6) in die Ausgangslage zurück kippt. Der Potentialwechsel an den Ausgängen GS = »L« und G6 = »H« spert pas Tor G7. Die Zähler D4 bis D6 und D l l neh men die Nullstellung ein und werden dort durch H-Potential an den Rückstelleingängen blockiert. Das Übewechseln von D 1 1 in die Nullstellung bedeutet ür den Dekaderausgang 0 eine Pegel ändeung von »H« nach »L« und ein Verharen auf diesem Po tential, bis über S2 eine neue Blitzfolge ausgelöst wird. Durch das L-Potential wird die letzte Steuerstufe (10. Blitzgerät) akti viet. Danach befmdet sich das Steuergerät wieder in der anfäng lichen Ausgangsposition. Abschließend ein Hinweis zur Funktion der Bauguppe mit der Starttaste S2. Beim Schließen von S2 entlädt sich der Konden sator 4 über den Widerstand RS . Der an RS entstehende Span nungsimpuls (Länge etwa 2 �s) erscheint am Ausgang von D3 in invertierter Fom als ein negativ gerichteter Nadelimpuls. Mit diesem Einzelimpuls wird das RS-Flip-Flop geschaltet. Durch den Einzelimpuls wird verhindert, daß bei zu lange geschlossen gehaltener S2-Taste und einer sehr kurzen Blitzdurchlaufzeit das Steuergerät eneut ausgelöst wird. Literatur
[1] 3. Ausgabe der Schaltungssammlung, Blatt 8 - 1 3 f. Berlin 1982.
S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung ·
Kapitel 8
-
llgemeine Elekronik
1986
Timer r 10 Zeitprozesse (Blatt 1)
1.
Einleitg
Der Prozeß-Timer oder Prozeß-Zeitengeber ist ür den Einsatz im Fotolabor gedacht. Er stellt ein Hilfsmittel ür die Bearbei tung von Farbilm-Umkehrmaterialien dar. Die Umkehrentwick lung von Farbilmmaterialien erfordert ür den ORWO-Prozeß C 9165 (Tabelle 1) 10 Prozeß-Schritte mit teilweise voneinander erheblich abweichenden Bearbeitungszeiten. Ein Prozeß-Timer, der ir sämtliche Prozeß-Zeiten vorprogrammierbar ist, der auf Abuf die eingegebenen Zeitprogramme folgerichtig ausgibt und der die Beendigung eines Bearbeitungsschrittes signalisiet, stellt r die korekte und rmsfreie Bearbeitung des Materials ein geschätztes Hilfsmittel dar. Tabele 1
Verarbeitung OR WOCHROM UT 1 8 (neu)IUT23
Prozeß-SchritU Arbeitsgang
Zeit (min)
Temperatur ("C)
1 Erstentwicken 2 Stoppen 3 Wässen 4 Zweitbelichten 5 Farbentwickeln 6 Wässem 7 Bleichen 8 Wässem 9 Fixieren 10 Wässem
11 2 5 2 14 5 5 . . . 10 5 2 15
25 ± 0,25 20 . . . 25 12 . . . 15
'
25 ± 0,25 12 . . . 15 20 . . . 25 12 . . . 1 5 20 . . . 25 12 . . . 15
Jeder der 10 Prozeß-Schritte läßt sich im Bereich von 10 s bis 9 999 s (166 min Q 2 h 46 n) durch Schalter vopromieren. Die Stellung der mechanischen Schalter wird weder von einem Netzausfall noch durch Abschalten des Gerätes verändet. In diesem Snne sind sie als Speicher mit nichtlöschbarem Inhalt anzusehen. Nach dem Einschalten des Gerätes stellt sich immer @r erste Prozeß-Schritt mit der programmierten Zeit ein, die in einer 4stelligen Lichtemitter-Anzeigeeinheit dagestellt wird. Die niedrigste Stelle der Anzeige (des Timers) ist nicht program mierbar. Sie wird ir die Kontrolle des Zeitablaufs benutzt. Je dem Zeit-Programmieschalter ist eine Leuchtdiode zugeordnet.
Blatt
8-5
Sie mrkiert durch Leuchten, daß der Prozeß-Timer ir den ent sprechenden Prozeß-Scritt gestatet urde. Blinkendes Licht si gnalisiet die Watestellung (stand by) eines abzuufenden Zeit ablaufs. Jeder Zeitablauf eines Arbeitsprozesses wird durch Betätigen der gemeinsamen Start/Stop-Taste ausgelöst und beim Etönen des Zeit-Endesignals oder auch vozeitig beendet. Nach dem Start beginnt der Timer, von der angezeigten Zahl ausge hend, abwärts zu zählen. Beim Ereichen der Zffefolge 000 er tönt ein akustisches Dauesignal, das durch Schließen der Start/ Stop-Taste abgebrochen wird. Mit dem Tastenduck wd gleichzeitig der nächstfolgende Prozeß-Schritt angewählt. Bereits 9 Sekunden vor dem Ende des Zeitablaufs ertönt ir 1 s ein au stisches Vowamsignal. Es soll die Aufmerksamkeit des Bearbei ters auf den bevorstehenden Abschluß des Bearbeitungsschrittes lenken. Wird zum Bearbeitungsende nicht durch Betätigen der Stat/ Stop-Taste quittiert, so beginnt der Zeitgeber von Null aufwärts zu zählen, begleitet von dem ständig ausgesandten Signalton. Durch diese Eigenschat des Gerätes erhält der "Bearbeter über den Inhalt der Anzeigeeinheit die Infomation, inwieweit d:r Be arbeitungsprozeß, gewollt oder ungewollt, fotgeschritten ist und ob ggf. Korekturmaßnahmen noch sinnvoll sind. Ein vorzeitig oder versehentlich ausgelöster Zeitablauf läßt sich mit der Wiederhol-Taste in die Ausgangsposition eines Prozeß Schrittes zuiekühren und durch Lösen der Taste eneut star ten. Die dritte und letzte Taste hat Rückstellfunktion. Durch sie kann der Prozeß-Timer aus jeder Position in den Stand-by-Zu stand des 1. Prozeß-Schrittes zuriekgeholt werden.
2.
kion der Schltgsuppen
2.1 .
mpulsfomer und FrequezteUer, Bild1
100-Hz-Impulse sind die Ausgangsfrequenz r die im Prozeß Timer vewendete Zeitbasis von 0,1 Hz bzw. 10 s. Die 100-Hz Impulse werden der Gleicrichterbrocke am positiven Anschluß s positive Sinushalbwellen entnomen. Die Sinushalbwellen takten einen monostabilen Multivibrator. Seine Aufgabe besteht darin, Störimpulse n der Netzspannung auszutltem und die Si nushalbwellen in Rechteckimpulse umzusetzen.
Bild 1
Prozeß-Timer: Zählsufen, lmpulsfomesufe, Fre quenzteiler, Scrittschaltwerk, Signalgenerator, Flip Flop ir Start/Stop und Vor-/Rückwärts-Umschalung
Die Zeit, in der der monostabile Multivibrator in der instabilen Lage verharrt, ist so bemessen, daß er kurz vor dem Beginn einer neuen Sinushalbwelle in die stabile Ausgangslage zurückkippt In der astabilen Lage können am Eingang des Multivibrators ein trefende Störimpulse diesen nicht eneut triggen. Es können demnach auch keine Ausgangsimpulse erzeugt werden, die den Zeitablauf des Timers nachteilig beeinlussen. Der Multivibrator . G3 und G4 besteht aus Schmitt-Triggen t NANO-Eingängen. m Ausgang von G4 stehen korrekt gefomte 100-Hz-Rechteck impulse ür die Weiteverarbeitung im Frequenzuntersetzer D2 zur Verügung. Abweichungen der Netzfrequenz vom exakten Wet 50 Hz haben ür diese Kurzzeiteinrichtung keine Bedeu tung.
2.2.
Frequenzuntersetzung
Der Schaltkreis D2 enthält zwei dekadisch zählende Synchron zähler. Sie sind über die Verbindung zwischen den Anschlüs sen 6 und 10 hintereinandegeschaltet, wodurch sich eine Fre quenzuntersetzung von 100:1 egibt. n Stelle des 4518 kann auch der binär zählende Doppelzähler schaltkreis 4520 � K 561 IE 10 eingesetzt werden. Er muß ledig lich durch die in Bild 2 gezeigte Beschaltung in seiner Zählweite begrenzt werden.
CP(V49)
al
GI . G4• V40110
b)
Bild 2
Zählweitenbegrenzung ür zweifachen Binärzähler V 4520 (K 561 IE 1) ür dekadischen Zählbetrieb. Zäh leücksetzen durch UND-Glied a) mit NANO-Gatten, b) mit Dioden
Da ür den Einsatzzweck des Prozeß-Timers eine Zeitbasis von 1 s � 1 Hz als zu fein gestut zu beweten ist, teilt Zähler 03 nochmals 10:1 (siehe Bild 1). 03 hat lediglich diese Teileunk tion zu efüllen, obwohl die ihn ansteuenden 1-Hz-Impulse durch den Zifenwechsel in der Anzeige H4 (Bild 4, Bild 5) sichtbar werden. Für den Anwender des Timers ist der Zifen wechsel ein sofort visuell wnehmbarer Funktionsnachweis ür den gestateten Zeitablauf. Ohne die Anzeige an dieser Teiler stelle müßte man im ungünstigsten Fall 10 Sekunden auf den nächsten Zifenwechsel in der Anzeige H3 warten. Mit weniger Aufwand läßt sich der Sekundentakt auch durch ein blinkendes Dezimalzeichen in einer LEA sichtbar machen. Dann erkennt man aber nicht die momentane Stellung des Zeitablaufs. 2.3.
Zhlstufen
Für die Zählstufen und ür die bereits ewähnte Teilerstufe 03 werden vor- und rückwärtszählende programmierbare Synchron zähler vom Typ V4029D eingesetzt. Die Zählart der Zähler, bi när oder dekadisch, wird durch das an Anschluß 9 anliegende Potential festgelegt. Für die vorliegende Anwendung ist dekadi scher Betrieb vogesehen (Massepotential an 9). Über die Ein gänge A, B, C und D besteht die Möglichkeit, den Zähler auf eine bestimmte Zifenstellung voreinzustellen. Das geschieht
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Bild 3
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OR geöffnet
Ausschnitt aus dem Impulsdiagramm des Zählers V 4029 D. Zeitlicher Verlauf des Takt- und Übetragim pulses
mit BCD-Zifenschalten. Die Beeinlussung des Zählerstandes ist nur möglich, wenn der Ladeeingang : H-Potential erhält. Während der Zeitspanne, in der der :-Eingang mit H-Potential belegt ist, zählt der Zähler nicht. Da der V402 9 D keinen speziel len Rücksetzeingang hat, muß das Rücksetzen des Zählers auf Null indirekt durch paralleles Laden der Eingänge A, B, C und D mit L-Pegel vogenommen werden. Da D3 nicht ür eine Vor wahl vogesehen ist, sind zu diesem Zweck die betrefenden Ein gänge unmittelbar mit Masse verbunden. Die gleichen Eingänge der Zähler D4 bis 06 erhalten über Widerstände Massepotential, um die Zuührung von H-Potential über die BCD-Schalter zu er möglichen. Zur Anwendung kommen BCD-Schalter, die zur Darstellung der Logikpegel »L« ofene und ür »H« geschlossene Schaltkontakte auweisen. Die Vor-/Rückwärtssteueung des Zählers wird durch Pegelwech sel am VIR-Eingang vogenommen: V bei H-, R bei L-Pegel. n den Datenausgängen sind die Dekoder/Treiber-IS und Gat terkombinationen ür die Signaltonsteueung angeschlossen. Die Gatter G 10 bis G 17 emöglichen das Erkennen der Zählerstände Null. Auf eine Eigenart des Synchronzählers V4029D muß besonders hingewiesen werden. Im Zähleschaltkreis entstehen Schaltspan nungsspitzen (»glitch puls«) durch intene, voneinander zeitlich diferierende Umschaltvognge. Sie wirken am Ausgang C des Zählers D6 als Störimpulse und veranlassen lankenempfmdli che Bauelemente, wie Zähler und Flip-Flops, zu Fehlunktionen. Die Störimpulse sind, wie der an C entnehmbare Fortschaltim puls, negativ gerichtet. Die Aussondeung der Störimpulse wird dadurch möglich, daß, gemäß dem Auszug aus dem Timing-Dia gramm des V4029D in Bild 3, zwischen der Flanke des CP (Takt-)lmpulses und der des C-Ausgangsimpulses ein geringer zeitlicher Versatz vorhanden ist. Diese Tatsache läßt sich mit einem OR-Glied zur Ausblendung der Störimpulse ausnutzen. Das OR-Glied besteht aus den NANO-Gatten GS, G6 und G7. Zum Zeitpunkt, da am Gattereingang von GS bereits L-Pegel vorliegt, erhält der Eingang von G6 L-Pegel erst am Ende des . Taktimpulses an CP. Damit ist abgesichert, daß nur durch den Taktimpuls das OR-Gatter geschaltet und ein Fortschaltimpuls ausgegeben wird. Der C-Impuls wirkt im vorliegenden Fall nur indirekt als Fortschaltimpuls. Mit beendeter LH-Rüclanke ist das OR-Glied wieder »gespert«. ·
2.4.
Bedienteil: St/Stop
Die manuelle Steueung und die Anwahl der Prozeß-Schritte werden mit einer einzigen Taste durcheührt. Die Doppelunk tion der Start/Stop-Taste S1 emöglicht das Flip-Flop 08, ein V401 3 D. Im Einschaltmoment des Prozeß-Timers werden die Rücksetzeingänge von 08, R1 und 2 sowie der des Zählers 09 durch einen Rücksetzimpuls in den Urzustand versetzt. Der hier fr benötigte positive Rücksetzimpuls wird durch R13 und 2 in Verbindung mit der Inverterstufe G2 erzeugt. Durch den Rück setzvorgang schaltet T auf H-Pegel. Die mit an der Leitung lie genden :-Eingänge der Zähler 03 bis D6 .werden ebenfalls auf H-Pegel angehoben, der den Zählbetrieb bl>ckiet. Unter dieser Bedingung übenehmen die Zähler die an den Dateneingängen anliegenden BCD-Infomationen. Sie erscheinen auf den zuge hörigen Anzeigebauelementen. Mit den Bauelementen R14, l, R15 und G1 wird ein nadelfömiger Enzelimpuls zum Triggen des Flip-Flops erzeugt. Die Schaltung ist frei von Prellimpulsen. Ein Zählvogang wird ausgelöst, sobald durch das getriggete Flip-Flop (08, T1) der Ausgang T und damit auch die Ein gänge : L-Pegel annehmen. Das zweite Flip-Flop TT2 ) ist nur durch einen C-Impuls aus seiner Ausgangs-(Reset-)lage kipp bar. Der C- oder auch Fortschaltimpuls wird nur bei den ge meinsamen Zählerständen Null ausgelöst. (Siehe hierzu Hinweis
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Kapitel 8
-
llgemeine Elektronik
8-6
Timer r 10 Zeitprozesse (Blatt 2) im letzten Absatz Abschnitt 2.3.) Das an ! sich von »L<< auf »H« verändende Potential veranlaßt die Zähler, ihre Zählrich tung umzukehren. Gleichzeitig mit den nunmer auwärts zäh lenden Zählen wird auch der Tongenerator eingeschaltet. Er neutes Betätigen der Start/Stop-Taste unterbricht den Zählbe trieb, schaltet den Tongenerator ab und befordert den elektronischen Schrittschalter einen Schaltschritt weiter. Ursa che ür die genannten Reaktionen sind die beiden Flip-Flops im D8, die wieder in ihre Ausgangsposition zurückkippen. TT2 wird dazu durch den Pegelspung von »L<< nach »H« an Q1 gezun gen. Nur dieser Richtung einer Pegeländeung folgt der als elek tronischer Schrittschalter vogesehene Zähler D9, ein
V401 7D.
Das Schaltverhalten des Flip-Flops D8 in Abhängigkeit von mög lichen Schaltstellungen erläutert die Funktionstabelle 2 . Bei geschlossener Rückstell-Taste S2 erzeugt G 2 einen positiven Rücksetzimpuls, der 08 und 09 n die Ausgangsposition zurück versetzt. Der Timer befmdet sich damit in der Stand-by-Phase des 1. Prozeß-Schrittes. Ein gestarteter Zeitablauf eines beliebi gen Prozeß-Schrittes läßt sich mit dem Wiederholungs-Taster S 3 i n seine Ausgangsposition zurückühren. B e i geöfnetem Schal ter beginnt der gleiche Zeitablauf von neuem.
Tabele 2
Funktionstabele ds lip-lop D8
IS-Ausgänge von Flip-Flop 08
Einschalten Rücksetzen
Start
RIV-lmpulse von C/08
Stop
Start
S2: Masse T, PL, CL, 2 Q2
L H
L L
L L
L H
L L
L H
L H
H L
L H
L H
m
2.5.
Elekonischer Schittschalter
Ein aktivierter Ausgang des dekadischen Zählers 09 hat H-Po tential. Die mit einem solchen Zählerausgang verbundene BCD Programmierschaltergruppe überträgt bei geschlossenen Schalt kontakten dieses Potential auf die Dateneingänge der Zähler D4 bis 06. Der aktivierte Ausgang von D9 steuert die der BCD-Schalter guppe zugeordnete LED. Die LED blinkt nach dem Einschalten des Timers, nach einem Stop-Vorgang oder nach dem Rückset zen. Die Blinkfrequenz steuert der Teilerschaltkreis über den Abgrif Anschluß 5. Die Blinkfrequenz muß dazu die Torschal tung G9 passsieren. Das Tor ist bei H-Pegel am Flip-Flop-Aus gang I geöfnet. Im Rhythmus der Blinkfrequenz schaltet der Transistor V13 die Stromversorgung ür den die LED treibenden Transistor, z. B. V1, ein und aus. Bei einem gestarteten Zeitab lauf wechselt I das Potential von »H« zu »L<<. Dadurch sperrt G9, der Gatterausgang hat H-Pegel angenommen, die LED leuchtet kontinuierlich.
2.6.
zeigeeinheit
Die Anzeigeeinheit besteht aus vier Zifenstellen, die durch die Zähler 03 bis 06 gesteuert werden. Für den Betrieb von Licht emitteranzeigebauelementen stehen Dekoder/Treiber-Schalt kreise in PL� und in CMOS-Technologie zur Auswahl. Beide Va rianten können Lichtemitteranzeigebauelemente mit Zifengrö ßen von 12,7 mm oder 19 mm steuen. Beim Einsatz von PL-Schaltkreisen ergeben sich in Verbindung mit CMOS-Zäh len keine Lastprobleme.
Blatt
2.6. 1 . zegeeinheit it PL-Dekoder, Bild 4 Diese Schaltung ist hinsichtlich des Bauelementeauwands am sparsamsten. Für den Betrieb der Dekoder benötigt sie allerdings einen Eigenstrom von etwa 80 A! Die Dekoder/Treiber-IS D 345D/D347D (Dl, D2 und 03) sind zur Unterdrückung vor laufender Nullen über die RBO- und RBI-Aus- bzw. Eingänge miteinander verbunden. Die Ausblendung der Vonullen kann durch Autrennen der Verbindung von Anschluß 5 (01) nach Masse aufgehoben werden. Für die Dekoder D 345DID 347 D sind Anzeigebauelemente mit gemeinsamer Anode, z. B. VE 1 41VB24 oder VB 28, zu vewenden. Strombegrenzende Segmentwiderstände entfallen, da der Dekoder ür jedes anzu steuende Segment eine Konstantstromquelle enthält. Sie be grenzt den Segmentstrom auf etwa 15 A. an06 30A -� 3QB-i 3Q( -� 3 I-i
an 04 1QA -t 1Qß -i 1Q( -t 100 -i
01... 04 · 0 3 4 5 0 0 347 0 H1 /H2,H3/H4,V'14,VQE24oder H1 . . . H 4 VQ B 2 8
Bild 4
Anzeigeeinheit mit Dekoder/Treiber-IS D 345 D oder
D 34 7 D 2.6.2. zeigeeinheit mit CMOS-Dekoder, Bild 5 Der CMOS-Dekoder/Treiber-IS U4051 1 D hat einen intenen Zwischenspeicher, der ür den vorliegenden Anwendungszweck nicht benutzt wird. Die an den Dateneingängen eintrefenden BCD-Informationen gelangen unmittelbar zur Anzeige. Diese Funktion egibt sich durch die Verbindung von : mit Masse. Dieser Schaltkreis benötigt strombegrenzende Segmentwider� . stände. Die zu vewendenden Zifenanzeigebauelemente müs sen eine gemeinsame Katode auweisen, z. B. VE 1 3VE23 oder VB 2 7. Die Ausblendung vorlaufender Nullen ist nur mit dem Auwand zusätzlicher Gatter möglich, da der Dekoder hier ür keine geeignete Anschlußmöglichkeit hat. Das ür diesen De kodertyp angewandte Schaltungsprinzip zur Ausblendung von Vonullen läßt sich aus Bild 4 erkennen. Die Ausblendung ist nur möglich, wenn der BI-Eingang L-Potential erhält. Dieses wird durch Auswertung der ür die Zifer Null charakteristischen BCD-Infomation LLLL mit den NOR-Gatten und mit dem nachgesetzten NANO-Gatter G1 gewonnen. Der Ausgang von G1 nimmt unter der genannten Voraussetzung LLLL L-Pegel an. Dieser Vogang läßt sich auch auf die nachfolgenden Stufen D2 und D3 übertragen. Dabei muß aber die Bedingung erfüllt sein, daß die jeweils voranstehende Stufe als Nachweis der vollzoge nen Nullausblendung ein H-Signal an den dritten Eingang des Gatters G4 abgibt.
01 ... Q4, U 40511 0 H1/H 2, H3/H4:VOE13,VQE 2 3 H 1 . . . H4' VQ827
Bild 5
2.7.
,
" 010, 01 1 , V 4001 0 G1 ... G3, V 4011 0 G4,G S : V 40230
Anzeigeeinheit mit Dekoder/Treiber-IS U 40 51 1 ; Gatterlogik ür Ausblendung vorlaufender Nullen
rogrmlerschlter, Bld 6
Die Vorprogrammieung verschiedener Prozeß-Zeiten geschieht auf mechanischem Wege durch Schalter (Bild 6a). Die einge stellten ·schalterstellungen ergeben Logikpegel ür BCD-codierte Zifen. Für jeden Prozeß-Schritt ist eine Schalterguppe vogese hen, die über den elektronischen Schrittschalter D9 in Bild 1 ak tiviert wird. Durch die Aktivieung einer Schalteuppe. gelan gen aie Logikpegel zur Programmieung an die Dateneingänge der Zähler. Mit jedem Schaltschritt des elektronischen Zählers wird eine andere Schaltergruppe (Prozeß-Schritt) eingeschaltet. Die Schalter einer bestimmten Zählstufe (D4, D5, D6) sind mit einander über Entkoppeldioden parallel an die Dateneingänge einer Zählstufe geschaltet. Ausgehend. von der praktischen An wendung des Prozeß-Timers sollte für die diizileren Prozeß Schritte (Erstentwickeln und Farbentwickeln) eine dreistuige
•
Vowahlmöglichkeit (10-Seunden-Stuung) vorgesehen werden. Für die verbleibenden Prozeß-Schritte genügt es, die Vorpro grannieung der Prozeß-Zeiten auf zwei Stellen (D5 und D6 = 100-Sekunden-Stufung) zu beschränken. Im Hinblick auf eine möglichst bequeme Einstellmöglichkeit der häuiger zu va riierenden Prozeß-Zeiten Erstentwickeln, Farbentwickeln emp iehlt sich der Einsatz von BCD-codierten Vowahldrehschalten (z. B.: Fingeradschalter). Die anderen Vowahlschalter, die selte ner zu verstellen snd, können durch DIP-Schalter (2 x 4 bzw. 1 x 8 Schalterkontakte) substituiert werden. Für eine Zähler stelle müßten vier unabhängige Schalter zur Verügung stehen. Die Schaltstellung der Schalter egibt die BCD-Infomation ür eine Zifer. Die Einstellung der Schalter kann mit einer Tabelle oder einer entsprechend ausgezeichneten Prozeßkarte ür den Bedienenden erleichtert werden. Die kleine Baufom der OlL Schalter ermöglicht den Aubau einer lächenmäßig kleinen Pro grammiereinheit/Bauguppe (Bild 6b).
an 9' vono� -� V1 . ..V1 0 : S S 21 6 0 H1 ... H1Q:VQA 1 7 o.ä . a l l e Dioden : SAY- Typen a)
Bild 6
a) Schaltung der Zeit-Programmierschalter mit LED zur Markieung der aktivierten Schalteguppe b) Programmiereinheit mit DIP-Schalterguppen für neun Prozeßschritte c) Vowahldrehschalter und DIP-Schalter
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Kapitel 8
-
Allgemeine Elektroik
An-Wandler C520D in Verbindung mit Auswerte-, Ver gleicher- oder Vowahlschaltungen Blatt 1)
Blatt
8 -7
Eleiung
1.
Der 3Digit-A/D-Wandler C520D [1] hat BCD- und Multiplex ausgänge zur Ansteuerung von 3 Lichtemitter-ZiTenanzeige bauelementn (LEA) mit gemeinsamer Anode. Bild 1 zeigt die fr die Ansteueung von LEA notwendige Beschattung des C520D zur digitalen Anzeige von Meßwerten. Dem 7-Segment Dekoder werden die BCD-Worte für die 3 LEA zeitlich nachein ander, also Zeitmultiplex, zugeührt. Anstelle des bisher üblichen D 1 47D können die pinkompatiblen Dekoder D 345D, D 346D, D347D und D 348D eingesetzt werden. Sie haben den Vorteil einer geringeren Eigenstromaufnahme (20 mA), und sie verügen über intene Konstantstromquellen ür die Segmentansteueung, was den Einsatz strombegrenzender Widerstände überlüssig macht. Schließlich kann auch der CMOS-Dekoder· U4051 1 D vewendet werden. Für diesen sind aber LEA mit gemeinsamer Katode zu vewenden, z. B. VE 21, VE23, VB 2 7. Die stellen gerechte Durchschaltung eines BCD-Wortes wird durch die von den Multiplexausgängen ausgehenden Digitimpulse MSD, NSD und LSD gesteuert. Entsprechend dem in Bild 2 ·gezeigten Takt diagramm steuen Stellentransistoren V1 bis V3 die LEA H1 bis H3. Ist beabsichtigt, mit dem in Bild 1 dagestellten Schaltungskon zept bei einem bestimmten Meßwert einen Schalt- bzw. Steuer vogang auszulösen, geschieht das durch einen Bitmustever gleich zwischen dem voreingestellten Sollwert und dem angezeigten Meßwert, dem Istwert. Entsteht durch den sich än denden Meßwert das gleiche Bitmuster, wie es beispielsweise durch Vowahlschalter dem Sollwert vogegeben urde, läßt sich ür diesen Zustand ein elektrisches Signal r Steuer- oder Schaltzwecke ableiten. Dazu ist es notwendig, die vom C520D ür die drei Stellen se riell ausgegebenen Bit-Worte in einen statischen Zustand umzu setzen. Sie sind dnn mit BCD-Woten der Vowahlschalter ver gleichbar und lassen sich ür die Auslösung eines Schaltvogan ges auswerten. Schaltungstechnisch werden die seriell anfallenden BCD-Wote der 3 Stellen in 3 Speicher eingelesen, an deren Ausgngen sie dann zeitgleich zur Veügung stehen. Für die stellenrichtige Aufnahme der BCD-Wortguppen in die Speicher sogen die von den Multiplexausgängen MSD, NSD und LSD ausgegebenen Di gitimpulse. Sie steuen die Datenübenahme in die Speicher. Zu diesem Zweck sind die Eingänge der Speicher (A, B, C und D) in
-
6J
I
I 9
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3 4 --1 1 N 2 , - 10 -13 ( 5200 1 5 7 16
![
tl
r
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H1 ... H3
n14 5 A XIY 1
b
8
c
c 0
-
d e t g
RB ....4
1
2.
mplsverhlisse
Die Oszillograische Auswertung der an den Multiplexausgängen entnehmbarel Impulsbilder (Bild Sa) zeigt, daß den Multiplex bzw. den Dgitimpulsen ein nadelfomiger Impuls folgt. Die Na del entsteht im C520D durch intene Umschaltvogänge. Auf den Zeitmultiplexberieb der Anzeigebauelemente hat er kenen nachteiligen Einluß. Für den Abspeichevogang wrkt" er aber als Stuls." Die Speicherschaltkreise werden durch diese Na: delimpulse zur eneuten Datenübename veranlaßt Da das ge mäß Impulsdiagramm (Bild 2) zu einem falschen Zeitpunkt auf tritt, wird vom betrofenen Speicher en BCD-Wot aufgenom men, das nicht in diesen ener bestmmten Stelle zugeordneten Speicher gehört. Durch schalungstechnische Maßnamen lassen sich die zu Fehlspeicheungen Anlaß gebenden Nadelmpulse ausllten. Die Schaltung in Bild 4 enthält eine Kombination aus einem Integrierglied und einem DTerenzieglied. Die den RC-Glieden vor- und nachgeschalteten Gatter haben uTer ion. Der vewendete Schaltkreis U40098D enthält 6 uTer Inverter mit Tristate-Ausgängen. Die Tristate-unktion ist r
� 1 00�F
3
Stellentakt
Iei I
P I-I r U I-
Zeitliche Anordnung der Taktimpulse an den Multi plexausgängen MSD, NSD, LSD
Bild 3 mit den BCD-Ausgäigen QA, Q8, Oe und Q0 des C520D parallelgeschaltet Bevor einige Schaltungsvarianten ür den Bitmustevegleich vorgestellt werden, soll ausührlicher auf ein ür den Speicher vogang wichtiges Schaltungsdetail eingegangen werden, ohne das eine stellenrichtige Datenübena,e in die Speicher nicht gewährleistet ist.
/2
1
Bild 1
i·
O'H
. . R4
Bild 2
J
0jO �Z J
Stellendaten BC O· A
S ... R17 1,1 k MSO NO LSO
�
Bauelementeheschaltung des A/D-Wandlers ür digitale Meßwetanzeige. R 1S bis R 17 sind bei Impulsformie ung notwendig
Bild 3
Schaltungsprinzip ür die Stellenspeicher
3.
Bild 4
Schaltung zur Störimpulsunterdückung und Impulsfor mung
Die ir Zwischenspeicheung und Bitmustevergleich benötigten Schaltungsguppen lassen sich sowohl mit TL- als auch mit CMOS-Schaltkreisen aubauen. Für beide Schaltkreisfamilien werden entsprechende Schaltungen zu den Schaltungsguppen (Funktionsgruppen) angegeben. 3.1.
u 0
u
0
n n
n
I I u-n ,--
: I.
Bild S
---
Taktimpulse, siehe Text
tt-
t-
t -
ktionsuppe it L-IS
Die BCD-Worte werden mit Schieberegisten D I 95 D zwischen gespeichert. Die untereinander parallel geschalteten Datenein gänge A bis D der D I 95 D sind über UND-Gatter D I OB D (Bild 6) mit den BCD-Ausgängen des C520D verbunden. Die zwischengeschalteten UND-Gatter entlasten die BCD-Ausgänge, die nur mit 2 TTL-Lasten belastbar sind. Eine TL-Last wird be reits durch den Dekoder beansprucht. Der stellenweise Vegleich der in den D I 95 D gespeicherten Daten mit denen der Vowahl schalter gestaltet sich am einfachsten mit 4-Bit-Kompaüor Schaltkreisen. Bild 7 zeigt die Schaltungsguppe, aufgebaut mit 4-Bit-Komparatoren 7485PC (Tungsram) und den dazugehöri gen BCD-Schalten. Ohne zusätzliche logische Verknüpfungen sind an separaten Ausgängen des 7485PC Informationen erhält lich, die Ausunt über die Größ-enverhältnisse der miteinander zu vergleichenden BCD-Daten geben. Durch H-Pegel an den Ausgängen A > B, A = B oder A < B wird signalisiert, ob die an den Dateneingängen AO, Al, 2 und A3 anliegende BCD-Infor mation zifemäßig größer, gleich oder kleiner als die an BO, B l , B2 oder B3 anliegende BCD-Infomation ist.
So
t
Bitvegleich it L- nd CMOS-Schaltreisen
Sb
Sc Sd
Se
Sf
die vorliegende Anwendung ohne Interesse. Sie wird daher durch »L« an den Eingängen E (Anschlüsse I und I 5 ) blockiert. Ein Ausgang des U40098D kann eine TTL-Last treiben. Durch Ein satz dieses CMOS-Schaltkreises lassen sich problemlos Speicher schaltkreise aus der TTL- oder aus der CMOS-Familie pegelge recht ansteuen. Ausschlaggebend ür den Einsatz von CMOS Inverten ist aber deren hohe Eingangsimpedanz im OFF-Zu stand. Das Diferenzierglied wird durch den Invertereingang kaum belastet. Das ist wesentlich ür die angestrebte Impulsaus bildung. Die ür den Speichevorgang benötigten Taktimpulse stehen als positive Impulse an den Kollektoren der Stellentrei bertransistoren VI bis V3 zur Verfugung. Die zwischen den Kol lektoren und Masse eingeügten Widerstände RlS bis R17 sor gen ir ein festes Bezugspotential und somit ür ein stabil stehendes Impulsbild. Ein an dieser Stelle aufgenommenes Im pulsbild erkennt man in Bild Sb. Vom Ausgang des ersten Inver ters (Bild Sc) durchlaufen die invertierten Impulse ein Integrier glied. Die Zeitkonstante des Integriergliedes soll T S IS betragen. Die Amplitude des Störimpulses wird durch das Inte grierglied auf ein ür das nachfolgende Gatter nicht schaltfahiges Maß reduziert (Bild Sd). Die sich anschließende Diferenzierung des Taktimpulses erzeugt das in Bild Se dargestellte ImpJlsbild. Die Nullinie des diferenzieten Impulses ist, da R2 an Betriebs spannung liegt, auf etwa deren Potential angehoben. Somit kann der Inverter nur von der negativ gerichteten Impulsspitze ge schaltet werden. Beim Durchlauf des Impulses durch den Inver ter wird dieser zu einem schmalen positiven Rechteckimpuls ge mäß Bild Sf umgefomt. Der beschriebene Vorgang erfordet ür jedes der drei Multiplexsignale je eine Schaltung der in Bild 4 gezeigten t.
01 : 0108 0 02 . . . 0 4 : 0 19S O
Bild 6
Anschluß von TTL-Schieberegisten D I 95 D als Speicher an die BCD-Ausgänge des C 520 D. Die Gatter des D I 08 D wirken als Lastanpassung
Bild 7
4-Bit-Komparatoren mit BCD-Vowahlschalten zum Anschluß an Speicherausgänge des D I 95D
"
S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung ·
Kapitel 8
198 6
Allgemeine Elektronik
-
AD-Wandler C520D in Verbindung mit Auswerte-, Ver gleicher- oder Vowahlschaltungen (Blatt 2) 3.2.
lA > I B Anschluß , 6 lA= 1 8 5 lA < 1 8 13 OA > OB OA = O B 3 12 OA < OB
06
01 . . . 03: V t0t2 O... 06 : t58S , K S611!2
Bild 8
D --1 von V 40t2,
Bild 8
R1 . . R4 91 k
Bild 9
Schaltungsdetail einer Vergleicherschaltung ür eine Stelle, ausgeürt mit CMOS-IS, Anschluß an Aus gänge des U 4042 D
R1
- - Leistungs schal tstufe
Vt013 0
01
Bild 10 Schaltstufe zur Unterbindung eines Schaltvorgangs oberhalb des Sollwertes bei nwendung der Schaltung von Bild 9
Q
0
H
H L
H H
H
H H
Bild 1 1 Funktionstabelle ür das Schaltver von halten Y4 013 D in Bild 9
8-8
ktionsuppe it CMOS-Schltreisen
Die Schaltung in Bild 6 kann in gleicher Weise auch mit CMOS Schaltkreisen der 4 OOOer-Serie realisiert werden. Die Speicher unktionen übenehmen 4-Bit-Aufangregister Y4042D. Den Da tenvergleich ürt ein dem IL-Typ 7485 entsprechender CMOS-Typ (4585 oder das Äquivalent K 56IHI 2) aus. Bild 8 zeigt die Verknüpung der Schaltkreise miteinander. Da die CMOS-IS Y4042 D für die BCD-Ausgänge des C520D prak tisch keine Last dastelleu, erübrigt sich die in Bild 6 ange wandte Zwischenschaltung von Entlastungsgatten. Die in Bild 9 enthaltene Schaltung nimmt den Datenvegleich vor und läßt sich an Stelle der in Bild 8 enthaltenen 4-Bit-Kom parator-IS an die Speicherausgänge der Y4042 D anschließen. Die Schaltlogik reagiert bei Datengleichheit m Gatterausgang von G7 mit enem Pegelwechsel von »H« nach »L«. Mit diesem Ausgangssignal lassen sich weitere Schaltvorgänge auslösen. Die Schaltung kann mit den entsprechenden Schaltkreisen auch in IL-Technik aufgebaut werden. 4.
Anschluß von CMOS-Aufangregisten U 4042 D s Speicher an die BCD-Ausgänge des C 520D
Blatt
obleme
Die Vegleichslogik kann nicht erkennen, ob der voreingestellte Sollwert über- oder unterschritten wird. Für beide vom Sollwet abweichenden Fälle hat das Ausgangssignal des Gatters G7 den gleichen SignalpegeL Sofen die Schaltung zur Steueung einer Temperiereinrichtung vewendet werden soll, ist dieses Funk tionsverhalten zu beachten, d. h., die Anfangstemperaur muß unter der zu ereichenden liegen. Das träge Verhalten von Wär mereaktionen bedingt beim Abschalten einer Heizquelle einen weiteren Temperaturanstieg. Dieses als Überschwingen bezeich nete Verhalten löst in der Schaltlogik das gleiche Signal aus, das unterhalb des Sollwertes den Auheizvogang aufrechterhält. Das egibt aber eine weitere, jedoch ungewollte Temperaturerhöhung. Sie kann mit Folgeschäden verbunden sein. Für die genannten Anwendungsille vemeidet die in Bild 10 ge zeigte Zusatzschalung das eben ewähnte unewünschte Schalt verhalten. Allerdings gilt es folgenden Kompromiß zu schließen: Der Ausschaltvorgang tritt nicht exakt beim voreingestellten Sollwert (Solltemperatur) ein, sonden beim nächsthöheren Ist wert, der sich einstellt. Bei einem Temperaurrückgang wird die Heizung eneut eingeschaltet, wenn die Temperaur zum voge wählten Sollwert den nächstniedrigeren Zahlenwert der Tempe ratur (Istwert) erreicht hat. Mit dieser Schaltungstechnik ewei tert sich die Schalthysterese um den doppelten Betrag, veglichen mit den mit 4-Bit-Komparatoren 7485 bzw. 4585 aus geührten Schaltungen. In Bild 10 wird die LH-Flaike des in Bild 9 vom Gatter G7 abgegebenen Schaltimpulses zur Steue rung eines auf diese Potentialändeung reagierenden Master Slave-Flip-Flops Y401 3 D genutzt. Das R1l-Glied sorgt beim Einschalten des Gerätes ür eine deinierte Ausgangslage des Flip-Flops. An die Ausgänge Q und ' wird die zu steuende Lei stungsschaltstufe angeschlossen. Die zusätzliche Beschaltung mit einer LED H 1 wirkt als optische Kontrolle des Schaltvor gangs ür die Heizung. Die in Bild 1 1 enthaltene Funktionsta belle erläutert die Schaltlagen des V4013 D im Zusammenspiel mit den von G7 abgegebenen Schaltimpulsen. Der Ablaufolge der Schaltvogänge sind Temperatuwerte zugeordnet, die sich ir dieses Beispiel aus der willkürlich gewählten Vowahltempe ratur von a. = 20 •c ergeben. Die Schalthysterese ist durch die Temperatuwerte Damm = 19,9 •c und Dam. = 20,1 •c gekenn zeichnet. Von diesem Zahlenbeispiel ausgehend, wird das zu temperierende Medium in einem Bereich von 81 = 20,0 •c ± 0,1 K in der Temperatur konstantgehalten. iteratur [1] B. Kahl; nalog-Digital-Wandler C 520 D. radio fensehen elektronik 31 (1982) H. 6, S. 377-382.
M MAPY, HOBeHoe aBTOMaTH:ecKoe peryIHlOBaHe ycHieI MS, MiIH i 6apa6au MSP, Horope>Ii 6yJephiH pemCT> Mf, MrHI ronosKa M;I, MeTI·;HSie)K-nOiynpOBOK M;�, MeTI-HSie)K·TOnpOBOK·HSieTpKM3, Ho�eILHOe 3BeHo M3Y, Mruo e 3anOMHHaO;ee YCT>Oicmo MHC, MII HTerpnLHI cxeMa MK, MmCT>ib!H KOYTaTOp MK, MKPOKOIbOTep MKr, HoroKauILHI ronosKa MKK, MeHapoIi KoHcyILTaTHBi KoMHTeT MKKP, MeHapoH KoHCYILTaTHBbiH KoMHTeT no Pa AHOCBl3H MKKT, MeHapobii KoHcyILTaTHBi KoMHTeT no Te nerpaJHH MKKT, MeyHapOLIH KoHcyILTaTBi KoMHTeT no Te nerpaJHH H TeneJoHH MKK>, MeHaPOIH KoHCYILTaTBbiH KoMHTeT no TeneJoHHposaHHO Ha ;neKHe pacCTOIHl MK3, MeHapoHaB KoBeII3ne>OCBl3H MI, MmHTHI neTa MJIT, (pe3HCTop) MeTIOHieHOiH nKonoKpi TenoCTOKHH MM, MaTeMaTAeCKI Mo;enL MM, MOHOCTa6HibiH YibTHBHipaTOp MHOII, MeTI-HHT>HA-OKC;-nonnposoK MOl, MeTI-OKC;-nonynposoK MI, MKponpo�eccop MII, MOi nepeIO.aTeIL MII, YILTHieKcep MI;P, YILTieKcep ;peca MIIBLIB, YILTieKcep sLBO;a MII3Y, MKponporpaHoe 3Y MlK, YILTHieKcep MIIM, YILTHieKcep MmCT>IH Mli, MrHCT>ILiH npHeMonepe;aK MIP;, YILTieKcep pemCT)a ;onoHeILHoro MIPP,YILTieKcep pa6o.ero p emcT>a Mnc, MKponpo�eccopbli cHcTeM MIIC;BJIB, YILTieKcep csma neso. MIIC;BIIP, YILTHieKcep csma snpaso Mnq, MRKCHMILHI npMeHMaB .aCTOTa MP, MOI;HI PIIOCT� MPH, MapKep czyneH pemcT)osoro HCKHl MC, MHHcTepcTso Csll3H MC3, MeHapoIi Co03 3ie>OCBl3H TT1I, MIOMOHI T>aH3HCTOPHO-T>aH3HCTOPHI noKa
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unverzögerte automatische Versngsregelung Magnettrommel Mehmoden-Pfferspeicher Magnetkopf Metall - Dielektrikum - Halbleiter (Reihenfolge der Schichten) Metall - Dielekm - Halbleiter - Dielektrikum - Metall (Reihenfolge der Schichten) Multiplikationsglie l Z, Magnetaufzeichnungsgerät, Magnetbandspeicher SSI, gering integrierte Schaltung (engl. small scale integration) Busverbinder MC, MR, Mikrorechner (engl. microcomputer) Mehrspurkopf CCI, Intenationaler Beratender Ausschuß (franz. Comite Consultatif Intenational) CCIR, Intenationaler Beratender Ausschuß ür das Funkwesen (franz. Comite Consultatif Intenational des Radiocommuni· cations) CCIT, Intenationaler Beratender Ausschuß ür Telegraie (franz. Comite Consultatif Intenational Telegraphique) CCIT, Intenationaler Beratender Ausschuß ir das Fen sprech- und Telegraiewesen (franz. Comite Consultatiflnter national Telephonique et Telegraphique) CCIF, Intenationaler Beratender Ausschuß ür Telefonie (franz. Comite Consultatif lntenational Telephonique) Intenationaler Fenmeldevertrag MB, Magnetband Metallschichtwiderstand, lackiert, temperatufest mathematisches Modell MM, monostabiler Multivibrator, Monolop MNOS, Metall - Nitrid - Oxid - Halbleiter (engl. metal nitride oxide semiconductor) (Reihenfolge der Schichten) MOS, Metall - Oxid - Halbleiter (engl. metal oxide semicon• ductor) (Reihenfolge der Schichten) MP, MPU, Mikroprozessor (engl. micropocessor, microprocessor unit) Leistungsschalter MUX, MX, Multiplexer Adreßmultiplexer Ausgabemultiplexer Mikroprograrmspeicher MUX, MX, Multiplexer Busmultiplexer Busempfänger/Treiber Multiplexer des Zusatzspeichers Arbeitsregistemultiplexer MPS, Mikroprozessorsystem Linksschieb emultiplexer Rechtsschiebemultiplexer maximal zulässige Frequenz Großsender SP, Stapelzeiger (engl. stack pointer) Ministerium r Nachrichtenwesen UIT, Intenationaler Femeldeverein (franz. Union Intenatio nale des Telecommunications) LPSTL, LSTL, Niederleistungs-Schottky-TL (engl. low power Schottky TL) Magneverstärker Mikrofonverstärker Multiplizierer rauschame Eingangsschaltung IEC, Intenationale Elektotechnische Komission (engl. Inter national Electrotechnicl Commission)
S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung ·
Kapitel 9
-
Generatoren und Sender
198 6
B latt
9-1
Fuktionsgenerator r 1 Hz bis 1 00 kHz (Blatt 1)
kdonsgenerator r 1 Hz bis 100 kHz
·
Für industrielle Zwecke existiert intenational ein breites Spek tum von Funktionsgeneratoren. Sie sind unterschiedlichsten Aufgaben angepaßt. Der schaltungstechnische Aufwand ür die Realisieung eines solchen Funktionsgenerators ist proportional zur Anzahl der bereitgestellten Funktionen und hängt außerdem von den Möglichkeiten ab, diese zu variieren. Für Amateure sind solche Objekte im algemeinen indiskutabel. Im folgenden wird n Kurzform eine Konzeption vorgestellt, die vollständig bereits in der electonica-Broschüre Nr. 209 beschrie ben worden ist. Der GrafSche Spezialbetieb Saalfeld· hält dazu 3 ätzfeste ypo{IX-Abreibefolien ür die leichte Selbstherstellung der 3 Leiteplatten dieses Generators bereit: Blatt 3 681 ür LP1 ,
Bild 1
Blatt 3 682 ür LP2 und Blatt 3 683 ür LP3 . Sie können bei ent sprechendem Bedarf vom Fachhandel jederzeit bestellt werden. Daher erschien es gerechtfertigt, im folgenden ür den fortge schrittenen Amateur lediglich die Stromlauf- und Bestückungs pläne, die Gesamtschaltung und - zur Ergäzung der lnfo.a· tion - die Leiterbilder selbst nochmals wiederzugeben. Tabellen der Steckerleistenbelegugen bilden eine zusätzliche Hilfe beim Nachbau. Durch das modulare Konzept ist ein auf die konkreten Bedürf nisse des Amateurs zugeschnittener Ausstattungsgrad des Punk tionsgenerators möglich. In sich abgeschlossene und abgleich bare Baugruppen vereinfachen den Aubau. Bei der Bauelemen teauswahl wurde vom veügbaren DDR-Bauelementesotiment bzw. von in der DDR erhältlichen Importen ausgegangen.
Bauguppen der Leiterplatte LP 1
1 Hz - 10Hz
10Hz - 100Hz
Oeteck onfor ud funktions stufen zu
100Hz - 1kHz 1kHz - 10kHz 10kHz - 00kHz
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2 4 6 8 10 12 14
eiteplatte PI, Beegung er Steckerleste
-
Ausgang des Sägezahngenerators Anschluß r Potentiometer Pulsbreite (25) Anschluß ür Potentiometer ulsbreite (R25) Betriebsspannungsanschluß - 15 V (Sägezahn, Puls) Eingang des Sägezahngenerators Steuereingang des Sägezahngeneratos (S2) Betriebsspannungsanschluß - 15 V (Sinus) Masse Eingang des Sinusgenerators - Ausgang des Sinusgenerators - Masse -
-
Betriebsspannungsanschluß + 15 V (Sinus) Anschluß ür Potentiometer Pulsbreite (R25) 16 Betriebsspannungsanschluß - 15 V (Puls) 17 Ausgang des Dreieckgenerators 18 Betriebsspannungsanschluß - 15 V (Dreieck, Rechteck) Masse 19 20 Anschluß ür frequenzbestimmende Kondensatoren (Cl . . .C5) - Eingang des Dreieckgenerators 21 - Masse 22 - Betriebsspannungsanschluß + 15 V (Dreieck) 23 - Betriebsspannungsanschluß + 5 V (Reciteck) 24 - Ausgang des Rechteckgenerators (S2) 25 - Ausgang des Rechteckgenerators (invertiert, S2) 26 - Ausgang des Rechteckgenerators (Monitor) 27 - Betriebsspannungsanschluß + 15 V (Puls) 28 - Betriebsspannungsanschluß + 5 V (Puls) 29 - Ausgang des Pulsgenerators (Pulsmonitor) 30 - Ausgang des Pulsgenerators L) 31 Masseanschlüsse sind auf der Steckerleiste zu brücken! 15
Bild 2
Leiterplatte LP 1 ; a - Leiterbild, b - Bestückungsplan
Bild 3
Bauguppen der Leiterplatte LP 2
S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung ·
Kapitel 9
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Generatoren und Sender
Funktionsgenerator r 1 Hz bis 1 00 kHz
Tabelle
2
3
4 6
7 9 11 13 15 17
Leiterplatte LP 2; a - Leiterbild, b - Bestückungsplan
10 12
Leiteplatte
18
9-2
P2, Belegung der Steckerleiste
- Betriebsspannungsanschluß - 15 V (Ausgangsverstärker) - Ausgang des Ausgangsverstärkers - Masse -
-
Anschluß ir Potentiometer Bias (R41) Anschluß ir Potentiometer Pegel (R42) Anschluß ir Potentiometer Bias (R41)
-
Anschluß ir Potentiometer Bias (R41) Masse Betriebsspannungsanschluß + 15 V (Ausgangsverstärker) Ausgang Dreieckmonitor Masse
-
Betriebsspannungsanschluß - 1 5 V (Monitore)
-
14 16
B latt
- Masse - Eingang Pulsmonitor - Betriebsspannungsanschluß + 15 V (Rechteck-, Pulsmo21 nitor) - Eingang Rechteckmonitor 22 23 Ausgang Rechteckmonitor - Ausgang Pulsmonitor 24 - Masse 25 - Betriebsspannungsanschluß + 15 V (Sinus-, Dreieck-, Sä26 gezahnmonitor) - Eingang Sinusmonitor 27 - Ausgang Sinusmonitor 28 29 - Eingang Sägezahnmonitor - Ausgang Sägezahnmonitor 30 - Eingang Dreieckmonitor 31 Masseanschlüsse sind auf der Steckerleiste zu brücken! 19
Bild 4
2
(Blatt 2)
1986
20
Bild 5
Baugruppen der Leiterplatte LP 3
LP J
Rauschgenerator
Tabelle 3 eiteplatte P3, Belegung der Steckerleste
3
7
11 13
-
Anscluß ir Potentiometer und Taste Bias (R3)
-
Betriebsspannungsanschluß - 15 V (elektronisches Potentiometer) Anschluß ir Potentiometer Bias (R3)
-
10
-
12
-
Anschluß ir Potentiometer FC (R23)
-
Betriebsspannungsanschluß + 15 V (elektronisches Potentiometer)
-
Ausgang elektronisches Potentiometer Betriebsspannungsanschluß + 15 V (elektronisches Potentiometer)
-
20
21
22
23
-
Masse
-
Betriebsspannungsanschluß + 5 V (Rauschgenerator)
24
25
26
27
Gesamtschaltung des Funktionsgenerators
6
18
19
Bild 7
-·
16
17
Leiterplatte LP 3 ; a - Leiterbild, b - Bestückungsplan
4
14
15
Bild 6
-
8
9
Steuereingang (L) ir elektronisches Potentiometer Betriebsspannungsanschluß - 15 V (elektronisches Potentiometer) Masse
2
28
29
30 Betriebsspannungsanschluß + 5 V (Rauschgenerator) 31 Ausgang Rauschgenerator Mehrfach vorhandene Leiterplattenanschlüsse sind auf der Steckerleiste zu brücken!
Frequenzbereich
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S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung · 19 8 6
Kapitel 1 0
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Modellensteuerung
(Blatt 1)
Grundlagen und Entwicklungstendenzen der Modell fensteuerung 1.
Einleitung
Das rasche Entwicklungstempo der Mikroelektronik hat auch die Fensteuerelektronik wesentlich beeinlußt. Im Laufe der Zeit verlagerte sich die Entwicklung der Fensteuerelektronik vom Amateur zu einschlägigen Industriebetrieben. Der Nutzerkreis von Modellfensteueranlagen eweiterte sich dadurch wesentlich. Dem Amateurelektroniker bleibt trotz dieses Umstandes noch ein großes Betätigungsfeld, er wird sich vor allem mit der Ent wicklung und dem Aubau peripherer Geräte und Anlagenteile beschäftigen, die auf spezielle Aufgabenstellungen abgestimmt sind, z. B. Ladegeräte, Geschwindigkeitssteller, Fahrtregler, Spe zialschalter u. a. Die auf den folgenden Blätten vorgestellten Schaltungen von Fensteuergeräten (vowiegend DDR-Entwick lungen) ermöglichen es dem Amateur, die selbstentwickelten Zusatzgeräte optimal auf die Schaltung hin auszulegen. Außer dem sind solche Schaltungsunterlagen wichtige Hilfe bei Repa ratur-, Einstell- bzw. Plegearbeiten.
2.
Eniclungstendenzen
Der intenationale Entwicklungsstand ist dadurch gekennzeich net, daß einige der in der 3. Liefeung der Schaltungssammlung charakterisierten Merkmale bzw. tecnischen Lösungen mittler weile zum Standard geworden sind. Die Modultechnik hat sich auf der Senderseite bewährt und damit einen festen Platz er obert. HF-Module zum einfachen und schnellen Frequenzband wechsel sind bei FM-Anlagen fast eine Selbstverständlichkeit. Die Anwendung der Module zur Beeinlussung der Steuerkennli nie sowie für Misch- und Schaltfunktionen ist für den Nutzer recht kompliziert und meist nur mit ausührlichen Anleitungen möglich. Einen solchen Sender auf ein anderes Modell umzu stellen ist auf dem Modelllugplatz mit seiner Hektik nur schwer möglich. Die vielen Steckvarianten ür die Kanalpotentiometer, ür Mischer-, Diferential-, Exponential-, Kombi-Schalter- und Figuren-Automatik-Module bieten so viele Verwendungsmög lichkeiten, daß sie oft zur Fehlerquelle wurden. Die Firma Mul tiplex entwickelte das Modulsystem bei dem Sender Proi 2 000 entscheidend weiter, indem die Module für bestimmte Anwen dungen, z. B. ür Kunstlug-, Segellug- oder Hubscrauber-Mo delle, in einer steckbaren Kassette zusammengefaßt wurden. Diese Kassette enthält alle erforderlichen Schalter und Einstell knöpfe und wird einmal auf das jeweilige Modell eingestellt. Soll mit dem Sender ein anderes Modell gelogen werden, ist nur die Modul-Kassette auszuwechseln. Die FM-Schmalband- Übetragung m 10-kHz-Raster wurde ebenfalls zum intenationalen Standard. AM-Anlagen ür das 20ckHz-Raster werden nur noch als einfache und preiswerte Zwei- bis Vierkanal-Anlagen (4 Funktionen) zur Fensteueung von Auto- und Schifsmodellen hergestellt. Bei sportlichen Wett bewerben mit Auto- und Schifsmodellen haben jedoch auch die FM-nlagen wegen der besseren Bandausnutzung (Parallelbe trieb mehrerer Anlagen bei Rennen oder Regatten) und erhöhten Störfestigkeit ihren Platz. Durch die Weiterentwicklung der inte grieten Schaltkreise und der mechanischen Konstuktion wur den die Daten der Sevos erheblich verbessert. Zusammen mit hochbelastbaren Spannungsquellen NiCd-Sinterzellen) konnten die Stellzeiten des Sevos weiter verringert und die Stellkraft ver größet werden. Das ürt vor allem bei schnellen Modellen (Rennboot-, Kunstlug- und Hubscraubemodelle) zu einem wesentlich verbesseten direkten Steueungsverhalten. Solange Modellfensteueranlagen entwickelt und betieben wer den, besteht eine wesentliche Aufgabe darin, die eforderliche Stöfestigkeit im Reichweitenbereich zu sichen. Die »alten« tonfrequenzmodulieten Fensteueranlagen, auch als NF- oder Tip-Tip-nlagen beknnt, zeichneten sich durch ein hohes Maß an Stöfestigkeit aus. Die amplitudenmodulieten Digitalanlagen sind systembedingt anfälliger gegen HF-Stöungen, denn jeder fremde HF-Impuls (vom schlecht entstöten Moped über Gewit-
·
Blatt
10 - 1
ter bis zu anderen HF-Anlagen) bringt das empfangene Impuls- . telegramm und damit die auswertbare Information durcheinan der. Eine Verbesserung der Störfestigkeit brachte die frequenz modulierte Signalübertragung (Schmalband-FM), da die meisten HF-Störquellen als AM- und nicht als FM-Stöung wirksam wer den. Gegen direkte und starke Gleichkanalstöungen hilt jedoch auch die FM- Übertragung nicht. So stürzt ein Modell mit Si cherheit ab, das z. B. dicht an einem AM-Fremdsender mit glei chem Kanal vorbeiliegt (Abstand zum eigenen Sender > 10: 1). Die Suche der Techniker nach Übertragungsverfahren, die sol che Störimpulse eliminieren bzw. bei denen sie nicht wirksam werden, war daher naheliegend. Eine Lösung ür diese Aufgaben stellung bietet die PCM- Übertragung (Puls-Code-Modulation) der Steuersignale. Die Entwicklung von Ein-Chip-Mikroprozes soren ür niedrige Spannungen ermöglicht die Anwendung der PCM-Übertragung auch in Modellfensteueranlagen. Im Unter schied zur bisherigen analog-multiplexen Signalübertragung, bei der die Kanalinformation in der Breite des Kanalimpulses (ür start dp z. B. t kn = (1,7 ± 0,5) ms) und dessen Stellung im Impulstelegramm steckt, wird bei der PCM- Übertragung aus der vom Steuerpotentiometer gelieferten Gleichspannung kein Ka nalimpuls (1,7 ± 0,5) ms, sonden eine digital kodierte Impuls folge geformt. Für die Modellfensteueung genügt zur Kodie rung der Steuerinformation (Kanalinformation) ein 8-Bit-Kode. Mit dem 8-Bit-Kode können 256 Einzelinformationen verschlüs selt werden, d. h., der gesamte Stellweg eines Steuerknüppels bzw. Servos kann in 256 Einzelschritte aufgeteilt werden. Das er gibt eine Aulösung von 0,4 % und ist damit ür die Stellgenauig keit von < 1 % völlig ausreichend. Der Übergang von der analog multiplexen zur digital-multiplexen Signalübertragung brachte einerseits Bandbreites chwierigkeiten (zur Übertragung einer grö ßeren Impulszahl je Zeiteinheit ist auch eine größere HF-Band breite erforderlich), andererseits aber noch keine Erhöhung der Störfestigkeit, denn fremde HF-Impulse wären weiterhin wirk sam. Der Ausweg liegt in einem Trick. Dem lmpulsrahmen, be stehend aus den jeweils 8 kodierten Kanalimpulsguppen, wer den vom Mikroprozessor Püf- und Synchronisier"Bits zugeügt. Diese Püf-Bits haben gewissermaßen die Funktion eines Sicher heitsschlosses. Zunächst muß auf der Empängeseite der Mikro prozessor mit Hilfe der Püf-Bits jede Kanalinfomation, beste hend aus dem 8-Bit-Kodewort, gepüt und ür ungestört beunden haben. Erst dann wird die Kanalinformation in Fom des bekannten Kanalimpulses (1,7 ± 0,5) ms erzeugt und an die Aufschalteinrichtungen (Sevos, Fahrtregler u. a.) weitergeleitet. Stellt der Empfänger-Mikroprozessor bei der Prüfung falsche In formationen fest, ist er so programmiert, daß er ür eine kurze Zeit, (etwa 2 Sekunden) die zuletzt ungestört empfangene Infor mation wiederholt. Hält die Stöung dann weiter an, tritt eine in tene (ebenfalls programmierte) Sicheung in Aktion, die ür alle Kanalausgänge einen mittleren Kanalimpuls liefert. Das bedeu tet, alle Ruder laufen auf Mittel- bzw. Neutrallage, und der Mo tor geht auf Leerlauf, bzw. beim Segler werden die Störklappen betätigt. Daran erkennt der Pilot sofort die Wirkung der intenen Ausfallautomatik, von Elektroniken als »Fail safe« bezeichnet. Mit diesen Sicherheitsfunktionen ist der Empfänger-Mikropro zessor jedoch noch nicht ausgelastet. So kann man ihn auch da ür programmieren, daß die Fail-safe-Funktion bei sinkender Be triebsspannung eintritt. Sinkt sie z. B. auf U8 = 4,5 V, so gehen die Ruder in die Mittellage, und der Motor wird auf Leerlauf ge schaltet. Diese Fail-safe-Reaktion ist vom Sender aus abschalt bar, sie signalisiet jedoch dem Piloten, daß er unverzüglich zu lnden hat. Die HF-Stöfestigkeit bzw. die Festigkeit gegenüber extenen Stöungen ist nur ein Teil der Betriebssicherheit des Farens oder Fliegens mit Modellen. Weitere wichtige Faktoren der Be triebssicherheit sind außerdem - der nlageneinbau (vibrationsgeschützte, aber ratschlüssige Sevobefestigung, exakte Ruderanlenkung, leichtgängige und spiefreie Rudegestänge bzw. Bowdenzüge, genügender Ru derausschlag, ausreichend stare Flächenbefestigung u. a.);
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Bild 1
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Schwingquarz im Metallhalter (v. l. n.r. - Quarz geöf net, im Gehäuse, mit Lasche)
- Beachten aero- und hydrodynamischer Gesetzmäßigkeiten (z. B. ist ein zu langsam gelogenes Flugmodell wegen fehlen der Rudewirksamkeit nicht mehr steuerbar; es wird, falls es nicht eigenstabil liegt, infolge Strömungsabrisses abstür zen) ; - subjektives Verhalten des Piloten (Steuerfehler, Nichterken nen der Fluglage, Überschätzen der eigenen Leistung und der des Modells u. a.); - Plege und Wartung der Fensteueranlage (richtiges und aus reichendes Laden von Sender- und Empfängerbatterie, regel mäßige Kontrolle aller Kabel - besonders an mechanisch be anspuchten Stellen und an den Anschlußstellen zur Batterie, da selbst kleinste Mengen ausgetretener Kalilauge das Kupfer kabel zerfressen; regelmäßige Kontrolle aller Steckverbindun gen und Schalter sowie ggf. deren Reinigung oder Austausch, gründliche Kontrolle der Anlage nach einer Karambolage oder einem Absturz - besonders empfmdlich sind der Quarz und die Zahnräder des Sevos) ; - Bauteileausfall (eigentlich die seltenste Ursache ür Betriebs störungen! Verschleißteile .sind im Prinzip nur die Steuer- und Sevopotentiometer sowie die Sevomotoren. Hierfür gilt re gelmäßige jährliche Kontrolle - rechtzeitiges Auswechseln). Analysiert man die genannten Faktoren, so sind statistisch der defekte Empfängerquarz und die ausfallende Empfängerbatterie die häuigste Ursache ür ein Anlagenversagen. Der Quarz ist ein hauchdünnes Kristallplättchen, das stoßgedämpft in einer allsei tig geschlossenen Metallkappe untergebracht ist. Trotz dieser Bauweise bleibt die dünne Quarzscheibe (Bild 1) ein äußerst leicht zerbrechliches Gebilde. Das muß man wissen, um den Quarz richtig, d. h. vorsichtig genug zu behandeln. Man sollte einen auf den Fußboden gefallenen Quarz oder einen Quarz aus einem Absturzempfänger nicht mehr benutzen, denn er stellt ein
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Batteriekontrollgerät; a - Musteraubau, b - Stromlauf plan
Risiko dar. Die NiCd-Zellen von Sender und Empfängerbatterie sind in der Form als gasdichter und damit wartungsfreier Akku mulator die fast ideale Spannungsquelle für die Modellfem steueranlage. Bei Beachten der Ladevorschrit haben sie eine lange Lebensdauer (bis 10 Jahre oder über 1 000 Ladezyklen) und sind bei ausreichend konstanter Spannungslage auch genü gend hoch belastbar. Sinterzellen haben einen so geringen In nenwiderstand, daß an eine Batterie von 4,8 V/0 , 5 h bis zu 5 starke und schnelle Sevos angeschlossen werden können, ohne daß es zu unzulässigen Spamungseinbüchen bei Sevoanlauf kommt. Sinterzellen haben jedoch gegenüber den Massezellen (in der bekamten Form als Knopfzellen) den Nachteil, daß ihre Selbstentladung wesentlich stärker ist. Daher sollten Sender und Empfängerbatterie aus Sinterzellen gundsätzlich vor jedem Modellstart ausreichend nachgeladen werden. Für den häuigen Ausfall der Empfängerbatterie gibt es mehrere Günde. So kann ihr Ladezustand während des Betriebes nicht wie im Sender durch ein Anzeigeinstrument laufend kontrolliert werden. Hin sichtlich Betriebszeit und Batteriebelastung durch Häuigkeit der Steuevorgänge verschätzt man sich erfahungsgemäß leicht. Folgende einfache, aber sehr wirksame Vorsichts- bzw. Kontroll maßnahmen haben sich gegen solche Fehleinschätzungen be währt: - Vor Saisonbeginn werden alle Empfängerbatterien auf ihren mechanischen Zustand (ausgetretener Elektrolyt, Zustand der Kabel und Stecker u. a.) und Kapazität überprüt. Ist die ver ügbare Kapazität für fünfstündige Entladung K5 geringer als 80 % der Nennkapazität (nach vorangegangener Volladung!), sollte der Akkumulator nicht mehr als Empfängerbatterie be nutzt werden. Bei häuigem Gebrauch der nlage sollte man die Kapazität halbjährlich kontrollieren. - Vor jedem Modellstart wird der Ladezustand der Empfänger batterie überpüft. Beträgt die Klemmenspannung unter Bela stung mit I5 (Belastungsstrom ür ünfstündige Entladung) we niger als 4,7 V, so ist die Batterie nachzuladen oder auszuwechseln. Das Meßgerät zur Batteriekontrolle (Bild 2) kam ein leines Indikatormeßwerk sein, dessen nzeigebe reich durch eine Z-Diode auf 4,0 bis 6,0 V gespreizt wird. Kombiniert mit dem Belastungswiderstand R1 gestattet es hin reichend genaue Aussagen über den Ladezustand der Batterie. Baut man an den Empängerschalter oder an anderer Stelle im Modell eine Ladebuchse ür die Empfängerbatterie ein, so kann man diese über die Buchse laden und prüfen, ohne daß Steckverbindungen aufgetrennt oder die Batterie ausgebaut werden muß. - Letzte Maßnahme der Batteriekontrolle ist die Überwachung der Betriebszeit. Da eine Stoppuhr sicher zur Ausrüstung eines Modellsportlers gehört, sollte man sie bei jedem Start mitlaufen Jassen. Im Laufe der Zeit gewinnt man dann Erfah· rung. Als Anhaltswerte gelten für eine Empfängerbatterie 4,8 V/0,5 h mit voller Kapazität: • Kunstlugmodelle mit 4 Servos - Betriebszeit etwa 1,5 Stun den (10 Flüge zu je 10 Minuten) • Segellugmodelle oder Schifsmodelle mit 2 bis 3 Servos oder 1 Servo und 1 Fahrtregler - Betriebszeit bis zu 3 Stun den. Daraus erkennt man bereits, daß ür Langzeitbetrieb mit Segel lug- oder Segeljachtmodellen besser Empfängerbatterien mit größerer Kapazität (K5 = 1 . . . 1 , 2 h) verwendet werden, die dann Betriebszeiten von 5 Stunden zulassen. Auf diese Betriebszeit sollte dann auch . die Kapazität der Senderbatterie abgestimmt sein. Abschließend zu dieser Problematik seien noch zwei Schaltun gen vorgeschlagen, die die Sicherheit des Modellbetriebs zweifel los erhöhen. Messungen an Modellfemsteueranlagen haben erge ben, daß Sinterzellen die Anlaufströme von belasteten Servos (I = 0 , 3 . . . 0,5 A) vertragen. An den im Querschnitt meist zu ge ring bemessenen Zuleitungen treten jedoch derartige Span nungsabfälle auf, daß am Empfänger kurzzeitig die Spannung auf 3,5 bis 4 V absinkt. Diese Spannungseinbrüche ühren zwangsläuig zu Aussetzem, u. U. zum Versagen der nlage. Die einfachste Gegenmaßnahme ist die getrennte Stromversorgung von Empfänger und Sevo (Bild 3). Zu diesem Zweck ändert man die Steckerbelegung des Batteriesteckers so, daß die Empfänger batterie nur mit Plus des Empfängers und die Sevobatterie nur mit Plus der Sevobuchsen verbunden ist. Das Schalterkabel wird dadurch dreiadrig, und der Schalter muß ein zweipoliger Typ
S C H A LT U NG S S A M M L U N G · Vierte Lieferung · Kapitel l 0 - Modellensteuerung
1986
Blatt
10 - 2
Gundlagen und Entwicklungstendenzen der Modell femsteueranlagen
al
Empfänger
S•r vos
(Blatt 2)
Batt�rien
Batttritn
Empfänger
Extenadapter
Servos
Batterie
4 , 8 V / 1,2 A h
Empfäng.r
b)
Bild 3
l < + < - <
Servo
Getrennte Empfingerstromversorgung
sein. Als Empfängerbatterie genügt ein Typ 4,8 V/0,25 h. Bei dem durchschnittlichen Strombedarf modener Empfänger in der Größenordnung von JE = 10 . . . 15 .A garantiert sie eine Be triebszeit von mehr als 10 Stunden. Als Sev_batterie sollte dann ein Typ 4,8 V/(1 . . . 1,2) h vewendet werden. Da NiCd-Zellen einen Ausfall nicht durch Nachlassen der Kapa zität oder durch Spannungsückgang ankündigen, kann man die sem Fall durch eine Parallelstromversorgung des Empfangers vorbeugen. Es werden zwei gleiche Batterien über eine Akkuwei che (Bild 4) an den Empfanger angeschlossen. Dann übenimmt immer die Batterie mit der höheren . Klemmenspannung die Empfängerstromversorgung. Fällt eine Batterie aus (Unterbre chung oder innerer Kurzschluß), tritt über die Dioden keine Rückwirkung auf die andere Batterie und damit auf die Empfän gerstromversorgung ein. Zur Entkopplung würden zwei Dioden (VD11VD3) ausreichen. Da jedoch an jeder Diode etwa 0,5 bis 0,7 V Spannungsaball autreten, könnte das bei 4,8 V Eingangs spannung eine zu niedrige und bei 6 V Eingangsspannung eine. zu hohe Betriebsspannung ergeben. Mit zwei in Reihe geschalte ten Dioden erhält man jedoch bei 6 V Eingangsspannung den richtigen Wert [6 V - (2 x 0,5 V) = 5 ] für die Betriebsspan nung. Es eignen sich Universal-Gleichrichterdioden. Bei Batte rien 6 V/0,5 h genügen l-A-Typen, während es bei Batterien 6 V/1,2 A möglichst 3- bis 5-A-Typen sein sollten. Um die Batte rien . im Modell laden zu können, sind entsprechende Schalter und Ladebuchsen vogesehen. Der Schalter Sl schützt den Enp ranger vor Ladeströmen bzw. vor der zu hohen Ladespannung. Für S2 könen auch zwei getrennte Schalter eingebaut werden, die dann zusätzliche Püf- und Kontrollmöglichkeiten bieten.
Empfängtr
l, 8 V
VD 1 . sieh e
Bild 4
Parallelstromversogung mit Akkuweiche
H HBM, HeCKOMM'THpyeMallBeHTHibHl MaT>H;a H;, HaKOnHTeib Ha rH6KOM MHOM �CKe HI, HaKOnHTeib Ha rH6KOM MarHHTHOM ieHTe H;, HHJKoqai:;pocceib H3-KOHT8KT, HOPMibH0-3aKpbblH KORTaKT HH, HYib�KaTop Hßß, HayqHO-HCCie;oBaTeibCKHH HHCTHTYT HßP, HayqHo-Hccie;osaTeihCKl pa6oTa HßC, HayqHO-HCCie;saTeibCKl CTa;Hl HH, HHJmee HanpHxeHHe HO, HanpaieHHHH OTBeTHTeib HO-KOHTT, HOPMibHO-OTKpl:KOTT HTC, HeIHHe:Hoe noiynposoHKosoe coipieHe HTq, HaHMebDl npHMeHMl qaCTOTa
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Ballorit 2 6 V I 0,5 Ah
Ladtbuchse 1
Gatearry, Gattematrix Floppy-Disk-Anschluß Magnetbandanschluß NP-Drossel Öfner, Ruhestromkontakt Nullindikator wissenschatliches Forschungsinstitut wissenschatliche Forschungsarbeit wissenschaftliche Forschungsabteilung Niederspannung Spnnungskopplee Schließer, Arbeitsstromkontakt nichtlnearer Halbleitewiderstand LUF, geringste brauchbare Frequenz (engl. lowest usable frequency) Durclutung Standardunteprogramm-Speicher CMOS, DCTL, Komplementär-MOS, direkt gekoppelte Transi storlogik (eng!. complementary MOS, direct coupled transistor logic) TF, Trägerfrequenz NF, Niederfrequenz VLF, Tiefstfrequenz (eng!. vey low frequency) NP-Demodulator
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0
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B, Basis U!min, Umdrehungen je Minute ESB, SSB, Einseitenband (engl. single side band) U/s, Umdrehungen je Sekunde Hochspannungswicklung Höchstspannungswicklung M , Operationsspeicher, Speicher mit wahlfreiem Zugrif (engl. random access memory) Informationsaustausch, Datenaustausch POM, Pulsoptimalmodulation OC, ofener Kollektor (engl. open collector) optischer Quantengenerator, Laser Kurzschlußverhältnis Einkanals'stem lehrende Maschine Einseitenbandmodulation MM, monostabiler Multivibrator Einseitenbandempfänger Fremderregerwicklung Niederspannungswicklung GK, Gegenkopplung Nebenschlußwicklung Raumladungszone Einseitenbandübertragung Doppelbasisdiode, Unijunktionstransistor Rückkopplung Haupt-Strobe rbeitseinheit optimales System Ablenksystem Mittelspannungswicklung operatives {ewaltungssystem OV, OA, Operationsverstärker (engl. operational ampliier)OW, Oberlächenwelle PVC, Polyvinylchlorid variable Wortlänge Bauelement mit injizierter Ladung CCD, ladungsgekoppeltes Bauelement (engl. charge coupled device) ROM, Festwertspeicher (engl. read-only memory) EPROM, löschbarer programmierbarer Festwertspeicher (engl. erasable programmable read-only memoy) PI, programmierbares Interface Universaldisplay FLL, Frequenzumkehrschleife · (engl. frequency locked loop) PC, programmierbare Steuerung (engl. progrmable control) PA, PLE, programmierbare logische Anordnung, programmierbare logische Einheit (engl. programmable logic array) Mitkopplung, positive Rückkopplung · Lp, Leiterplatte HL, Halbleiter PROM, programmierbarer Festwertspeicher (engl. programmable read-only memory) PC, Programmzähler (engl. program counter) Oberlächenzustand Femsehtuner, Kanalschalter ZF, Zwischenfrequenz PVC-bezogener Lackdraht Lackdraht
S C H A LT U N G S S A MM L U N G · Vierte Lieferung ·
Kapitel 1 0
-
Modellfensteuerung
1986
10 - 3
Einfache Modellfemsteueranlagen (Blatt 1)
1.
•
•
Vorbemerkungen
Im folgenden wird zwischen einfachen und ausbaufahigen Mo dellfensteueranlagen unterschieden. Dabei ist sich der Verfasser bewußt, daß es keine scharfe Abgrenzung zwischen diesen bei den Anlagentypen gibt und daß auch innerhalb der Kategorien »einfach« und »ausbaufahig« erhebliche Unterschiede bestehen. Unter einfacher Fensteueranlage soll eine Anlage verstanden werden, deren Schaltungskonzept und mechanischer Aubau (Sender und Empfanger) ür eine feste Kanalzahl (Funktionen), ausgelegt ist, meist 2 oder 4, seltener 3, 5 oder gar 7. Ausbaufä hige Modellfensteueranlagen lassen sich dagegen meist auf 7 Kanäle (Funktionen), neuere Anlagen sogar bis auf 9 Kanäle aufstocken. Fener besteht die Möglichkeit, den Sender mit Mo dulen ür Sonderfunktionen (Mischer, Programme) oder ür die Steuerkennlinienbeeinlussung (Steuewegbegrenzung, Dual Rate, Exponentialsteueung u. a.) nachzuüsten. Der Hauptvor teil der einfachen Fensteueranlage liegt in der Herstellung grö ßerer Stückzahlen (geringer schaltungstechnischer und technolo gischer Auwand, Fensteuerbarkeit der meisten Modelle). Durch die Vewendung von unterschiedlichen Aufschaltgeräten, wie Sevos (Rudenaschinen), Segelwinden, Fahrtregler, Schal ter, Schrittschalter u . .a., lassen sich auch einfiehe Fensteueran lagen meist den Anforderungen des Modellbetriebs anpassen. 2.
(Zeitgeber), die ür astabilen, monostabilen oder triggerfähigen Betrieb geschaltet werden können. Nt wird als freilaufender astabiler Multivibrator betrieben, dessen Tastverhältnis man mit R2 einstellt. Das Tastverhältnis enthält gleichzeitig die Informa tion ür die Rudenaschine. Das bedeutet: Mittleres Tastverhält nis entspricht der Mittelstellung des Servos, kleines bzw. großes Tastverhältnis bedeutet Sevo- und Ruderausschlag nach links bzw. rechts. Die am Ausgang (Anschluß 3) anliegende Impuls spannung triggert (Freigabe) ,die ebenfalls als astabilen Multivi brator geschaltete IS N2 über den Freigabeeingang (Anschluß 4). Gleichzeitig wirkt die Impulsspannung über R4 und VD3 als An zeige ir den eingeschalteten Sender. N2 arbeitet als Ultraschall generator, der über die Spule L1 an den Ultraschallwandler (Piezoschwinger) angepaßt ist. Als Spannungsquelle dienen 6 Zellen vom Typ Rl4 (Babyzellen). Mit dem Einschalten des Senders wird der Fahrmotor des Modells in Betrieb gesetzt. Len ken kann man über das mit dem Potentiometer R2 einstellbare Tastverhältnis. Diese Anlage entspricht damit fast einer Zweik analanlage, wobei nur die Fahrgeschwindigkeit nicht stufenlos bzw. nicht vor und zuück steuerbar ist. Das Verfahren, den Sen der zur Fahrsteuerung ein- und auszuschalten, kann man anwen den, da es im Ultraschallbereich kaum Störungen gibt, die bei fehlendem Signal den Empfänger zu Fehlfunktionen veranlassen würden. 2.2.
Fensteueranlage »Uiraprop« (DDR)
Blatt
Empfnger »Uiraprop«
Die Fensteueranlage »Uitraprop« wurde vom VEB Spielzeugland als einfache, sehr preiswerte Spielzeugfensteuerung entwickelt. Abweichend von der üblichen HF-Signalübertragung werden bei dieser Anlage die Steuersignale (Kommandos) mit Ultraschall übertragen. Das begrenzt die Reichweite der Anlage, so daß sie nur ür Auto- und Schifsmodelle in Nahbereich ( < 30 m) ver wendbar ist. Der niedrige Anschafungspreis (die Anlage kostet komplett weniger als ein Digitalsevo!) resultiert nicht zuletzt aus dem Verzicht auf ein aufwendiges Sevo (Rudenaschine). Das Sevo ist ein mit mittlerer Drehzahl laufender Elektromotor, der Fliehkraftgewichte antreibt. Diese wiedeum wirken einer Feder entgegen und verstellen damit die Lenung oder das Ru der. Die so erzielten Ruderkräte sind sehr klein, jedoch bei sachgerechtem Aubau der Lenk- und Übertragungsorgane aus reichend.
Der Empfänger »Ultraprop« ist mit konventionellen Transistor stufen aufgebaut (Bild 2). An den Piezowandler CQl (Mikrofon) ist mit VTl bis VT3 ein dreistuiger RC-gekoppelter Verstärker angeschlossen. Die Diode VDl wirkt als Begrenzer ür zu große Signalamplituden in Sendenähe. Über den Impedanzwandler (Emitterfolger) T4 sind die Aufschaltstufen ür den Fahrmotor MA mit VT7 und VT8 und das Sevo Ms mit VTS und T6 ange schaltet. Bei anliegendem Signal am Empfangerausgang (Sender eingeschaltet) wird die Impulsspannung über VD2 gleichgerich tet und lädt 8 auf. Diese Gleichspannung schaltet VT7 und VT8 durch, so daß der Fahrmotor anläuft. Die Transistoren VTS und T6 arbeiten als lmpulsverstärker, so daß am Sevomotor M5 je nach Tastverhältnis eine niedrige, mittlere oder hohe Gleichspannung anliegt. Der Motor integriert die impulsfönige Spannung zu einem Gleichspannungswert, dem die Motordreh zahl proportional ist.
2.1.
3.
Sender »Uitraprop/S«
Fensteueranlage »Supranr 838« (UdSSR)
Die Fensteueranlage »Supranar 838« wird in der Sowjetunion in kleinen Stückzahlen ir Modellsportler hergestellt. Die im fol genden vorgestellten Schaltungsunterlagen wurden in der polni-
Der Sender »Uitraprop/S« ist gegenüber der Transistovariante durch den Einsatz der beiden Schaltkreise Nl und Ni weiter ver einfacht (Bild 1). Beide IS sind hochstabile Timerschaltungen
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Fensteuersender »Ultraprop IS«
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der Halbleiterba uelemente
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UNI
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gemessen
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Bild 2
Fensteuerempfänger »Ultraprop«. C3 = 3,3 n
Bild 3
Fensteuersender »Supranar 838«; a - Muster des Sen ders, b - Stromlaufplan (R3 1 = 6,8 k; C42 = 100 l; Kol lektor von Tl mit C2-C4 verbinden)
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S C H A LT U N G S S A M M L U N G
Kapitel 1 0
-
·
Modellfensteuerung
Vierte Lieferung
·
B latt
198 6
10 -4
Einfache Modellfemsteueranlagen (Blatt 2)
sehen Zeitscrit »Modelarz«, H. 1182 und H. 2/82, veröfent licht. Die Besonderheit der Anlage »Supranar 8 3 8« ist in der Stromversorgung zu sehen. Sie ist ür den Betrieb mit Kohle Zink-Zellen R 1 4 (Babyzellen) ausgelegt. Für die Anlage mit ma ximal 4 Sevos wird eine Reichweite bis zu 500 m angegeben. Der Betrieb mit Kohle-Zink-Zellen erfordert zudem einen ent sprechenden Schaltungsaufwand zur Spannungsstabilisieung, bedingt aber auch einen veminderten Temperaturbereich von 0 bis + 45 •c gegenüber entsprechenden NiCd-Zellen mit - 15 bis + 55 •c sowie erhöhte Masse besonders der Empfangsanlage (komplett mE = 650 g, Empfänger, 4 Sevos mit 4 Babyzellen). 3.1.
Fensteuesender »Supranar 838«
Der fensteuersender »Supranar 838« hat ein fig es Plastge häuse (Bild 3). Die Steuerknüppel können in kurzer oder langer Variante aufgesteckt werden. Das Meßgerät zur Spannungskon trolle liegt gut im Sichtbereich zwischen den Steuerknüppeb. ls Besonderheit ist die asymmetrisch angebrachte auklappbare Senderantenne anzusehen. Damit entfällt das Herausschrauben ür den Transport, und die Antenne stört im angeklappten Zu stand auch nicht. Die 8 Babyzellen sind in einem separaten, von außen zugänglichen Batteriefach auf der Senderückseite unter gebracht. Impuls- und HF-Teil befmden sich auf getrennten Lei teplatten. Die Schaltung bietet kaum Besonderheiten. Es han delt sich um die bewäte Transistoschaltung mit Knalkippstu fen. Die Transistoren VTl und VT3 bilden s astabiler Multivibrator den Taktgenerator, der die Taktzeit tT = 20 s er zeugt. Die Knalimpulszeit wrd über die Kanalpotentiometer R9/Rl6/R2 1 und R32 eingestellt und mit den Einstellwidestän-
den R13/Rl9/R29/R2 abgeglichen. Diferenzierglieder in den Kollektorleitungen der Kippstufen erzeugen aus den Kanalim pulsen Nadelimpulse, die das Diodengatter VDl bis VD3, VDS und VD6 aneinandereiht Die Nadelimpulse triggen den mo nostabilen Multivibrator VT41VT6, der die Austastimpulse ür den Modulatortransistor VTl l erzeugt. Das dreistuige HF-Teil entspricht im wesentlichen den bekannten Schaltunsen. Die Z Diode VD4 stabilisiert die Betriebsspannung des Oszillators ge sondet auf ewa 8 V. Moduliert wird die kapazitiv gekoppelte Treiberstufe mit VT9. Die Endstufe arbeitet im C-Betrieb auf das Doppel-T-Filter, das Obewellen unterdrückt und die Antenne anpaßt. Die Betriebsspannung ür das Impulsteil stabilisiet VT1 3 zusammen mit VD7. Gleichzeitig wird m Stabilisator transistor die Spannung für die gespreizte nzeige des Kontroll insumentes PMl abgegrifen. 3.2.
Fensteuerempfger »Supranr 838«
Der Fensteuerempfänger »Supranar 838« weist einige interes snte Details auf. So ist mit Transistor VTl eine HF-Vostufe enthalten (Bild 4). Oszillator mit VT2 und Mischstufe mit VT3 entsprechen den bekannten Schaltungen. Der vollintegriete ZF Verstärker Nl kommt mit zwei Piezoilten und gnz ohne LC Kreie aus. Die Impulsverstärkung übenehmen die Transistoren VT6, VT7 und VTl l sowie der Schmitt-Triger VT8VT12. Zur Dekodieung sind zwei 2fach-D-Flip-Flops (D2 und D3) geschal tet. Die Syncronisation übenehmen VT4 und VTS. Mit den Transistoren VT9, VTlO und T13 werden die stabilisierte Emp fängerspnnung und die stabilisiete 4-V-Spanung ür das Sevo gewonnen.
R )9
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Bild 4
Fensteuerempfnger »Supranar 838« (Cl = 30; C4 = SO �; C17 = 20 �; Vebndung R3-C4)
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4, 7 K
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3.3.
Sevo »Supranar 838«
Bild 5
Sevo »Supranar 838« (Cl 50 l; C2 O,l i; der An· schluß 1 muß an den Emitter (!) von VT8)
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' emsteuersenaer »Start ap L«; a - Außenansicht des Senders, b - Innenansicht des Senders, c - Stromlaufplan
Das Sevo ist noch als reine Transistorschaltung (Bild 5) aufge baut. Die Schaltung entspricht weitgehend den bekannten Servo schaltungen (s. a. Schaltungssammlung, 2. Lieferung Blatt 10-6), so daß auf die detäilliette Funktionsbeschreibung verzichtet wer den kann. Den Referenzgenerator zur Erzeugung des -Referenz impulses bildet der monostabile Multivibrator mit VTl und VT4. Die Transistoren VT2 und VT3 sind als Dioden geschaltet. Zur Erhöhung der Empindlichkeit ist der Brückenverstärker mit VT7 bis VT12 dreistuig ausgelegt. Das Servo ist als Linearsevo mit seitlich austretenden Schubstangen konstuiert. Es erzeugt die maximale Stellkrat vonF5 10 N 1 kp. =
4.
=
=
=
Fensteueranlage »Start dp 2« (DDR)
Die Fensteueranlage »Start dp 2« (Bild 6) wurde mit dem Ziel entwickelt, ür »Neulinge« eine einfache, preiswerte AM-Anlage anzubieten. Die Anlage ist nur ür 2 Kanäle (2 Funktionen) aus gelegt und hat keine Eweiterungsmöglichkeit der Kanalanzahl. Für die zahlenmäßig meisten Anwendungen reicht eine Zw. kanalanlage auch völlig aus, z. B. zur Fensteuerung von Auto und Schifsmodellen sowie einfachen Segellug- und Motorlug modellen. Sollten die Ansprüche steigen und sollte sich der Mo dellbauer mit dem Betrieb eines Mehrfunktionsmodells oder Kunstlugmodells befassen, hat die Zweikanalanlage als Zweit anlage immer nch ihre Berechtigung. Das trit dann auch ür den Fensteuenachwuchs in der Arbeitsgemeinschat oder in der Familie zu. Die Anlage »Start dp 2« ist so ausgelegt, daß alle Sevos ür positiven Kanalimpuls lta (1,7 ± 0,5) ms ange schlossen werden können. Im vorliegenden Fall sind die Sevos der Anlage »Signal FM 7« vorgesehen (s. a.' Blatt 3, Aufschaltein richtungen und Ladegeräte). =
4. 1.
Fensteuersender »start dp 2«
Die gesamte Elektronik des Senders »Start dp 2« ist auf einer Leic terplatte aufgebaut. Das Impulsteil besteht aus der bewährten Transistorschaltung mit astabilen Multivibrator (VTl, VT2) als Taktgenerator, den beiden Kippstufen (VT3, VT4), dem Dioden gatter (VD2 bis VDS) und dem Austastimpulsformer (monosta biler Multivibrator mit VTS, VT6). Hierfür wurden die Schal tungsdetails der Vorgängersender »Start dp 5« und »start dp 3« übenommen (s. a. Schaltungssammlung, 2. Lieferung, Blatt 10-2). Die Z-Diode VDl stabilisiert die Betriebsspannung ür das Impulsteil auf 5,1 V. Die über der Z-Diode abfallende Span nung nutzt man zur Anzeige der Betriebsbereitschaft und zur Ladekontrolle (gespreizte Anzeige). Der Transistor VT6 des Aus tastimpulsformers fungiert gleichzeitig als Modulator ür das HF-Teil, in dem er den Oszillator (VT7) im Takt der Austastim-
b
S C H A LT U N G S S A MM L U N G · Vierte Lieferung ·
Kapitel l 0
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Modellfensteuerung
Einfache Modellfemsteueranlagen
1986
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pulse an die Betriebsspannung an- und abschaltet (austastet). Zur Vermindeung der Bandbreite werden die Flanken der Aus tastinpulse durch den Kondensator lnF (zwischen Basis und Kollektor von VT6) verschlifen. Ein interessantes Schaltungsde tail bietet der Schalter S2 in Verbindung mit dem durch n · überbrückten Widerstand (390 0). Ist der" Schalter geöfnet, ar beitet der Oszillator und damit der Sender mit halber Leistung. Die damit erzielbare Reichweite (500 bis 700 m) ist ir den Nor malbetrieb vöilig ausreichend. Wenn das Modell jedoch an die Reichweitengrenze gelangt oder sich (schwache) Störungen be merkbar machen, kann man den Widerstand mit S2 überbrücken (kurzschließen), und der.Sender gibt seine volle Leistung ab. Die Senderendstufe (VT8) mit Doppel-n-Filter und kompensierter Antenne (U) entspricht der Standardschaltung. Spannungs quelle ir den Sender ist eine lOzellige NiCd-Knopfzellen�Batte rie (12 V/0,5 h). Die Ladebuchse erlaubt Lehrer-Schüler-Be trieb. Daür sind zwei Sender mit gleichem Quarz (gleicher HF-Kanal) eforderlich. Beide Sender werden über ein Lehrer Schüler-Kabel (Bild 7) miteinander vetbunden. Beim Schüler Sender bleibt der EIN-AUS-Schalter immer in Stellung »AUS«! m besten man entfent ir die Dauer des Lehrer-Schüler-Be triebs die Batterie aus dem Schüler-Sender. Steuert der Lehrer das Modell (des Schülers) z. B. bei Stat, Landung oder in kriti scher Fluglage, so ist der Schalter am Lehrer-Sender in Stellung EIN. Übergibt der Lehrer die Steueung des Modells an den Schüler, schaltet er seinen Sender auf AUS. So erhält der Schü ler-Sender die Betriebsspannung über das Kabel (Bul B/2 e des Lehrer-Senders zu Bu3 B/2 e am Schüler-Sender). Damit wird auch deutlich, waum der Schüler-Sender immer ausgeschaltet bleiben soll. Der Lehrer kann mit seinem EIN-AUS-Schalter die Steueung des Modells jederzeit wieder übenehmen.
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10- 5
(Blatt 3)
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Blatt
4:2.
Femsteueremp"ger »Start dp 2«
Gegenüber seinen Vorgängen zeichnet sich der Empfänger »start dp 2« durch einen relativ hohen Integrationsgrad aus (Bild 8). Den eigentlichen AM-Empfänger (Mischer, ZF-Verstär ker, Regelung, Demodulator und NP-Verstärker) bildet der Schaltkreis N l . Durch die Vewendung dieses Schaltkreises wird ein kleiner Aubau mit hoher mechanischer Festigkeit und guten elektronischen Parameten erreicht. Die periphere Beschattung erfordert allerdings noch einigen Aufwand, so ir den getrennten Oszillator mit VTl , die ZF-Selektion mit keramischem (SPF 455-9) und Spulen-Filter (F3), den Demodulatorkreis (F5) und die umfangreiche NP-Gegenkopplung (an Anschluß 10). Der Strombedarf des Empfängers liegt mit /p 1 1 ,5 A m Be reich der Transistorempfänger. Dem Empfängerschaltkreis sind ein einfacher Trigger (VT2/VT3) und die Synchronisiersture T4) nachgeschaltet Die Dekodierung des Impulstelegramms übenimmt ein CMOS-IS (2fach-D-Flip-Flop K561 TM2 ). =
Bild 8
5.
Fensteuerempfänger »Start dp 2«; a - Muster des Empfängers, b - Stromlaufplan Fensteuerlge »Syncon 2« (DDR)
Der Entwicklung der Fensteueranlage >>Synchron 2« lagen si cher ähnliche Überlegungen zugunde, wie sie ir die Anlage »Start dp 2« gelten. Daß man jedoch bei vergleichbarer Aufgaben stellung zu ganz anderen elektronischen Lösungen kommen kann, zeigt dieses BeispieL
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Fensteuersender »Synchron 2«
Der Fensteuersender »Synchron 2« ist ir 2 Kanäle (Funktio nen) ausgelegt, kann jedoch auf 4 Kanäle erweitert werden (Bild 9). Für den Senderaubau werden das Gehäuse und die Steuermechaniken des Senders »Signal FM7« verwendet. Das Kugelgelenk ir die kürzere (1,10 m) und leichtere ntenne wird nicht so stark belastet. Dadurch läßt sich der Sender besser hand haben als der »Signal FM7«.
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Bild 9 Fensteuersender »Synchron 2«; a - Muster des Sen Stromlaufpl1n b ders (Außenansicht), (Dr 102 10 IH; C an Kollektor von T 105 : 22 n; C an Emitter von T 108: 10 n) =
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S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vi erte Lieferung · 19 8 6
Kapitel 1 0
- Modellfernsteuerung
Einfache Modellfemsteueranlagen
Als Spannungsquelle ür den Sender sind 2 NiCd-Knopfzellen Batterien 6 V /0,5 h vorgesehen. Es können jedoch auch Batte rien aus Kohle-Zink-Zellen (8 x Typ R 6 ) oder Blei-Akkumulato ren (6 x Typ 2 V/0,5 h) verwendet werden. Die Senderelektro nik beindet sich auf einer Leiterplatte. Mit dem Transistor VT1 0 1 und der Z-Diode VD 1 0 1 wird die Betriebsspannung auf 5 V ür das Impulsteil stabilisiert. Durch die Verwendung des 2fach-D-Flip-Flop als Schieberegister liegt jedoch der Strombe darf des Impulsteils recht hoch. Die Schaltung des Impulsteils weicht erheblich von den traditio nellen Transistorschaltungen ab. Die Transistoren VT102 und VT 103 sind als freilaufender astabiler Multivibrator zur Gewin nung der Taktzeit (Taktgenerator tT 20 ms) geschaltet. Der Taktimpuls startet den zweiten gesteuerten Multivibrator mit VT104 bis VT 106. Seine Einschaltzeit ist zu tMoo 0,2 ms festge legt, der damit den Austastimpuls ür den Modulator VT 107 bil det. Die Ausschaltzeit wird über das als Schieberegister geschal tete 2fach-D-Flip-Flop gesteuert, indem nacheinander die Kanalpotentiometer R l l 7 und R l l 6 an die Konstantstromquelle VT 104 angeschaltet werden. Die Schleiferstellung an den Kanal potentiometern bestimmt zusammen mit den Einstellungen von R 1 0 8 Ctmax) und R109 Ctmin) die Länge des Kanalimpulses ( 1 , 6 ± 0,4) ms. Durch Zuschaltung einer zweiten IS (D 1 74) t, und weiterer Kanalpotentiometer kann das Impulsteil auf 4 Ka näle (Funktionen) erweitert werden. Das HF-Teil ist nur zweistu ig mit moduliertem (ausgetastetem) Oszillator (VT108) und Endstufe (VT1 09) ausgelegt. An die Endstufe schließt sich das Doppel-r-Filter mit kompensierter Antenne an. Die S endelei stung beträgt PHF ' 300 mW. Für ls 100 A Stromaufnahme des Senders ist das ein etwas niedriger Wert. Er folgt letztlich aus dem hohen Strombedarf des Impulsteils. Die Betriebsbereit schat wird mit einer Leuchtdiode (VD l lO) kontrolliert. =
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(Blatt 4)
B latt
10 - 6
signalfestigkeit, Verstärkung, Selektion) . Die Selektion wird ganz wesentlich vom keramischen Filter (Fi 203) bestimmt, das über das Spulenilter (Fi 201) an den Schaltkreis N 20 1 (A 244 D) ange paßt ist. Das ZF-Signal wird von den Transistorstufen VT201 und VT202 weiter verstärkt, begrenzt (VD202) und demoduliert. Als Impulsverstärker (Trigger) arbeiten (VT203/VT204) . Das Im pulstelegramm dekodiert die als Schieberegister geschaltete I S (2-D-Flip-Flop D 1 74 D ) . Die Synchronisation besorgt VT205, in dem mit dem ersten Impuls (Entladen von C2 1 9) der vorher am Eingang D1 anliegende Pegel durch das Register geschoben wird. An den Empfänger sind alle Servos oder andere Aufschaltein richtungen (Fahrtregler, Segelwinde, Elektronikschalter) ür po sitiven Impuls anschließbar. Die Impulszeit läßt sich am Sender entsprechend einstellen. Als Spannungsquelle wird eine NiCd Batterie 4,8/0,5 Ah empfohlen. Der ebenfalls vom Hersteller an gegebenen Möglichkeit, den Empfänger mit 3 Blei-Akkumulato ren (3 x 2 V/0,5 Ah) oder 4 Kohle-Zink-Zellen (4 x 1 , 5 V, Typ R 6 Mignon, R 1 4 Baby oder R20 Mono ) zu betreiben, sollte man mit Vorsicht begegnen, da die maximal zulässige Spannung ür die IS D 1 74 D Usmax 5,25 V beträgt. =
•• =
=
5.2.
Fensteuerempfänger »Syncron
2«
Der Fernsteuerempanger »Synchron 2« ist recht kompakt aufge baut (Abmessungen: 61 x 3 6 x 2 5 , Masse 50 g) und hat in der Musterausührung ein Aluminiumblechgehäuse (Bild 10). Die Anschlußbuchsen ür Batterie und Servo sind über Kabel heraus geführt. Das Herz der eigentlichen Empangerschaltung ist der AM-Empfängerschaltkreis A 24 4 D. Dieser Schaltkreis zeichnet sich durch gute elektrische Parameter aus (Regelverhalten, Groß-
Bild 10 Fernsteuerempfänger »Synchron 2«; a - Muster des Empfängers (Außen- und lnnenansicht), b - Stromlauf plan (Fi 2 0 1 3 902) =
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Bit RALU, registrierende ALU Register Befehlsregister Register mit dotiertem Spalt Arbeitsregister Hauptspeicher Arbeitsregister Statusregister, Zustandsregister Register der nächstfolgenden Adresse REM, Rasterelektronenmikroskop Synchronisation System der automatischen Projektieung VLSI, höchstintegrierte Schaltung (engl. vey large scale integration) Blockschaltbild W, Mittelwelle VLSI, VLSI-Schaltung, höchstintegrierte Schaltung (engl. vey large scale integrated circuit, very large scale integration) UHF, Ultrahochfrequenz Synchronimpuls LED, Lichtemitterdiode (engl. light emitting diode) MSI, mittelintegrierte Schaltung (engl. medium scale integration) BAS, Bildaustastsignal Superbauelemente auf der Basis von Speichersubsystemen SKR, Rat (Sowjet) der Kleinrechner
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Spannungsstabilisator Speichersystem Strobe ür Interrupt-Auswahl Satellitenbodenstation Y, Fenschreiber (engl. teletype) schnelle Sprungschalung Prinzipschaltbild Funktionsschaltbild UHF, Ultrahochfrequenz RMS, Rauschminderungssystem LED, Lichtemitterdiode (engl. light emitting diode)
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FS, V, Fensehen (engl. television) Telemetrie Erkennungs-Flip-Flop TK, Temperaturkoeizient DMS, Dehnmeßstreifen Rücksetz�Flip-Flop IL, Transistor-Transistor-Logik SIL, Schottky-IL SIL, Schottky-IL Fensteueung Steckeinheit
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198 6
B latt
Kapitel l O - Modellfensteuerung Ausbauf"ähige Modellfemsteueranlge
1.
10 - 7
(Blatt 1)
Vorbemerkungen
1
Strvo wtg
Das in der Senderschaltung »Synchron 2« angewendete Schal tungskonzept bezeichnet man als Analogmultiplexer. Dabei wer den die mit den Steuemechaniken (Kanalpotentiometer) einge stellten Spannungswerte durch einen Zähle{ (Schieberegister) nacheinander an einen Impulsgenerator geschaltet. Der einge stellte Gleichspannungswert bestimmt die Impulszeit Dieses Schaltungskonzept emöglichte zusammen mit der Anwendung von Operationsverstärken eine qualitative Weiterentwicklung der Modellfemsteueranlagen. So wurde es möglich, die Steuer charakteristiken bzw. Steuerkennlinien in unterschiedlicher Weise den Erfordenissen des Modellbetriebes anzupassen und zwei oder mehrere Steueungsvorgänge zu überlagen (zu mi schen).
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Verändeung der Steuercharakteristik
Die Steuercharakteristik, d. h. das Verhalten der Ausgangswerte einer Steueung in Abhängigkeit von den Eingangswerten, ist am einfachsten anband der Steuerkennlinie zu übersehen (Bild 1). Die im Normalfall von Modellfemsteueranlagen geforderte Steuercharakteristik wird durch die lineare Kennlinie A be schrieben. Bei 100 % Knüppelausschlag (meist 30") soll das Sevo seinen vollen Stellweg zuücklegen, also ebenfalls 100 % (meist 45°, seltener 90"). Für alle Zwischenwerte von 0 bis 100 % wird möglichst genaue Proportionalität zwischen Eingangswert (Steuerknüppelaussclag) und Ausgangswert . (Sevoweg) gefor dert. Die Einhaltung dieser Fordeung spiegelt sich in der Linea rität der Kennlinie wider. Neben Linearitätsfehlem, bedingt durch nichtlineare Kennlinien der Steuer- und Sevopotentiome ter, haben auch z. T. notwendige Taleranzen bei der Signalüber tragung upd -auswertung Einluß auf die Steuergenauigkeit Mo deme Fensteueranlagen ereichen eine Steuergenauigkeit, d. h. Aulösung des Stellweges, in der Größenordnung von 0,5 % bis 1 %. In der Praxis äußert sich diese Aulösung als Totbereich und Wiederkehrgenauigkeit eines Sevos. Die Aulösung ist z. T. elek tronisch (Regelvorgänge mit Totbereich) und z. T. mechanisch (Spiel im Sevogetriebe) bedingt. Für bestimmte Betriebsfälle, z. B. beim Einliegen eines Modells, ist es wünschenswert, den Stellweg des Sevos so zu änden, daß ein optimales Steueungsverhalten (richtige Ruderreaktion) des Modells erzielt wird. In der traditionellen Weise geschieht das, indem man das Steuergestänge am Steuerhebel des Sevos oder am Lenkhebel (Ruderhom) nach der Landung entweder weiter innen oder weiter außen einhängt. Diese etwas umständliche Prozedur kann man gewissemaßen »elektronisch« direkt am Sender wesentlich einfacher und damit praktisch »im Fluge« ausUhren. Zu diesem Zweck wird zwischen Steuemechanik (Steuepotentiometer) und Senderimpulsteil ein Baustein zur Sevo- (Stell-)wegeinstellung geschaltet. Mit Hilfe eines Poten tiometers kann der Stellweg des Sevos im Bereich von 60 % bis 100 % stufenlos für den vollen Steuerknüppelausschlag (100 %) eingestellt werden (Kennlinie B). In einem anderen Betriebsfall ist es wünschenswert, z. B. beim Start eines Flugmodells große Ruderausscläge und im Flug für feiges Steuen geringere Ruderausschläge zur Vefugung zu haben. Das läßt sich auch mit der o. g. Sevowegeinstellung realisieren, indem man zwi schen vollem und reduziertem Stellweg umschaltet, d. h. die Ser vowegreduzieung abschaltbar macht. Diese Stellwegumschal tung wird in der Literatur auch als Dual-Rate bezeichnet. Bei Vewendung von mechanisch getrimmten Steuerknüppeln reali siet man die Stellwegumschaltung durch Zuschalten eines Wi derstandsnetzwerkes zum Steuepotentiometer. Bei elektronisch getrimmten Steuerknüppeln löst man die Stellwegumschaltung durch Zwischenschalten von Operationsvestärken. Die Stell wegumscqaltung wird in der Regel Ur die Betätigung von Hö hen- und Seitenuder oder Höhen- und Queuder angewen det.
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Lineare Steuerkennlinien: Sevoweg = f (Steuerknüppelausschlag) A - nomale Abhängigkeit bzw. Kennlinie B - Kennlinie ir Wegreduzieung (Sevowegumschal tung Dual-Rate) . C - Kennlinie ir Sevowegbegrenzung (Ausschlagbe grenzung)
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Exponentielle Steuerkennlinie: Sevoweg = f (Steuerknüppelausschlag) A - lineare Kennlinie B - stark progressive Kennlinie C - schwach progressive Kennlinie D - degressive Kennlinie
Ähnlich wie die Wegreduzieung (bzw. -Umschaltung) wirkt die Sevoweg-(Ausschlag-)begrenzung. Bei der Ausschlagbegrenzung (Kennlinie) vergrößert sich trotz zunehmendem Steuerknüppel ausschlag von einem bestimmten einstellbaren Wert an der Stell weg des Sevos nicht mehr, er ist auf diesen Wet begrenzt. Der Ausschlagbegrenzer kann so angewendet werden, daß er auf zwei getrennte Sevos wirkt. D� setzt die Begrenzung r beide Stellrichtungen beim gleichen Wert ein (Sevoweg C = Sevoweg C). Im anderen Fall wirkt er nur auf ein Sevo, dann kann die Begrenzung nach beiden Seitel unterschiedlich engestellt wer den (Sevoweg C * Sevoweg C). Eine nwendung ir die letzt genante Fom der Ausschlagbegrenzung ist z. B. die Betätigung der Wölbklappen m Segelumodell, wen deren Aussclag
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Steuerkennlinie ür Diferentialsteueung (A * B)
nach oben größer sein soll als nach unten, um gleiche Wirksam keit zu erreichen. Im Flugbetrieb wirkt sich jeder zusätzliche Handgrif bzw. Schal ter als mögliche Fehlerquelle aus. Wird z. B. ür ein Kunstlug modell gefordert, daß es zur Krskorrekur nur kleine feinühlige Ruderausschläge ausührt (Sevowegverringerung), so muß · ür volle Ruderausschläge in den Figuren auf vollen Sevoweg umge schaltet werden. Es liegt also nahe, eine Steueung bzw. Steuer kennlinie zu entwerfen, die beide Fordeungen ohne Umschal ten erfüllt. Eine solche Kennlinie müßte exponentiellen Verlauf haben (Bild 2). Der Vorteil dieser progressiven Kennlinie wird sofort ersichtlich. Der reduzierte Ruderausschlag ür Steuer knüppelbewegungen um die Mittellage ist genau so gegeben wie der Rudevollausschlag bei vollem Knüppelausschlag. Dabei liegt gewissermaßen der kontinuierliche Übergang von »redu ziert« zu >)100 %« proportional vor, wobei das Maß der Reduzie rung stufenlos zwischen der Kennlinienkümmung 0 ( = linear) und stark progressiv entsprechend dem Steueverhalten des Mo dells gewählt werden kann. Für bestimmte Anwendungen, z. B. zusammen mit Mischen bei der Gasvowahl und Gasmitnahme am Modellhubschrauber mit kollektiver Blattverstellung, wird eine degressive Kennlinie (D) benötigt. Auch diese Kennlinie läßt sich elektronisch realisieren. Ein Sonderfall der Kennlinienbeeinlussung wird als »Leerlauf trimmung« bezeichnet. Beim Steuerknüppel mit nomaler Trim mung wirkt sie so, daß der Stellpunkt auf der Steuerkennlinie um den Trimmbereich, meist ± 10 % bis ±20 %, verschoben wer den kann. Dabei ist es gleichgültig, in welchem Bereich der Kennlinie der Stellpunkt liegt, ob an einem Ende, in der Mitte oder zu einer Seite Bild 3). Der Steuerknüppel mit elektroni scher Trimung emöglicht es nun, den Trimmbereich auf •
einem Kennlinienteil festzuhalten, gewissermaßen anzuklem men. Eine praktisch sinnvolle Anwendung ür diese Möglichkeit bietet sich, wie es schon die Bezeichnung andeutet, bei der Leerlauftrimung. Der Trimmbereich wird an einem Steuer kennlinienende (unteres Ende) festgeklemmt, so daß in diesem Bereich eine besonders einfache Justierung des Vergasers bei laufendem Motor vor dem Start oder im Flug möglich ist. Die Vollgasstellung des Vergasers, d. h. das andere Kennlinienende, kann dann mit der Trimmung nicht mehr beeinlußt werden. Eine besondere Steuerungsaufgabe ergibt sich aus dem aerody namischen Verhalten der Queruder am Flugmodell. Um die gleiche aerodynamische Wirksamkeit zu ereichen, müßte die Querruderklappe nach oben um einen größeren Winkel ausschla gen als nach unten. Diese Fordeung läßt sich durch Sondefor men der mechanischen Ruderanlenkung erüllen, aber ähnlich wie die mechanische Wegeinstellung nur am Boden und durch Probieren. Könnte die Stellwegdiferenzieung, d. h. unterschied licher Stellweg nach beiden Seiten, elektronisch am Sender und damit während des Betriebes (Flugs) vogenomen werden, er gäbe das die einfachste Möglichkeit, die optimale Einstellung zu fmden. Stellwegdiferenzieung bedeutet, als . Kennlinie darge stellt, daß das Sevo mit Kennlinie A ür eine Queuderklappe (bei Steuerknüppelausschlag nach rechts) nach oben den vollen Stellweg ausührt. Der Stellweg nach unten ist je nach dem Grad der Diferenzieung entsprechend reduziert (Kennlinienteil A; Bild 4). Da sich beide Queuderklappen gegenläuig bewegn, muß also für die andere Klappe die Diferenzieung genau entge gengesetzt wirken. Das bedeutet fener, daß zur Betätigung der anderen Querruderklappe ein zweites Sevo mit der Kennlinie B erforderlich ist. m Sender werden demzufolge mit einem Steuernüppel (Queruder) zwei Kanäle (Funktionen) belegt und demzufolge die beiden Querudersevos an die beiden entspre chenden Empfängerausgänge angeschlossen. Die Stellwegdife renzieung kann am Sender stufenlos zwischen »nomal<<, d. h. undiferenziert, und »extrem<< gewählt werden. Das ist dann so stark diferenziert, daß sich das Sevo nur noch ab Mittellage nach einer Seite bewegt und damit die Ruderlappen nur nach einer Seite stellt. Das andere Sevo würde dan die andere Ruderklappe nach der entgegengesetzten Seite stellen. Diesen Extrefall der Diferenzieung bezeichnet man als »Vario Split<(. Eine Anwendung für Vario-Split-Steueung ist z. B. im Automodell gegeben, indem man mit einem Steuerknüppel zwei Sevos steuert: ein Sevo ür Gas, Steuerknüppelausschlag ab Mittellage nach vom und das zweite Sevo ür Bremse, Steuer knüppelausschlag ab Mittellage nach hinten (zum Körper). Da bei Vario-Split die Stellwege getrennt reduziert werden können, ist fener die Möglichkeit der getrennten Stellweganpassung an den Motor (Gasschieber bzw. Drossel) sowie an die Bremse (n sprechverhalten) und damit die optimale Justierbarkeit gege ben. Die erläuterten Möglichkeiten der Steuewegbeeinlussung bei der Anwendung von Analogmultiplexem im Senderimpulsteil sind damit noch nicht erschöpt. Wen die dem Stellwert am Sevo entsprechende Gleichspanung mit den Potentiometer der Steuemechanik vorgegeben wird, liegt es nahe, zum Fliegen bestimmter Figuren vorher eingestellte (progrmmierte) Gleich� spannungswerte in einem bestimmten Takt statt der Steueme chanik n das Senderimpulsteil anzuschalten. Das Modell würde dnn mit den so vopromierten Ruderausschlägen die Figur automatisch liegen. Es wurde schnell erkannt, daß damit u. U. die Figuren sauberer gelingen, worauf n den Sportbestimmun gen ür den Kunstlug mit Motormodellen die nwendung von Figurenautomatiken ausdücklich untersagt ist. Technisch löst man die Aufgabenstellung »Figurenautomatik« so, daß n einem oder an zwei im Sender nachrüstbaren Senderbaustein(en) die Ruderausschläge r Höhen-, Seiten- und Queuder und die Zeit (1 bis 5 s) ür den Ruderausschlag eingestellt werden kön nen. Mit einem Taster wird die Figur (Automatik) gestartet. Die Figur kann jederzeit mit der gleichen Taste unterbrochen und nomal mit den Steuemechaniken (Steuernüppen) weiterge logen werden. Die Figur ist fener beliebig ot wiederholbar, d. h., die Automatik wird neu gestartet. Im Sender »Proi 2000« der Firma Multiplex (BRD) knn man sogar bis zu 8 verschie dene Figuren einprogrammieren.
S C H A LT U N G S S A M M L U N G � Vierte Lieferung ·
Kapitel 10
-
Modellfensteuerung
Ausbaufähige Modellfemsteueranlage (Blatt 2)
Überlageung (Mischung) von Steueungsvorgängen Für die Lösung bestimmter Steueungsaufgaben ist die Überlage rung zweier oder mehrerer Steueungsvorgänge bzw. -bewegun gen eforderlich. Bisher wurde diese Aufgabe mit mechanischen Vorrichtungen im Modell gelöst. Demgegenüber bietet die sen derseitige Überlageung bzw. Mischung von Steueungsvorgän gen erhebliche Vorteile (Einstellbarkeit des Mischverhältnisses während des Betriebes, Wegfall der Mechanik, kein Spiel). EI E2
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Bild 5
Kombischalter
Die einfachste Form der Überlagerung zweier Steuerungsvor gänge bietet der »Kombischalter« (Bild 5). Beispiel: Mit einem Steuerknüppel sollen zwei Ruder gleichsinnig mit gleichem Aus schlag betätigt werden. In der Praxis bietet sich das ür die kom binierte Betätigung von Seiten und Queruder beim Thermiklug an. Dazu schaltet man mit S1 den zweiten Kanal (2 - z. B. Seite) auf den Steuerknüppel von Kanal 1 (E1 - z. B . Quer). Dann ührt das Seitenruder immer den gleichen Ausschlag wie das Queuder aus, und das Modell wird enge reise liegen. Für Flugaufgaben, die die getrennte Ruderbetätigung erforden (z. B. beim Landeanlug), legt man den Schalter wieder zurück, so daß E2 mit 2 verbunden ist, d. h., Quer und Seite werden getrennt gesteuert. Beim Kombischalter nimmt also der Kanal 1 (E1) den Ausgang von Kanal 2 (2) mit. Um die Wirkung beider Ruder optimal aufeinander abzustim men, wäre es wünschenswert, den Grad der Mitnahme einstell bar zu machen. Durch Zwischenschalten 2er Operationsverstär ker läßt sich diese Fordeung eüllen (Bild 6). Die beiden nichtinvertierenden Operationsverstärker entkoppeln die Aus gänge von den Eingängen, so daß die nichtinvetierten Signale belastbar und über Widerstände mischbar sind. Mit R1 ist der Grad der Mitnahme von 2 (e1 + e2) durch E1 stufenlos zwi schen 0 (unterer Anschlag) und 100 % (oberer Anschlag) einstell bar. Man hat damit einen »stufenlosen« Kombischalter erhalten. In der Praxis wird diese Schaltung zur stufenlosen Beimischung einer Funktion zu einer anderen z. B. zur Kopplung von Haupt rotor-, mit der Heckrotor- oder der Gassteueung beim Modell hubschrauber angewendet. Die Schaltung erhielt daher auch die Bezeichnung »Helimix« (Helikopter-Mischer).
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Bild 6
Stufenloser Kombischalter (Helimix)
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Bild 7
Miseher (V-Leitwermischer)
1986
Blatt
10- 8
Eine andere Aufgabenstellung ergibt sich z . B . bei der Betätigung eines V-Leitwerks. Beim Kommando »Seite« müssen beide Ru derklappen gleichsinnig und beim Kommando »Höhe« gegensin nig ausschlagen. Bei der Überlageung beider Steuerbewegungen gilt das sinngemäß für alle möglichen Zwischenstellungen. Wird jede Ruderklappe von einem Sevo betätigt, bedeutet es, daß ein Sevo die Mischung (Bewegung) s - h und das andere Sevo die Mischung s + h in Stellweg umsetzen muß. Eine ähnliche Forde ung ergibt sich übrigens iir die Steueung eines Delta-Flugmo dells oder wenn man die Queruderklappen gewissermaßen dop pelt als Queruder und als Wölbklappen vewenden will. Schaltungstechnisch löst man diese Steueungsaufgaben wieder mit Operationsverstärken. Der »Helimix« von Bild 6 wird noch um einen invertierenden Operationsverstärker ergänzt, so daß man an einem Ausgang (e1 + e2) als gleichsinnige Überlageung und am anderen Ausgang (e1 - e2) als gegensinnige Überlage ung erhält (Bild 7). Damit ist die Fordeung zur nsteueung eines V-Leitwerks [s + h) · [s - h) erfüllt. Mit den Potentiometen Rl! R2 kann der Grad der Zumischung stufenlos im Bereich von 0 % bis 100 % eingestellt werden. Will man in einem Modell mit V-Leitwerk außerdem die Queuderklappen als Wölbklappen nutzen, ist dafür ein weiterer Miseher vorzusehen. In jedem Fall ist iir jede Ruderklappe ein Sevo erforderlich (V-Leiwerk = 2 Sevos, Querruder!Wölbklappe = 2 Sevos). Bliebe an dieser Stelle noch darauf hinzuweisen, daß sich durch Zuschaltung von Bausteinen zur Kennlinienbeeilussung (Stellwegumschaltung, Exponentialsteueung, Stellwegdiferenzieung) zu Mischen weitere Kombinationsmöglichkeiten bzw. optimale Einstellmög lichkeiten ür die Ruderreaktion des Modells ergeben.
2.
Modul-Fensteueranlge »Combi-Modul« (Muliplex)
Das einheitliche System der analogmultiplexen Kommandoüber tragung und seine nwendung in den Fensteuernlagen fast aller Hersteller, verbunden mit entsprechend großen Produk tionsstückzahlen, ührte dazu, daß ür bestimmte Bau- oder Funktionsguppen spezielle integrierte Schaltungen entwickelt wurden. Die ersten »fensteuerspeziischen« IS waren Sevo schaltkreise. Die Integration der Sevoelektronik brachte nicht nur ökonomische und mechanische Verbesseungen (billiger, leichter, unempfmdlicher), sonden auch elektronisch/mechani sche genauer, schneller, stärker, betriebssicherer). Danach wur den Koder- und Dekoderschaltkreise entwickelt. Diese Schalt kreise brachten eine erhebliche Vereinfachung der Senderimpul steile bei gleichzeitiger Verbesseung der Steueungsmöglichkei ten (Kennlinienbeeinlussung, Mischung von Funktionen). Da solche Schaltkreise dem Fensteueramateur noch nicht zugäng lich sind, wird eine Schaltung vorgestellt, die mit Standard-IS gleichwertige elektronische Eigenschaten erreicht. Im Impulsteil des Senders »Combi 80« fmdet der Leser bereits bekante Funktionsgruppen bzw. -stufen wieder (Bild 8). Der Zeitgeber (Timer) D5 ist als astabiler Multivibrator und damit als Taktgeber iir die Zeitbasis tr = 25 ms geschaltet. Er triggert aen monostabilen Multivibrator (Timer D4), der die Austast bzw. Modulationsimpulse tm1 = 0,4 ms ür das HF-Teil erzeugt. Gleichzeitig bildet der Austastimpuls von D4 den Taktimpuls (Clock) ür den Zähler D3 mit 8 dekodierten Ausgängen. Der Clockimpuls übt eine Doppelunktion aus. Einmal taktet er den Zhler, so daß über dessen Ausgänge und die 4fach-Bilateral schalter Dl und D2 nacheinander (multiplex) die Steuerpoten tiometer über die Buchsen Bul bis Bu7 an den Operationsver stärker Nl/2 angeschaltet werden. Zum anderen entlädt er über VD1 und VT3 den zeitbestimenden Kondensator l. 2 lädt sich danach über R51 R6 wieder auf, so daß m Ausgang von Nl/1 ein Sägezanimpuls autritt. Aus dem Potential des Säge zanimpulses am N-Eingang von N1/2 und dem angeschalteten Potential des entsprechenden Steuerpotentiometes m P-En gang erzeugt Nl/2 durch Vegleich einen Impuls. Dessen Lnge ist dem am P-Eingang nliegenden Potential proportional. Die·
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ser Impuls trigget D4, so daß im Abstand tt. = (1,6 ± 0,55) ms ein neuer Modulationsimpuls erzeugt wird. Die Transistoren VTl und VT2 sind ür den Diagnosebetrieb er forderlich. Beim Diagnosebetrieb wird der Sender über ein Kabel (Anschluß über Schalterplatine/Ladebuchse) an den Empänger (Anschluß über Ladeanschluß am Schalterkabel!Batteriebuchse) . angeschlossen (Bild 9). Durch den Anschluß über das Diagnose kabel gelangt der Modulationsimpuls (von D4) von VTl inver tiet, direkt über R15 auf den Dekadereingang des Empfänges nach Bild 14. Damit wird der HF-Übertragungsweg umgangen. Gleichzeitig wird über die Ladebuchse (Anschluß 5) und die An schlußbuchse zur Schalteleiteplatte (Anschluß 2) die Basis von VT2 auf Masse gelegt und damit der Oszillator des Senders im HF-Modul ausgeschaltet. Das hat zur Folge, daß der Sender bei Diagnosebetrieb keine HF abstrahlt. Es ist also möglich, im Wettkampf zur Vorbereitung die Anlage in Betrieb zu setzen und Einstellarbeiten am Modell vorzunehmen. Da keine HF ab gestrahlt wird, entfallt die Stöung anderer Anlagen, die den glei chen HF-Kanal benutzen. Beim Diagnosebetrieb knn sogar das HF-Modul aus dem Sender entfent werden. Im Originalsender werden Steuemechaniken mit mechanischer Trimmung vewendet (Potentiometer 4,7 kl). Mit diesen Steuer mechaniken sind die meisten beschriebenen Kennlinienbeein lussungen und Miseherschaltungen realisierbar. So ereicht man die umschaltbare Wegreduzieung über die Zuschaltung eines Widerstandsnetzwerks (Bild 10). Für Anwendungen, bei denen der Trimmbereich auf der Steuerkenlinie verschoben werden sll, z. B. Leerlautrmung, ist die elektronische Trimmung (über ein getrenntes zweites Potentiometer) erforderlich. Zur Wegreduzieung wird ein einstellbarer Widerstand zugeschaltet (Bild lOb). Diese Form der Schaltung ür die Wegreduzieung hat den Vorteil, daß sich bei Stellwegumkehrung (Reverse) die Mittellage/Neutrallage des Steuerknüppels und des Sevos nicht ändet. Falls sich nach dem Einbau eines Sevos im Modell her ausstellt, daß es nach der falschen Seite stellt, bietet die Stell wegumkeung im Sender hiefür die einfachste Korrektumög lichkeit Der entsprechende nschlußstecker der Steuermecha nik wird in der Buchsenbank (Bul bis Bu7) einfach umgedreht, d. h. Stecker rausziehen, 180° drehen und wieder einstecken. Das Mischen von Funktionen ist mit Operationsverstärken mög lich. Durch die Vewendung von 4fach-Operationsverstärken verringert sich der Schaltungsaufwand erheblich (Bild 1 1). Der
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Bild 10 Steuermechanikschalungen; a - umschaltbare Wegre duzieuns (Dual-Rate) einer Steuemechanik mit me chanischer Trimmung, b - umschaUbare Wegreduzie ung einer Steuermechanik mit elektronischer Trim mung
S C H A LT U N G S S A MM L U N G · Vierte Lieferung ·
Kapitel 1 0
-
Modellfensteueung
1986
Ausbauiähige Modellfemsteueranlage (Blatt 3)
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Blatt
10-9
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Bild 12 Exponentialmodul (Eigenbau) Miseher wird gemäß Bild 7 zwischen Steuemechanik und den jeweiligen Kanaleingang (Buchse) des Senderimpulsteils geschal tet. Die Operationsverstärker invertieren zweimal, so daß die Si gnale am Ausgang (bei ausgeschaltetem Mischer) wieder in posi tiver Form und entsprechender Größe zur VeUgung stehen. Nach Nl/1 wird das negative Potential von E1 (Bu1) abgegrifen und über R12 einstellbar dem Potential von E2 (Bu2) zuge mischt, so daß m Ausgang 2 (St2) das Potential (e2 - e1) autritt. Über Rll dagegen werden die Potentiale (e1 + �) gemischt. Die Mischfunktionen (e1 + e2) und (e2 - e1) sind über Si und S2 ein zeln zu- und abschaltbar. Die Dioden VD1 bis VD4 haben die Aufgabe, Falschpolungen der über Stl durchgeschleiten Be triebsspannung zu vemeiden. Die Stellrichtungsumkehr bleibt
·
durch »Umdrehen« der Stecker in den Buchsen Bu1 und Bu2 wie beim Senderimpulsteil erhalten. Auf die Vorteile und Anwendungsbereiche der Exponential steueung wurde bereits an anderer Stelle eingegangen. Es sei da her eine Schaltung zur Exponentialsteuerung vorgestellt, die sich an das Impulsteil (Bild 8) anschalten läßt und iir Steuemecha niken mit mechanischer Trimmung (4,7 k1) ausgelegt ist. Die mechanische Trimung bedingt zwar geringe steueungstechni sche Nachteile (Nullpunktverschiebung durch Trimmung), hat aber den Vorteil der einfacheren Schaltungsauslegun..und der Vewendungsmöglichkeit der normalen Steuemechaniken. Wird die Schaltung (Bild 12) mit U8 > 10 V betrieben, eignet sich iir die Operationsverstärker auch der alte Standardtyp A 1 09. Die
Schaltung stellt im Prinzip einen Doppelmiseher (ür zwei ge trennte Steuerfunktionen) dar, bei dem der Grad der Kennli nienkrümmung durch das stufenlose Mischen einer linearen mit einer progressiven Kennlinie (s. a. Bild 2) eingestellt wird. Die niederohmigen Steuerpotentiometer Rl und R2 werden durch Nl/1 und Nl/2 von der nachfolgenden Schaltung entkoppelt (OPV als Spannungsfolger). Nl/3 und Nl/4 bzw. N2/l und N2/2 wirken als Invertierer ür das angelegte Signal wie beim Mischer. Durch die Diode im Rückührungszweig wird jedoch eine Be grenzung (d. h. nichtlineare Kennlinie) eingestellt. Die t der Diode bestimmt die Kennlinienkrümmung (Progression). Mit Ge-Dioden läßt sich eine stärkere Progression als mit Si-Dioden einstellen. Da die Progression einmal ür den positiven und ein mal ür den negativen Kennlitienteil wirken soll, ist der jewei lige nichtlineare Invertierer entsprechend doppelt je Steuerungs funktion vorhanden� Beide Kennlinienteile werden durch N2/3 und N2/4 verknüpft. Die Einstellung der Progression (Kennli nienkrümmung) zwischen 0 und 100 % bzw. maximal realisiert man durch Mischung des linearen und des progressiven Anteils über R25 bzw. R26. Mit den Einstellwiderständen R6/R1 werden die Steigung (Stellweg) der linearen Kennlinie und mit R91 RIO der Nullpunkt der Steuerkennlinie festgelegt. Wegen der starken Belegung des 27-MHz-Bandes durch Fen steueranlagen und Sprechfunkgeräte macht es sich erforderlich, auch andere Frequenzbänder zu nutzen. So sind in der DDR außer dem 27-MHz-Band noch das 13,56-MHz-Band und das 433-MHz-Band zur Modellfensteuerung zugelassen. In anderen europäischen Länden sind außer diesen intenational üblichen 3 Frequenzbänden zusätzliche Frequenzbänder z. T. nur zur Fensteuerung von Flugmodellen freigegeben, z. B. das 35-MHz Band (Bild-ZF von Fensehempfängen), dag 40-MHz-Band oder das 72-MHz-Band. Um die Modellfemsteueranlage einfach und preisgünstig auf andere Frequenzbänder umstellen zu können, bediente man sich wieder der Modultechnik. Sender und Emp fänger werden mit steckbaren HF-Modulen ausgestattet, so daß zum Frequenzbandwechsel nur der Austausch des HF-Moduls erforderlich ist. Durch den steckbaren Quarz im Modul ist
außerdem der jeweilige HF-Kanal in üblicher Weise wählbar. Der HF-Modul des Senders »Combi 80« (Bild 13) ist ür FM in den Frequenzbänden 27, 35 und 40 MHz ausgelegt. Auf das je weilige Band wird durch entsprechende Dimensionierung der frequenzbestimmenden Bauteile abgestimmt. Die Schaltung des HF-Moduls kann man fast als Standardschaltung bezeichnen, da sie wegen ihres geringen Schaltungsaufwandes und der guten elektronischen Kennwerte mit nur geringen Ändeungen auh in Femsteuersendem anderer Hersteller verwendet wird. Transistor VT20 schaltet zusammen mit Transistor VT2 von Bild 8 den HF Oszillator ür Diagnosebetrieb aus. Über eine RC-Kombination wird der Modulationsimpuls so geformt, daß er zusammen mit der Kapazitätsdiode VD203 die Frequenz des Schwingquarzes schmalbandig zieht und damit die Frequenzmodulation bewirkt. Der Quarz schwingt auf �fHF Durch die Frequenzverdopplung · im Kollektorkreis des Oszillatortransistors VT201 wird auch der Frequenzhub · verdoppelt. Die Treiberstufe mit VT202 und die Endstufe mit VT204 verstärken die HF so weit, daß an der An tenne eine HF-Leistung von PHF = 450 mW zur Verfügung steht. Die Stromaufnahme des HF-Moduls beträgt bei U8 = 7,5 V ± 20 %, I = 175 A Durch das Doppel-r-Filter mit abgeschirm ten Spulen in der Endstufe wird die Antenne angepaßt und der zulässige Oberwellengehalt mit Sicherheit eingehalten. Der HF Modul ist ür FM-Schmalbandbetrieb im 10-kHz-Raster bei einem Frequenzhub von f= ± 1,6 kHz ausgelegt. Der ·Empfänger »Combi Modul« basiert ebenfalls auf einer viel fach bewährten Schaltungsversion (Bild 14). Die verkürzte An tenne wird über die Vorkreise Ll!l!41312 an den Eingang des vollintegrierten Mischers mit intenem Oszillator (SO 42 P) angepaßt. Als ZF-Selektionsmittel sind zwei Spulen- und zwei keramische Filter ür 455 kHz eingesetzt. In der weiterentwickel ten Version dieses Empfängers erzielt man die gewünschte Se lektionskuve auch mit einem (verbesserten) keramischen Filter, das ebenfalls über Spulenilter angepaßt wird. ZF-Verstärkung und Demodulation übenimmt der vollintegrierte, symmetrische, sechsstuige Verstärker mit symmetrischem Koizidenzdemodula tor N2 (S0 41 P). Dieser Schaltkreis ist wegen seiner günstigen elektronischen Parameter (geringer Strombedarf .18 = 5,4 A stabiles Arbeiten bei größeren Schwankungen der Speisespan nung U8 = 4 V bis 15 V) besonders ür FM-Femsteuerempfänger geeignet. Das demodulierte Signal verstärkt N3/l und taktet da mit den CMOS-Zähler D1 (4022). Mit VTl und N3/2 wird der Synchronimpuls zum Rückstellen des Zählers gewonnen. Eine Stabilisierung des Empfängerstromkreises und das Entkoppeln der anderen angeschlossenen Verbraucher (Sevos u. a.) über nimmt VT2. Diese Maßnahme ist erforderlich, da die hohen An laufströme schneller Sevos in der Größenordnung von 500 A bis 700 A trotz niederohmiger Spannungsquellen (Sinterzel len" zu kurzzeitigen Spannungseinbrüchen ühren. Diese beein lussen die Funktion der Anlage m Modell nachteilig. Über die Batteriebuchse B und R15 kann das Modulationssignal über Dia gnoseanschluß (Kabel) vom Sender eingespeist werden. Es ge langt dann direkt an den Eingang des Dekoders. Beim Nachbau der Schaltung bzw. beim Betrieb dieses Empfän gers in Verbindung mit anderen Sendem beachte man: Das RC.
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Bild 13 HF-Modul (Anlage: »Multiplex«); a - Muster, b Stromlaufplan
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S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung · 1 9 8 6
Kapitel 1 0 - Modellfensteuerung
Ausbaufähige Modellfemsteueranlage Glied R6/C1 9 ist auf die Impulsbreite tMod 0,4 ms des Modula tionsimpulses (Gewinnung einer mittleren Bezugsspannung zum Schalten von N3/1) abgestimmt und das Glied 22/R10 auf die maximale Pausenzeit zwischen den Impulstelegrammen 1,6 ms ± 0,55 ms ergibt tpmin tr - (9 tkanmJ Ur = 25 ms, tkan d. h. tpmin 25 ms - 19,35 ms 5,65 ms) mit tpmin 5,65 ms. Der Empfänger ist in der vorgestellten Version aus Modulen aufge baut. Die gleiche Schaltung wird vom Hersteller jedoch auch ir Kompaktempfänger (nur ir ein Frequenzband) angewendet. Kompaktempänger sind im Aubau kleiner, leichter und mecha nisch robuster, außerdem auch billiger als Modulempfänger. Der modiizierte Nachbau des Empfängers ist durchaus mit äquiva lenten Bauelementen aus DDR-Produktion möglich (z. B. mit A 283 D als Einchip-AM/FM-Empängerschaltkreis ir den Emp fangsteil und mit B 2 761 D ir den Impulsverstärker).
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10 -10
(Blatt 4)
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Verstärker Ausgangssteueung E-A-Bauguppe, Ein- und Ausgabe-Baugruppe HF, Ultrahochfrequenz US-, Ultraschall.W, Ultrakurzwelle Multiplizierer NF-Verstrker Univesalprozessor Steuespeicher ZF-Vestärker SP, Stapelzeiger (engl. stack pointer) Steuewerk V, ultraviolett PLL, hasenumkehrschleife (engl. phase-locked loop) Videosignalfomer PPM, Pulsphasenmodulation PM, Phasenmodulation Phasen-Frequenzgang Funktionselement Fotodiode
DAU, DAC, Digital-Analog-Umsetzer '(engl. digital-to-analogue conveter) DVM, Digitalvoltmeter Digitalrechner zylindrische Mgnetdomäne Lichtogel ZE, Zentraleinheit ZVE, CPU, zentrale Verarbeitungseinheit (eng!. central processing unit)
Frequenz-Kontrastkennlinie M, Freuquenzmodulation invetierender Bustreiber nichtinvetierender Bustreiber
E, Emitter EDVA, elektronische Datenverarbeitungsanlage, Elektronenrechner elektronisches Rechengerät EMK, elektomotorische rt CRT, Elektronensröhre (eng!. cahode ray tube) Taschenrechner Speicherelement PLA, promierbare - logische Anordnung (eng!. programmable logic rray) EAROM, elektrisch umprogrammierbarer ROM (engl. electrically alterable ROM) Plattenspieler BE, elektronisches Bauelement ECL, emittegekoppelte Logik (engl. emitter coupled Iogic)
S C H A LT U N G S S A MM L U N G · Vierte Lieferung · Kapitel 1 0 - Modellfensteuerung
Aufschalteinrichtungen und Ladegeräte
2.
Vorbemerkungen
1.
Aufschalteinrichtungen schalten das jeweilige Steuerkommando auf die Steuereinrichtung, wie Sevos (Rudermaschinen), Segel winden, Fahrtregler (Drehzahlsteller), Schalter u. a. Sie sind im Gunde genommen Module, durch die die Fensteueranlage sehr lexibel den jeweiligen Bedingungen angepaßt werden kann. So steuert man ein Kunstlugmodell, ein Automodell oder ein Se geljachtmodell mit dem gleichen Sender. Aufschaltgeräte passen dann die Anlage an die besonderen Bedingungen im Modell an. Die zahlenmäßig am meisten und auch fast universell vewend bare Aufschalteinrichtung ist die Rudermaschine, kurz als �evo (Abk. von sevomotorischer Stellantrieb, Hilfsantrieb) bezeich net. Das Sevo arbeitet als Nachlaufregler. Seine elektrisch-me chanischen Eigenschaten (Stellkrat, Stellzeit, Stellgenauigkeit) konnten durch die Entwicklung spezieller Sevoschaltkreise ge genüber Transistorschaltungen erheblich verbessert werden. Mit diesem Servoschaltkreis kann man dann auch die Elektronik der Segelwinde, des Fahrtreglers oder des Elektronikschalters bestük ken. Die im folgenden vorgestellten Schaltbeispiele sind vowie . gend Entwicklungen von DDR-Firmen und z. T. Entwicklungen des Verfassers. Sie wurden so ausgewählt, daß sie len Leser An regungen ür eigene Entwicklungen und Experimente geben.
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Blatt
10 -11
(Blatt 1)
Sevo der Festeueranlage »Signl M 7« EB o Sonneberg)
Das Sevo der Fensteueranlage »Signal FM 7« ist z. Z. der Ma nuskriptabfassung das einzige in der DDR hergestellte Sevo mit eingebauter Elektronik (Bild 1). Der eingebaute Schaltkreis B 654 D entspricht bis auf den Impedanzwandler (Anschluß 1/2) in der Anschlußlage dem SN28654. Dieser enthält einen Impuls· inverter ür negativen Kanalimpuls (Anschluß 112). Der Ausgang des Schaltkreises besteht aus einer Brücke, so dß extene Tran sistoren und der bei Transistorschaltungen übliche Batteriemit telabgrif entfallen. Die Anschlüsse der IS B 654D sind wie folgt belegt: 1 - Eingang des Impedanzwandlers 2 - Ausgang des Impedanzwandlers 3 - Eingang des Kanalimpulses 4 - Betriebsspannung + Us 5 - Ausgang des monostabilen Multivibrators (Referenzge nerator) 6 - Eingang des monostabilen Multivibrators 7 - Anschluß ür extene Totzeiterzeugung 8/14 - Anschluß zur Einstellung der Impulsdehnung entspre chend der Pausenzeit zwischen den Kanalimpulsen (Regelverstärkung) 9/13 - nicht belegt 10/12 - Ausgang der Brückenschaltung 1 1 - Masse. Die Dimensionieung der Bauelemente in der Sevoschaltung (Bild 1) entspricht den Impulszeiten ür die Anlage »Si gnal FM 7« mit t kan (1,6 ± 0,4) ms und tsyn 15 ms. Durch ent sprechend andere Dimensionierung kann der Sevoschaltkreis auch an andere Impulszeiten (positive Impulse) angepaßt wer den. Das betrit vor allem die Beschattung des Referenzgenera tors an Anschluß 6 mit R21 R 31 R 41C2 und dem Sevopotentio meter und die Beschattung mit R 61R 91C4 und R 8/R 1/C3. Der Totbereich des Sevos (C7) muß zusammen mit der Dämpfung (R 10) so auf das mechanische Laufverhalten und die Stellge schwindigkeit abgestimmt sein, daß keine Regelschwingungen entstehen. Ein geringes Überschwingen bei Stellvorgängen ist =
Bild 1
1986
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3-A-Fahrtregler mit Brückenendstufe (Fensteueran lage: »Synchron 2«)
zur Erzielung hoher Stellgeschwindigkeit bei voller Stellkrat statthat. Um Rückwirkungen vom Sevomotor (Stöungen) auf den Empfängestromkreis zu vemeiden, ist der Sevomotor mit einem Störilter kompakt entstört. In der Regel genügen die bei den Kondensatoren C9/C10 zur Entstöung. Der Sevoschalt kreis B 654D hat�eine Stromaufnahme von Is = 12 �- Der Aus gang ist mit dem Spitzenstrom IFRM10112 = 500 A und dem Dauergrenzstrom IF 1 o112 = 400 A belastbar. Damit können außer Sevomotoren auch Relais- oder Transistorstufen direkt angesteuert werden.
Fahrtreglers zeigt jedoch, daß sich ein vegrößeter Totbereich mit C607 = 22 nF oder 33 F positiv auf das Steueungsverhalten auswirkt. Der Motor läut dann nicht bei_ geringen Impulsände ungen um die Neutrallage tw = 1,7 ms sofort an. Der Fahrtreg ler kann in der Brücke auch mit Komplementärtransistoren ür höheren Kollektorstrom (10 A bis 20 A) bestückt werden. Dann sind auch VT601 und VT606 zu änden (SD 335). In der angege benen Dimensionieung ist die Endstufe iit IM = 0,8 A (Dauer) und mit IM = 3 A (Kurzzeit) belastbar. Nachteilig bei dieser Schaltung ist der große Spannungsabfall von 2 x 1,5 V über den Leisun�stransistoren. Bei der Auslegung der Fahrbatterie ist dieser Spannungsverlust zu berücksichtigen. 4.
3.
3-A-Fegler der Fensteueranlage .Syncon 2« EB Isiut ür Spiezeg Sonnebeg)
Fahrtregler ist die eingebürgete Bezeichnung ür die Aufschalt einrichtung im Modell, mit der die Drehzahl des Antriebsmo tors, z. B. bei Auto- oder Schifsmodellen, gestellt und folglich deen Geschwindigkeit (Fahrt) fengesteuert wird. Beim vollelek tronischen Fahrtregler stellt man die Motorspannung zwischen + U8 und 0 stufenlos in beiden Richtungen (Umpolung) in Ab hängigkeit vom Kanalimpuls, z. B. tt11= (1,7 ± 0,5) ms. Das be deutet, ür eine Drehrichtung muß bei t t11= 1,7 ms Motorspan nung UM = 0 und folglich die Drehzahl n = 0 sein. Sie muß sich dann stufenlos stellen lassen bis ftn = 2,2 ms, entsprechend für die Maximaldrehzahl. Für ft11= 1,7 ms - 0,5 ms läut der Motor in der anderen Drerichtung, indem die Motorspannung umge polt wird. Elektronisch besteht die Aufgabenstellung darin, den alle 20 bis 25 ms wiederholten Kanalimpuls so zu dehnen, daß bei tkl.= 1,7 ms UM = 0 und bei ftn = 1,2 ms bzw. bei tkl.= 2,2 ms die volle Motorspannung UM = ± UMx anliegt. Da diese Aufgabenstellung z. T. mit der ür ein Sevo vegleichbar ist, sind partiell ähnliche Schaltungslösungen möglich. Bei dem Fahrtregler der Fensteueranlage »Synchron 2« (Bild 2) wird zur Impulsauswertung die Sevo-IS B 654D vewendet. Der Bereich n = 0 (Mittel- oder Neutrallage) ist mit R 604 am Referenzgene rator einstellbar. Von hier aus soll die Motorspannung bzw. -drehzahl bis zum Maximum steigen, daher bleibt R 604 fest ein gestellt. Beim Sevo würde dieser Widerstand über das Sevoge triebe dem Stellwert nachgeührt. Das Steigen der Motorspan nung von 0 bis zum Maximum wird mit der Impulsdehnung an R 606 und R 608 ür jeweils eine Drehrichtung eingestellt. Der Motor selbst liegt in der Diagonalen einer Brückenschaltung von 4 Transistoren (VT602 bis VT605). Diese Brückenschaltung be sogt dann auch die Umpolung der Motorspannung ür die Dreh richtungsumkehr. Der Dämpfungswiderstand 'R 610 kann beim Fahrtregler entfallen. Die Praxis des Betriebes eines solchen
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5-A-Faregler (Fa. D. Leßnau)
Die eingangs erläuterte Aufgabenstellung ür den vollelektroni schen Fahrtregler wird bei dem 5-A-Fahrtregler (Bild 3) anders gelöst. Der Transistor VT1 , als Impedanzwandler geschaltet, ent koppelt den Fahrtreglereingang vom mpfängerausgang. Den Referenzgenerator-biiden VT2/VT3 in Fom eines monostabilen Multivibrators. Kanalimpuls und Referenzimpuls werden ür den Impulsvergleich in jeweils negierter Fom benötigt. Das besorgen die Gatter D1/3 und D1/l. Der Impulsvergleich wird mit den Gatten Dl/2 und D1/4 vorgenommen. Der dabei entstehende Restimpuls (bei ftn : 1,7 ms) entlädt je nach seiner Länge über D2/1 und VT1 1/R 1 8 den lmpulsdehnerkondensator C8. In den Impulspausen wird C8 übe: die Konstantstromquelle VT10 wie der aufgeladen. Die so entstehende pulsierende Spannung ist im Tastverhältnis der Restimpulslänge tRet = ± 0,5 ms direkt propor tional. Sie wird über VT9, VT8 , VT6, VT5 und VT4 so weit ver stärkt, daß sie als gesteuerte Motorspannung zur Verügung steht. Die Drehrichtung läßt sich durch Umpolen der Motorspan nung mit dem Relais RS1 umkehren. Die Restimpulse steuen den bistabilen Multivibrator (Gatter D2/2 und D2/3), der seinen Schaltzustand nur ändert, wenn der Restimpuls von einem Ein gang zum anderen wechselt, also ftn > 1,7 ms + ttl.< 1,7 ms oder ugekehrt. Das Umpolrelais zieht also nur für einen dei nierten Zustand an (tw i 1,7 ms), je nachdem, ob VT7 an den Ausgang von D2/2 oder D2/3 angeschlossen ist. Da der Relais strom die Fahrbatterie zusätzlich belastet, legt man die Dreh richtung, ür die »Relais angezogen« gilt, auf die weniger ge bräuchliche Fahrtrichtu; (Rücwärtsfahrt). Bei einer Batterie spannung von U8 = 9 V ist der Relaiswicklung der Widerstand R23 vorgeschaltet Durch die Vewendung eines Gemanium Transistors in der Endstufe (T4) bleibt der Spannungsverlust über dem Transistor mit Uc8 = 0,3 . . . 0,5 V klein gegenüber dem bei Silizium-Transistoren ( Uc8 = 1,5 ). Die Mittel- bzw. Null lage (Drehzahl n = 0) wird mit R 8 eingestellt und die Impuls dehnung ür ft11= max + n = max mit R 2 1 .
S C H A LT U N G S S A M M L U N G
·
Kapitel lO - Modellfensteuerung
Vierte Lieferung · 1986
Aufschalteinrichtungen und Ladegeräte (Blatt 2)
Bild 3
5.
B latt
10 -1 2
5-A-Fahrtregler mit Umpolschalter (Hersteller: Fa. D. Leßnau)
20-A-Ftregler Fa. D. eßnau)
Der 20-A-Fahrtregler wurde gegenüber dem 5-A-Fahrtregler mit eweiterter Aufgabenstellung entworfen. Die am Si-Leistungs transistor abfallende Spannung von UcE " 1,5 V ührt bei dem Motorstrom IMot 20 A zum ein.en doch zu einer erheblichen Leistungseinbuße und zum anderen zur starken Ewärmung des Fahrtreglers. Die Verlustleistung von Pv 30 W muß ja in der Fahrbatterie mitgeührt werden und heizt das Modell sowie die Elektronik unnötig auf. Den Spannungsabfall UcE kann man in der Fahrstufe »volle Drehzahl« dadurch dem Antrieb nutzbar machen, daß der Leistungstransistor durch einen Schalter (Kon taktsatz eines Relais), als Speedschalter bezeichnet, überbückt wird. Da ir den Einsatz in bestimmten Modellen, z . B . Automo delle - Elektrospeed, Schifsmodelle - Rennbootklasse F 3-E oder FSR-E, kein »Rückwärtsgang« benötigt wird, kann in die sem Fall auf das Umpolrelais zur Drehrichtungs- und damit Fahrtrichtungsumkehr verzichtet werden. Für diese Anwendun gen ist der Speedschalter wichtiger. Der 20-A-Fahrtregler wurde daher mit der Zielstellung entwofen, m.it einer Leiterplatte meh rere Ausbauvarianten zu ermöglichen, z. B. - Fahrtregler mit Umpolschalter (Standardvariante); - Fahrtregler mit Umpol- und Speedschalter; - Fahrtregler ohne Umpol- und mit Speedschalter; - nur als Speedschalter (Elektronikschalter). Diese Aufgabenstellung wurde wegen der Baugruppenforderung elektronisch etwas anders gelöst als bei dem 5-A-Fahrtregler (Bild 4). Zur Stufenentkopplung zum Empfänger wirkt wieder VTl . Den Referenzgenerator 01 bildet der integrierte monosta bile Multivibrator D 121 D. An m wird mit R 3 die Referenzim pulslänge und damit die Nullage (Drehzahl n = 0) eingestellt. Den Impulsvergleich und damit die Bildung des Restimpulses übenehmen die NANO-Gatter 02/1, 02/3 und 02/2. Die lm pulsdehnung ergibt sich über VT2 (entladen) mit dem lmpuls dehnerkondensator es und der Konstantstromquelle VT3 . Mit =
=
R 7 wird die Impulsdehnung so eingestellt, daß bei vollem Steuerknüppelausschlag (ohne Trimmung) der Motor die maxi male Drehzahl erreicht. Aus den sägezahnähnlichen gedehnten Restimpulsen fomt der Schwellspannungsschalter Nl exakte Rechtecke, die über VT4, VTS und VT6 den Motor steuen bzw. antreiben. Da das Umpolrelais nur in einer Drehrichtung anspre chen soll, wird der Restimpuls vor 02/2 an Anschluß 5 abgegrif fen. Für Anziehen des Relais in der anderen Drehrichtung müßte der Impuls an Anschluß 4 abgegrifen werden. Die lm pulsdehnung des Restimpulses ür den Umpolschalter mit N21VT7 Rel l wird mit R l4/e7 so eingestellt, daß nur ein klei ner Totbereich entsteht. Das Umpolen muß zeitlich vor dem An laufen des Motors in der neuen Drehrichtung liegen. Der Speed schalter mit dem Schwellspannungsschalter A 302 D, mit VT8 und mit Rel 2 soll dagegen erst ansprechen, wenn die Endstufe voll durchgesteuert ist. Die Impulsdehnung mit VD6, es, R 17 ist daher anders bemessen als beim Speedschalter. Abschließend seien zu den vorgestellten Fahrtreglen ir Nach bauinteressenten oder Nutzer noch folgende ür Fahrtregler »le benswichtige« Hinweise gegeben: - Da in der Regel der Endstufentransistor zur Kühlung direkt mit dem Metallgehäuse oder dem Kühlkörper verschraubt ist, muß der Fahrtregler unbedingt elektrisch isoliert im Modell eingebaut werden! - Die Polung der Fahr- und Empfängerbatterie daf auf keinen Fall getauscht werden! Kurzschluß im Fahrstromkreis vemeiden, Schmelzsicheung einbauen! - Soll die Drehrichtung des Motors geändert werden, so nur die Anschlüsse des Motors am Fahrtregler tauschen! -·
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Bild 4 20-A-Fahrtregler Fa. D. Leßnau)
6.
mit
Speedschalter
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(Hersteller:
Vollelekronische Segelwinde (Fa. D. Leßnau)
Die Aufgabenstellung ür eine 'segelwinde ist mit der ür ein Sevo vergleichbar. Die Segelwinde soll einen mechanischen Weg exakt proportional zur Stellung des Steuerknüppels am Sen der stellen und dabei eine entsprechende Stellkrat aubringen. Bei einem mittleren Stellweg (Wickelweg der Seiltrommel) von s = 300 mm wird die Stellkrat Fr = 30 . . . 50 N nötig, wobei ür den Stellvorgang bei mittlerer Belastung die Stellzeit ls 4 . 5 s betragen soll. Das sind Erfahrungswerte, die sich aus dem Segeln mit Modellsegeljachten der Klassen F5-FS (Schüler) und F5-M, D und 10 (Junioren/Senioren) ergeben. Betrachtet man den Stromlaufplan der Segelwinde (Bild 5), erkennt man wesentliche Schaltungsdetails des 5-A-Fahrtreglers wieder. Referenzgenera tor, Impulsvergleich, Impulsformung und Umpolschaltung wur=
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Bild 5 Vollelektronische Segelwinde (Hersteller: Fa. D. Leß nau); a - Muster, b - Stromlaufplan
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Kapitel l 0
-
Blatt
10 -1 3
Modellfensteueung
Aufschalteinrichtungen und Ladegeräte (Blatt 3)
den fast unverändert übenommen. Vereinfacht worden sind die Impulsdehnung und (wegen der geringeren Leisung) die End stufe. Auf Gund der Aufgabenstellung (proportionaler Stellweg) ist die Segelwinde als Nachlauverstärker ausgebildet, d. h., der Referenzimpuls wird wie beim Sevo dem Kanalimpuls nachge· führt. Zu diesem Zweck stellt bzw. t der Motor der Segel winde das Potentiometer des Referenzgenerators P1 (Spindelpo tentiometer) über das Getriebe nach. Mit dem Potentiometer P2 kann der Stelweg der Segelwinde in Grenzen (22 cm bis 43 cm) den Bedingungen des Modells angepaßt werden. Sind andere Stellwege erwünscht, sollte daür der Durchmesser der Wickel· trommel geändet werden. Die Ansprechempfmdlichkeit (Im· pulsdehnung) wird mit· dem Potentiometer P3 eingestellt. Die Segelwinde ist kurzzeitig bis IM = 2 A belastb{. Man kann na türlich die Elekronik (P1 auf festen Wert einstellen) auch als Fahrtregler ir kleine Motoren (IM = 2 . . . 3 A) vewenden. Der Endstufentransistor VT4 sollte dann jedoch eine ausreichende Kühlläche ehalten. Für den Betrieb als Fahrtregler gelten die unter Punkt 4 gegebenen Hinweise. ·
Steichngs-nveter EB Isutr Spizug, Sonebeg)
7.
Die Elbaubedingungen ir Sevos im Modell können so sein, daß ein Änden der Stellrichtung mit mechanischen Mitteln nur umständlich möglich ist. Das Umpolen des Sevos erfordert ne ben der Fachkenntnis immer einen Eingrif in die Elektronik, durch den zumindest bei neuen Sevos der Garantieanspruch verloren geht. Da ältere Sender zudem nicht r die Stellrich tungsumkehr. (Sevo-Reverse) vorbereitet sind, ist ein Zusatzbau stein, den n zwischen E.pängerausgang wid Aufschaltein richtung (Sevo) schaltet und der die Stelrichtung umkehrt (invertiet), sehr praktikabel. Bei den meisten Modellfensteuer anlagen ist die Zuordnung von Impulsänderung und Drehrich tung so gewählt, daß z. B. das Sevo bei kürzer werdendem Ka nalimpuls nach rechts und bei länger werdendem Kanalimpuls nach links dreht. Der Stellrichungsinverter soll daher folgende Bedingungen ellen: 1. Die Mittel- oder Neutrallage darf nicht beeinlußt werden. 2. Wird der Kanalimpuls m Eingang länger, muß der Impuls am Ausgang um den gleichen Betrag kürzer werden. 3. Die Bedingung 2 gilt analog für kürzer werdenden Kanalimpuls am Eingang. Diese Aufgabenstellung löst man, indem man den Kanalimpuls ltn von einem fest eingestellten Referenzimpuls t Rer subtrahiert. Der stellrichtungsinvertierte Impuls t �n ist dann die Dfferenz beider lmpulslängen:
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Bild 6
Stellrichungs-Inverter
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Referenzimpuls t Ror subtrahiet, so daß m Ausgang, wie ge wünscht, die Diferenz beider Impulslängen als t� autritt. Solch einen Stellrichtungs-Inverter nn man mit entsprechen den Steckverbindungen wie ein Verlngeungskabel zwischen Empfänger und Sevo schalten, ohne dß ein Schalungseff eforderlich wäre. Außerdem ist damit die Umstelung auf den »Nomalfall« ebenso poblemlos.
Autoplot EB Istitut r Spezg Soneberg)
8.
Die Bezeichnung »Autopilot(( kennzeichnet bereits den Anwen dungszweck des nachfolgend vorgestellten Bausteins. Wenn in folge Anlagenversagens (Sender- oder Empfängerausfall) die Steueung des Flugmodells nicht mehr möglich ist, erzeugt der Autopilot einen mittleren bzw. vorher eingestellten Ersatz-Ka nalimpuls, der das angeschlossene Sevo und damit auch Ruder in die vorprogrammierte Lage (meist Neutrallage) Uhrt. Ein ei genstabil liegendes Modell (Segellugmodell) wird dann meist (mit vorprogrammiertem schwachem Tiefenuderausschlag) ohne große Beschädigung landen. Dazu gehören natürlich auch entsprechende Randbedingungen, z. B., daß sich das Modell vor dem Anlagenausfall in einer stabilen Fluglage befand und daß die Wettebedingungen (Wind, Themik) einer Eigenlandung nicht �ntgegenstehen. Der Autopilot (Bild 7), bestehend aus dem CMOS-Schaltkreis U401 1 D. enthält einen Referenzgenerator (Gatter 3 und 4 ; Anschlüsse 8 bis 13), dessen Impulslänge (tw) sich mit R2 einstellen läßt. Zu diesem Zweck ist der Referenzge nerator sehr stark asymmetrisch ausgelegt, dl dem Impuls twA = 1,7 ms die lange Pause von t p = 20 . . . 25 ms folgt. Der
� � = IRef - ltan· ..
Eine Beispielrechnung bestätigt diese Überlegung: Impulslänge ür Mittellage ltn = 1,7 ms gestellte Impulslänge ltn = (1,7 + 0,4) ms = 2,1 ms gesuchte Impulslänge t �n = (1,7 - 0,4) ms = 1,3 ms Für diese Impulslänge erhält man nach ��n = IRof - ltan die Referenzimpulslänge
RS r K
IRor = t� + ltan = 2,1 ms + 1,3 ms , 3,4 ms. Setzt man andere Zahlenwerte ir das Beispiel ein, erhält man ebenfalls
t Rof = 3,4 ms = 2 · I w neul und erkennt, daß der Referenzimpuls doppelt so lang wie der mittlere Kanalimpuls sein muß. Bei dem Stellrichtungsinverter nach Bild 6 bildet der Zeitgeber-Schaltkreis B 555D den Refe renzgenerator. Der von VT1 negierte Kanalimpuls triggert den Referenzgenerator, dessen Impulslänge mit R3 einstellbar ist. Über die Diode VD1 wird der negierte Kanalimpuls ltn vom
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Bild 7
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Autopilot
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Referenzgenerator wird erst eingeschaltet (an Anschluß 8 und 13), wenn der Kanalimpuls am Empfängerausgang ausfallt. Dazu wird der vom Empfänger kommende Impuls ttn von Gatter 1 ne giet. Über VD1 entlädt der negierte Impuls es, so daß die An schlüsse 8 und 13 annähend auf O-Potential liegen. Der negierte Kanalimpuls wird von Gatter 2 nochmals negiert, so daß er in ur sprünglicher Fom (positiv) und Länge am Ausgang zur VeU gung steht. Fällt der Empfängerimpuls aus, lädt sich es über R 6 positiv auf. Damit gelangen die Anschlüsse 8 und 13 auf H-Po tential, der Referenzgenerator ist eingeschaltet. Über Anschluß 4 von Gatter 2 erscheint der Referenzimpuls als Autopilotimpuls ttnA am Ausgang. Dieser Autopilot-Baustein kann, ähnlich wie der Stellrichtungs-lnverter, je nach Bedarf an den entsprechen den Empfängerausgang ohne Schaltungsänderung angeschlossen werden. 9.
Auto-Ladegerät
Ausgedehnter Fensteuerbetrieb am Wochenende oder beim Camping, weit entfent von der nächsten Steckdose, läßt bald die Frage autauchen: Wie und wo können Empfänger- und Sender batterie nachgeladen werden? Mit Hilfe eines Spannungswand lers ist das Laden der genannten Batterien aus dem 12-V-Akku mulator des Kfz möglich. Der Spannungswandler muß im Prinzip nur ir die 12-V-Senderbatterie eine um mehrere Volt
Bild 8
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Autoladegerät (Hersteller: Fa. D. eßnau)
höhere Ladespannung erzeugen. Die 4,8-V-Empfängerbatterie kann ebenso wie z. B. eine 6zellige Senderbatterie (U8 = 7,2 ) über Vowiderstand aus der 12-V-Kfz-Batterie geladen werden. Das vorgestellte Auto-Ladegerät (Kurzbezeichnung: Autolader) ist zum Laden der 4,8-V-Empfängerbatterie mit 110 = 4S A und der 12-V-Senderbatterie mit 110 = 4S mA ausgelegt (Bild 8). Um die höhere Ladespannung für die 12-V-Batterie. zu gewinnen, wird durch den astabilen Multivibrator VT1/VT2 eine Impuls spnnung erzeugt, die über VT3 den 2fach-Schmitt-Trigger D1 (741 3) den Spannungsverdoppler mit VT4, t s , VD4, VDS, e7, es speist. An den Buchsen 1 und 2 liegt dann eine Leeriaufspan nung von + 24 V an. Die Glühlampen La1 bis La4 wirken als Vowiderstand und Ladekontrolle. Im gewissen Sinne haben sie auch die Funktion der Sicheung. Bei Falschpolung der zu la denden Batterien leuchten die Lampen beso.nders hell. In die sem Fall Falschpolung sofort beseLigen! Die Empfangerbatterie (4,8 bis 6 ) wird nur über Vowiderstnd (La3/4) direkt aus der 12-V-fz-Batterie geladen. Die Lampen als Vowierstand ha ben wegen ihres nichtlinearen Widerstandsverhaltens bei Span nungsschwankungen eine stabilisierende Wirkung auf den Lade strom. VD6 wrkt als Schutzdiode bei Falschpolung des Auto-Ladegerätes.
S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung · 1 9 8 6 Kapitel 11 - Empfänger
Baugruppen modener Rundunkempfänger
1.
Eileiung
Neben der Möglichkeit, Geräte modular aufzubauen, wird jetzt in verstärktem Maße wieder das Prinzip genutzt, die Gesamt schaltung eines Rundfunkgerätes auf möglichst wenigen Leiter platten unterzubringen. Das ist besonders dann von Vorteil, wenn z. B. Tuner und Verstärker getrennte Geräte sein sollen. Forciert wurde diese Entwicklung durh das Streben nach mög lichst geringen Abmessungen der Geräte bei gleichbleibender hoher HiFi-Qualität. In dieser Lieferung der Schaltungssamm lung soll die HiFi-Minikomponentenanlage S3000 aus dem VEB Sten-Radio Sonneberg vorgestellt werden. Der zu r gehörende Kassettenteil wird wegen seiner komplexen Schaltungstecnik von der Beschreibung ausgenommen. Tuner ST 3000 und Ver stärker SV3000 verfugen über getrennte Netzteile, die zwar mit dargestellt sind, auf die aber nicht weiter eingegangen wird.
2.
uner
Die Tunerbauguppe ST3000 besteht aus dem FM-Tuner !p 2 S/2 (87 ,5 MHz . . . 104 MHz), (Bild 1), der HF-ZF-Leiteplatte (Bild 2), der Dekoderleiterplatte (Bild 3) und der nzeigeleiter piaue (Bild 4) ür die verschiedenen LED-Anzeigen. Bild 5 zeigt die Anschlußbelegungen der Bauelemente.
2.1.
FM-uner
B latt
11 -1
(Blatt 1)
(A 213) realisiert, die kapazitiv über C125 an den Oszillator kreis gekoppelt ist. Die m Bild 1 in Klammem gesetzten Wete gelten ür den Empfangsbereich 65,5 MHz . . . 73 MHz. FM-ZF-Versärker
2.2.
Das ZF-Signal, das von der Tunerbaugruppe kommt, wird von V200 (SF225) verstärkt und vom LC-Filter L213, C23 3 sowie vom Keramikilter SPF 1 0, 7-S1 -05 selektiert. Danach wird es von der IS A 225 weiter verarbeitet. Das ZF-Signal gelangt über den in diesem Schaltkreis enthaltenen Begrenzeverstärker auf den an den . Anschlüssen 8 und 1 1 liegenden symmetrischen Pro duktdemodulator. Anschluß 1 4 liefert die Spannung ür die Feldstärkeanzeige. Der invertierte Verlauf dieser Spnnung liegt ür die Einstellung der Mutingschwelle (R228) und der Mono Stereo-Umschaltung (R300) am nschluß 1 5. m nschluß 5 der A 225D wird ein von der Verstärkung abhängiger nullsym metrischer Gleichstrom bereitgestellt, der enen Spannungsabfal an R234 und R 2 3 3 bewirkt. Dieser wiedeum steuert die AFC-C Diode V104 auf der Tunerbauguppe über R 220, C126 n. Ge langt an 2 eine Bummspannung oder wird dieser nschluß auf Masse gelegt, so ist die AFC abgeschaltet. Auf diese Weise wrd die Beührungs-AFe realisiert. Dem FM-Demodulator folgt das �PX-Filter mit V301, das eine Grenzfrequenz von etwa 53 kHz hat. Es beindet sich bereits auf der Leiteplatte des Stereodeko ders.
Das frequenzmodulierte Signal wird kapazitiv mit einem 3fach Drehkondensator abgestimmt. Der Tuner ist mit drei in Basis schaltung arbeitenden Si-Transistoren SF235 bestückt. Der Os zillatorkreis mit V103 liegt über einem Tiefpaß (Cl17, R 1 15) an der Mischstufe. Die FC-unktion wird mit der C-Diode V104
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S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung · 19 8 6
Kapitel 1 1
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Empfänger
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Baugruppen modener Rundunkempfänger
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Stereodekader
Der Stereodekoder mit der integrieten Schaltung A 290D arbei tet nach dem PLL-Verfahren. Daür sind nur wenige extene Bauelemente erforderlich. Über einen 4,7-lF-lektrolytkoden sator .gelangt das MPX-Signal von V301 an Anschluß 2 der A 2 90D. Deren intener spannungsgesteuerter Oszillator VCO)
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hat eine Frequenz von 76 kHz, die von C305, R 3 11 und R 3 12 (Anschluß 1 4 ) bestimmt wird. Er wird über einen Phasenregel kreis phasenstar mit dem Pilotton des Multiplexsignals nachge regelt Bei richtigem Oszillatorabgleich (R 3 1 1) liegt m An schluß 302 eine Rechteckimpulsfolge der Folgefrequenz von 1 9 kHz. Von den Schaltkreisanschlüssen 4. und 5 können die de modulierten NP-Signale ür die beiden Kanäle abgenommen werden. Der Lampentreiberausgang (6) steuert die LED V407 (Stereoanzeige, auf der Anzeigeleiteplatte) an. Zur Mono-Ste reo-Umschaltung wird Anscluß 8 über einen Schalter oder über V300 auf Masse geegt. In beiden Fällen bedeutet das Monobe trieb.
S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung · 198 6
Kapitel 1 1
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Blatt
11- 3
Empfänger
Baugruppen modener Rundukempfänger
Blatt 3)
Bild 3b und c
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2.4.
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Die NP-Signale, die der Stereodekoder bereitstellt, werden durch das Ultraschallilter von Resten des Pilottones und Frequenzen des Hilskanals befreit. Das Filter besteht aus der Kombination L 300, C3 1 3 bzw. L301, C320 (Pilotton) und dem aktiven Tief paß mit V302 bzw. V303 (Hilfskanal). m Ausgang des Filtes liegt die über Schalter aktivierbare Stummschalung mit V304 bis V306.
2.5.
M-HF-ZF-Sfe
J
Auf der HF-ZF-eiterplatte, auf der auch der FM-ZF-Teil unter gebracht ist, befmdet sich der gesamte AM-Teil, dessen Schal tung von der IS A 244D geprägt ist. Dieser Schaltkreis enhält Vor-, Misch- und Oszillatostufe und enen vierstufgen ZF-Ver stärker. Anschluß 15 ist der Mischerausgang, über 12 gelngt die ZF in den Schaltkreis. Zwischen beiden liegt das Piezol.ter SPF455H5, das die Selektion übenimmt. V203 (GA 1 01) ist die Demodulatordiode. Mit dem demodulierten Signal wird gleich zeitig die ZF-Verstärkung an 9 geregelt. Ein aktives 5-kHz-Filter mit V204 unterdrückt Stöungen durch Inteferenzpfeüen m KW-Bereich, es ist schaltbar.
2.6.
Absnzege
Die Abstimmanzeige beindet sich auf einer gesonderten Leiter platte. Sie erhält bei AM-Betrieb die auszuwertende Spannung vom nschluß 10 der A 244D, bei FM-Betrieb dagegen vom An schluß 14 der A 225D. Bei der integrierten LED-Ansteuerschal tung A 2 77 D ist Anschluß 1 7 der Eingang. Diese IS steuert sechs LED VA 28 an V401 bis V406). Die Referenzspannungen an 3 und 1 6 sowie die Steuerspannung ür die Helligkeit der LEDs werden vom Spannungsteiler R 401 bis R 404 bereitgestellt.
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S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung · 1986 Kapitel 1 1 - Empfänger
Baugruppen modener Rundkempfänger
3.
Verstärker
3.1.
Der Verstärker V3000 ist als eigenes Gerät mit den Bauguppen Eingangsverstärker (Bild 6), Voverstärker (Bild 7), Endverstärker mit Buchsenleiterplatte (Bilder 8 und 9) und Anzeigeleiterplatte (Bild 10) aufgebaut. Die Bilder 11 und 12 enthalten die An schlußbelegungen von Bauelementen und die Belastbarkeit der Widerstände. Bild 6
OS
07
Für die Eingänge Tuner (TU) und Magnetbandgerät (TB) sind aktive Eingangsstufen vorgesehen, die je Eingang und je Kanal völlig identisch sind. Sie arbeiten mit je einem Transistor SC239E in Kollektorschaltung. Über C40 (bzw. dessen Pen dants) gelangt das Eingangssignal an die Basis von V40, ein Siebglied mit R 40 und C41 siebt hochfrequente Stöungen aus.
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Um den. Eingang der IS VOl der Voverstärkerleiteplatte (A 2 73 D) nicht zu übesteuen, wird das Ausgangssignal von V40 mit R43, R44, R45 und R46 (dem Eingangswiderstand des nachfolgenden Vovestärkers) auf den halben Spannungswert geteilt. Die beiden Entzerevoverstärker ür die zwei Fonokanäle TA) wurden mit je einer IS B 861 D realisiet. Die hier zunächst be schriebene Stufe ist r Fonogeräte mit magnetischem Abtastsy stem ohne eingebauten Entzerevoverstärker vogesehen. Der Operationsverstärker V80 wird mit unsymmetrischer Betriebs spnnung betrieben. Der nichtinvetierende. Eingang (2) erhält daher eine Vorspannung von 7 V, die der Spannungsteiler mit ROl, R 02 und das Siebglied mit R 03 und COl aus der Versor gungsspannung von + 14 V ür beide Kanäle bereitstellen. m Eingang des Vestärkers liegt ein Siebglied mit R 70, C70 bzw. R 80, C80, der Kondensator C83 unterdrückt HF-Stöun gen. Die Entzeung der Schneidkennlinie besogt das Rück kopplungsnetzwert zwischen Ausgang (5) und invetierendem Eingang (3) mit R 84, R85, C86 und C87. Schwingneigungen des Operationsvestärkes werden mit dem Kompensationskonden sator C84 unterdrückt. Der Quellenumschalter (auf der Vover stärkerleiteplatte) schaltet das jeweils anliegende Eingangssignal über R lO und R20 an die Eingäge des TB-Eingangsvestär kes. Sollen keramische Abtastsysteme vewendet werden, so ist die Schaltung nach Bild 6b anzuwenden, die sich in der Beschaltung der IS B 861 D untescheidet. Diese Operationsvestärker, eben falls unsymmetisch betrieben, bewirken lediglich eine Dämp ung des Eingagssignals um 6 dB (Spannungsteiler R 82 und R 83 bzw. R 12 und R 73). ·
Bild 6b, c, d
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11
S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung ·
Kapitel
-
Empfänger
1986
Baugruppen modener Rundkempfänger (Blatt 5)
Vovesrker
3.2.
Die Leiteplatte des Vovestärkes trägt die beiden IS A 2 73 D und A 2 74 D. Mit ihnen werden Lautstärke, Balance, Höhen und Tiefen durch Gleichspannungen gesteuet. Die Balance wird mit dem Tandemotentiometer R JO, R 3 1 eingestelt, das zwischen dem Ausgang von V02 (A 2 74 D) und dem folgenden Rauschfilter mit VOJ und V04 liegt. Das Eingangssignal wrd über COl und COJ auf die Eingänge von VOl gegeben. Die Lautstärke wird mit den Netzwerken R 03, R 04, R 01, R 09, R lO, R 13, C06, C08, ClO bzw. ROS, R 06, R08, R l l, R l2, R l4, C07, C09, Cll gehörichtig korigiet. Wird Anschluß über R l S auf Massepo-
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tential gelegt, so wird die gehörichtige Lautstärkekorektur un wirksam (linearer Verlau). Die IS V02 (A 2 74 D) arbeitet mit fogenden Netzwerken zusammen: Höhenstelung R l6, R l7, R20, R21, ClS, C17 bzw. R l8, R 19, R22, R23, C16, C18 Tiefenstelung R24, R26, R28, C2 1, C24 bzw. R25, R21, R29, C22, C25. Das bereits genannte aktive Rauschflter mit VOJ (bzw. V04) ist ein aktives Filter 2. Ordnung (R40, R44, CJO, C34). Seine Grenzfrequenz beträgt etwa 8 kHz, es ist "schaltbar. Auch m abgescalteten Zustand werden . Frequenzen über 150 kHz durch C34 und CJS unterdückt.
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Voverstärkerleiterplatte; a - Schaltung, b - Leiterseite, c - Bestückungsseite
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Endverstärkerleiterplatte (mit Kophörerbuchse); a - Schaltung mit Buchsenleiterplatte, b - Leiterseite, c - Bestückungsseite
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zur Edrstärer l;rptote
S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung · 19 8 6
Kapitel 11
-
Emp"änger
Baugruppen modener Rundkemp"änger
3.3.
Endverstkerleiterplatte
Aktive Bauelemente im Leistungsvestärker sind die IS MDA 2020 (VOS und V06). Es ergibt sich ein maximaler Klirr· faktor von k = 0, 7 % bei einer Mindestausgangsleistung von 2 x 13 W (Sinus). Das von der Voverstärkerleiterplatte kom· mende Signal wird über COl bzw. ClO auf Anschluß 7 der IS MDA 2020 gelegt. Die Verstärkung der SchaltJng wird mit den Gegenkopplungswiderständen R 02 und R03 eingestellt. An den Ausgängen der IS liegen Boucherot·Glieder (R 04, C03), die hochfrequente Schwingungen unterdrücken sollen, welche durch Leitungsinduktivitäten hevorgeufen werden können. Über einen Steckverbinder ist auf der Endverstärkerleiterplatte die Buchsenleiteplatte angeordnet. Sie enthält einfache Schal-
Bild Sb und c
Bild 9
Buchsenleiterplatte; a - Leiterseite, b - Bestückungs seite
(Blatt 6)
B latt
11-6
tungen ür das verzögerte ZuschaUen der Lautsprecher und sol che, die den gleichspannungsfreien Betrieb der Boxen gewärlei sten. Mit R O l und R 02 dieser Leiterplatte werden die Stereokopbörer richtig angepaßt. Die Verzögeungsschaltung ar beitet mit den Transistoren V02 und V03 . Wird das Gerät einge schaltet, so lädt sich COl über R OS auf. Ist die Schwellspannung ereicht, so werden die Transistoren leitend, und das Relais zieht mit der durch die genannte RC-Kombination festgelegten Zeit konstanten an. Damit sind beide Boxen zugeschaltet Beim Aus schalten fat das Relais wegen des Kurzschlusses von COl vor der eigentlichen Netztrennung bereits ab und verhindert so den Ausschaltknack. Liegen auf den Lautsprecherleitungen Gleich spannungen, so werden die Transistoren V04 und VOS durchge steuert und bilden ebefalls einen Kurzschluß nach Masse, der das Abschalten der Lautsprecher bewirkt.
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Bild 10 Anzeigeleiteplatte; a - Schaltung, b - Leiterseite, c Bestücrungsseite 3.4.
zeigeleiteplatte
Die von den Endvestärken beider Kanäle abgegebene Leistung wird mit einer sechsteiligen LED-Anzeige angezeigt. Über ROl und R 02 gelangen die Ausgangssignale beider Verstärker auf den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers B 861 D. Der nichtinvertierende Eingang liegt auf der halben Betriebs spanung ies Vestärkers. Über die Gegenkopplung (R 06, R 01, R 08, V03, V04) wrd die Verstärkung des B 861 D eingestellt. Dessen Ausgangssignal m Anschluß 5 steuert den Eingang der integrierten LED-Ansteueschaltung A 2 77D m Anschluß 1 7 an. Bei höchster Ausgangsleisung wrd die sechsteilige LED• Kette mit V06 bis Vl l mit Hilfe von R07 so abgeglichen, daß alle LEDs leuchten. Literatur
[1] Seviceanleitung ST3000, VEB Sten-Radio Sonneberg. [2] Seviceanleiung SV 3000, VEB Sten-Radio Sonneberg. [3] M. Glser!K. Hasöfer;HiFi-Minikomponentenanlage S 3000, Teil t : Tuner und Verstärker. radio fensehen elektronik, Ber lin 33 (1984) 2, S. l07 - 1 14.
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S C H ALT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung · 198 6
Kapitel 1 1 Modeme
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Empfnger
Empfangsteck
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Funkpeikampf
(Blatt 1) Der Funkpeilkampf nimmt in der Gselschaft ür Spot und Tech nik einen festen Platz bei den nachrichtenspotlichen Diszipli nen ein. Als Wehrsportart der GST hat der Funpeilmehrkampf viele hundet Anhänger unter den jugendlichen Nacichten sportlen. Können sie doch bei dieser Wettkampfart, die früher unter dem Namen Fuchsjagd lief, spezielle nachrichtentechni sche Kenntnisse und physische Fähigkeiten unter Beweis stel len. Das Hauptproblem bei der Entwicklung und Konstruktion von Funkpeilempfngen ist, die unterschiedlichen Fordeungen me chanischer und elektrischer t unter Dach und Fach zu bekom men. Es wird in der Regel sehr selten gelingen, eine optimale Lö sung zu fmden. Auf alle FäUe sollte . der Empfänger so empfmdlich wie möglich sein, dabei aber eine ausgezeichnete Großsignalfestigkeit haben und einen Regelumfang aufweisen, der über 80 dB liegt. Diese beiden letzten Parameter bestimmen in der Hauptsache die Nahfeldpegenauigkeit. Die Peilgenauig keit hängt vom elektrischen und vom mechanischen Aubau des Peilantennensystems ab. Bei Funkpeilempfängen konurrieren nach wie vor die Feritantenne und der Peilrahmen. Legt man auf kleine Abmessungen Wert, dominiet der Ferritstab. Auf dem 2-m-Band haben sich Antennen wie die HB9V oder 3-Element-Yagi-Antennen durchgesetzt. Diese Antennen bilden mit den Gehäusen der Empfinger eine mechanische E.eit. Außerdem muß auf die Anordnung der Bedienelemente geachtet werden. Dabei ist die Einhandbedienung anzustreben. Dazu er weist es sich als günstig, daß Hauptabstimmung, Lautstärkeein stellung, HF-Einstellung und Schalter ür die Hilfsantenne mit der »Trägerhand<< bedient werden können - im Wettkampf eine sehr wichtige Fordeung. Man hat aber auch auf den Schwer punkt des Empfinges zu achten. Er muß, damit die »Träger hand« nicht emüdet, direkt in der Hand liegen. Es bietet sich daher ot die Pistolenform an. Wie man aus der urzen Auli stung entnehmen kann, sind es eine Vielzahl ven Bedingungen, die berücksichtigt werden müssen und die in ihrer Gesamtheit erst einen guten Funkpeilempfinger egeben.
kpeilempger FPEBO - Gf
Dieser Funkpeilempfinger gehört in der GST, an den Funkpeil trainingsstützpunkten der Bezirke, zur Gundausstattung. Der Gref eüllt die Anfordeungen eines Mittelklasse-Peilempfin gers und wird auch von Wettkämpfen unserer Buderorganisa tionen geschätzt. Das Gerät ist mit modener Mikroelektronik aufgebaut. Es ist re lativ klein und handlich, so dß es ür Funkpeilwettkämpfe, aber auch zum Training in allen Leisungsklassen eingesetzt wird. Seine Masse beträgt nur 500 g. Die Bedienelemente sind nach lnatomischen Gesichtspunkten angeordnet, dadurch ist eine »Einhand«-Bedienung möglich. Aus Tabelle 1 sind die techni schen Daten des Empf�gers zu ersehen. Tabele 1
Technsche aen s FPE 80
Empfängefrequenzbereich Frequenzstabilität Empfmdlichkeit HF-Bandbreite Regelumfang Spiegelfrequenzunterdrückung ZF-Stöverhältnis Peilgenauigkeit Vor-/Rücwärtsverhältnis Kophörerimpedanz Stromversorgung Leistungsaufnahme bei Kophörerimpedanz Z 100 0 Masse Betriebstemperatubereich =
3 500 . . . 3 800 kHz 2 · 10-4/K 2 !V 60 kHz 80 dB 20 dB 46 dB ± 6· 6 dB ; 100 0 6 V (4 X R6)
100 mW 500 g - s . . . + 4o •c
B latt
11- 7
Die Konstruktion des Gehäuses ür den Empfinger ist in 3 Teile untergliedert. Der Antennenträger, die Aluminiumhülse sowie der Batteriehalter bestimmen maßgeblich das Aussehen des Empfingers. Der Antennenträger besteht aus 2 Plasthalbschalen, zwischen de nen die Feritantenne mit ihrer Abschirmhülse gelagert ist. Der Antennenträger bildet den oberen Abschluß des Gehäuses, des sen Mittelteil aus einer die Leiterplatte aufnehmenden Alumi niumhülse besteht. Aus dieser Hülse ragen seitlich die Bedien elemente ür Verstärkung, Frequenzeinstellung und Hilfsanten nenschalter heraus. Wie schon ewähnt, emöglicht diese Konstruktionslösung eine »Einhand«-Bedienung. Den unteren Abschluß des Gehäuses bildet der Batterieträger. Er nimmt die Trockenbatterien aus 4 Elementen vom Typ R6 auf und gewhrleistet gleichzeitig den Verpolungsschutz. Außerdem befmden sich m Batterieträger der Kophöreranschluß und der Ein-/Aus-Schalter.
Schlgsbeschreibug Der Peilempfinger FPE 80 arbeitet als Einfachsuper. Seine wich tigsten Bauelemente sind 2 integrierte Schaltungen und 1 Kom pakt-ZF-Filter (Bild 1). Das von der Ferritantenne aufgenommene Empfangssignal ge langt unmittelbar zur ISl (Al), dem Empfingerschaltkreis A 244D. Dieser Schaltkreis ist in [1] beschrieben worden. Es wer den die integrierte HF-Vorstufe, der Mischer, der Oszillator so wie der ZF-Verstärker benutzt. Als ZF-Kompaktllter Z2 ist ein SPF455H5 eingebaut. Es bewirkt eine ausreichende ZF-Selek tion. Zur Abstimmung des HF-Kreises L2 (Ferritantenne) und des Oszillatorkreises Zl wird ein 2fach-Schalkau-Drehkonden sator des Typs 1 002. 3 nach GL 297 eingesetzt. Der Typ der Os zillatorspule ist 3094. 01 7- 70004. Am Anschluß 7 des A 244D nimmt man das verstärkte ZF-Si gnal ab und ührt es über Z3 (AM- 1 1 3-Filter) der Demodulator diode VD3 zu. Da auf dem 80-m-Band die Funkpeilsender in AlA arbeiten, muß zur Demodulation im Empfinger ein BFO vorhanden sein. Dieser BFO ist mit einem Transistor SF225 (VTl) im Zusammenhang mit einem Kleinfilter AM 1 06 be stückt. Das BFO-Signal wird über C l l auf die Demodulator diode VD3 gekoppelt. Das NP-Signal gelangt von VD3 über ClS zum integrierten NF-Verstärkerschaltkreis 2, einem A211 D. Dieser Schaltkreis wird in Standardbeschattung betrieben und braucht nicht erläutert zu werden. Hinweise hierzu fmdet der Le ser in [2]. Als elekroakustischer Wandler muß ein Kophörer mit einer Impedanz von 100 n oder höher angeschlossen werden. Die Verstärkung wird von Hand eingestellt. In diesem Fall ist ein Potentiometer R4 vorhanden, mit dem die Vestärkung der HF und ZF-Stufen stufenlos eingestellt werden kann. Durch den gleichzeitigen Eingrif in HF und ZF ergibt sich ein »Re gel«-Umfang von etwa 80 dB. Die Seitenbestimmung wird bei zugeschalteter Hilfsantenne (Vetikalstab) durch Überlageung des magnetischen und des elektrischen Feldes zu einer Kardioide emöglicht. Die Hilfsan tenne wird über die Verlängeungsspule L l angekoppelt. Mit R l kann die Amplitude der elektrischen Feldkomponente eingestellt werden. Über Sl schaltet man die Hilfsantenne zu oder ab. In Bild 1 ist die Schaltung wiedegegeben. ·
Hochleisgs-kpellempger FPE 80 L
Dieser Hochleisungsempfänger gleicht in etwa der Konzeption des Ge, der im vorigen Abschnitt beschrieben urde. Die HF Schaltung ist ebenfalls mit dem A 244D aufgebaut. Dieses Gerät wurde im Trainingsstützpunkt Dresden entwickelt und in [4] vor gestellt. Es handelt sich auch dabei um einen Einfachsuper r das 80-m-Band (Bild 2).
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Bild 2
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SclgsbescreibI Die einzelnen unktionsstufen glieden . sich in Antennenein heit, HF-Abstimmung und -Einstelung, . 244D mit ZF-Filter, BFO-, Demodulator und NP-Vestärker. Sie sind entsprechend dem Signalverlauf auf der Leiteplatte angeordnet. Das HF-Si gnal gelangt über die Feritantenne und die Abstimmung zum Schaltreis A 244D. Um ohne zusätzliche HF-Vostufe eine hohe Empfmdlichkeit zu erhalten, urden zwei Feritstäbe, die pral lel liegen und über die die Antennenspule gewickelt ist, einge setzt. Das ist ein wesentlicher Voteil gegenüber dem Gef 80. s egab sich so eine Eingangsempfidlichkeit zwischen . 8 und 12 JV ur 10 dB SIR-Verhälnis. Durch diesen günstigen Parame ter kann man mit gutem Gewissen den FPE BOL als Hochlei stungsempnget bezeichnen. Die HUfsantennenspnnung ge t über R 1 zum Feitkreis. Mit einer Hilfsntenne von 30 cm
ereicht man ein Vor-/Rückwäts-Verhältnis von etwa 12 dB. Auch dieser Wet ist· ur einen Spitzenempfnger eforderlich. Die Regelung über alles liegt bei 95 dB. Das ist ein Wet, der es auch m Sendenahfeld möglich macht,8enaue Peilungen vorzu nehmen. Die Bandbreite des Empingen beträgt etwa S kHz. Eine noch geringere Bandbreite qrde m Wettkampf Schwierigkeiten be eiten, da eine exakte Einstellung nicht mehr möglich wäre. Der BFO liefet ein starkes Nutzsignal, wobei aber die 8. Ober welle weitesgehend unterdückt wird. Das m Demodulator mit VD1 entstandene NP-Signal gelngt über einen Tiepaß an den 3stufgen Vestrker. Die Vestärkug reicht aus, m genügende Lautstärke m Ohrhörer zu erzeugen. Dieser Vestärker mit den Transistoren 2, VT3 und · VT4 hat weiterin gegenüber einem NP-Schaltkreis, wie dem A 2 1 1 D, den Voteil eines geringeren Strombedafs. Der Ohrhörer wird über die - IEC-Stromvesor-
11
SCHALTUNGSSAMMLUNG ·Vierte Lieferung · 1986 Kapitel
(Blatt 2)
-
Blatt
11-8
Empfinger
Modeme Empfangsteck r den Fkpekmpf
Tabelle 2
Einstellelement Ll/2/3
14/5/6 C7 L7 BFO
Tabele 3
Abgleichhinwese ür en FPE BOL
Bedingung
Kriterium
Bemerkung
fl'= 3,7 MHz
EinpunkteinStellung mit Ll/2/3 und C2, C3
Einstellung mit Leiterschleifenanordnung nach TGL 88 36
v•• max.
(UNP 250 mV) U8p = !O bis 50 JV/m fl'= 3,48 MHz fl'= 3,85 MHz wenn möglich Wobbelabgleich
UNP max. UF max. u.."max.
wechselseitige EinStellung, bis die Bereichsgrenzen eigehalten werden
unktionskontrolle
Technsche aen s FPE BOL
Empfangsbereich Empfangsart Rauschabstand Spiegefrequenz unterdückung Regelumfang Bandbreite Peilverhalten Vor-/Rückverhältnis Indikator Batteriespannung Stromaufnahme
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3,5 . . . 3,8 MHz AlA 1 1,3 dB (UI'= 10 J}
33 dB > 80 dB 5 kHz Minimum - Maximum > 12,5 dB Ohrhörer (200 0) 9 V (Batterie GF22) 15 mA .
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Spuenaen ür en FPE 80 L
Ll: 9 Wdg.; 2: 6 Wdg.; L3 : 3 Wdg.; 14: 10 Wdg.; L5: 22 Wdg.; . 6: 5 Wdg.; L7: 68 Wdg.;
HF-Litze, 20 mm x 0,03 mm, 20 mm lang HF-Litze, 20 mmx 0,03 m, 13 mm lag 0,3-m-CuL; 7 mm g HF-Litze, 10 m x0,05 mm HF-Litze, 10 mmx 0,05 mm HF-Litze, 10 mmx 0,05 mm HF-Litze, 5 mm X 0,05 mm auf Spulenköper 7 mmx 7 m
L1 bis L3 auf 2 Feritstäbe aus Manfer 340, 10 mm X 160 mm, Abstand von L1 und L3 7 mm. Abstand von L3 zu 2 27 , 14 bis 6 auf Spu lenköper 7. m x 7 . (mit Feit und Abschmug)
Bild 3
Leitungsüung der eiteplatte des unkpeilempn ges FPE BOL
-
Bild 4
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Bestückungsplan der Leiterplatte ür den FPE 80 L nach Bild 3
gungskombination angeschlossen. Durch den in der Kombina tion beindlichen Schalter läßt sich der Empfänger ein- und aus schalten. Der Peilempfänger beindet sich in einem tiefgezogenen Polysty rolgehäuse. Der Gehäusedurchmesser wurde der Handform ange paßt. Die Bedienelemente sind so angeordnet, daß eine Ein hand-Bedienung möglich ist. Abgleichhinweise sind der Tabelle 2 zu entnehmen. Über die technischen Daten gibt Tabelle 3 Auskunt. Leiterplatte und Be stückungsplan sowie weitere Einzelheiten sind den Bilden 3 bis 8 zu ennehmen.
2-m-Pelempänger Funkpeilmehrkämpfe inden nicht nur auf dem 80-m-Band statt, sonden sie werden auch bei uns und intenational auf dem 2 -m Band ausgetragen. Bei dem Bau von 2-m-Peilempfängen treten Probleme der Großsignalfestigkeit, des »Zustopfens« und der Empindlichkeit des Empfängers in verstärktem Maße auf. Gundsätzlich lassen sich diese Probleme gut in den Grif be kommen. Der Einsatz von modenen Bauelementen, wie Dual gate-MOSFET und Quarzilter, verleihen einem 2-m-Empfänger die nötigen Parameter. Ein modenes Konzept wurde in [5] be schrieben. Der Aufwand ist relativ gering, stellt aber einige An forderungen an die Bauelemente. Der 2-m-Peilempfänger (Bild 9) ist mit 3 IS, einem Dualgate-MOSFET, einem SFET und zwei weiteren Bipolartransistoren als Einfachsuper aufge baut.
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Schltungsbeschreibung Das von der HB9V kommende Empfangssignal gelangt über L 1 zum Gate G1 von Tl. In diesem Fall wird ein SM200 einge setzt. Mit dem Potentiometer R 1 kann m Sendenahfeld zusätz lich das Empfangssignal abgeschwächt werden. Die Vorstufe �n über R2 in ihrer Verstärkung verändert weraen. Dazu ist eine Hilfsspannungsquelle von 1,5 V nötig. Das in VT1 v-r stärkte Signal gelangt über L2 und L 3 , einem Bandilter, zum Oszillator- und Miseherschaltkreis S0 42 P ( UL 1 042 N, R Po len). Das ist eine IS, die dem B 222D im Aubau gleicht, nur eine höhere Grenzfrequenz aufweist und daher ür den Einsatz in UKW-Geräten geeignet ist. An den Anschlüssen 11 bis 1 3 von A l liegt der Oszillatorkreis. E s handelt sich auch hier um ein Bandilter, gebildet aus L 12 und L l 3 . Die Abstimmung er folgt mit einem Drehkondensator von 4 bis 12 pF. An. dieser Stelle kann ein UKW-Schaltkau-Drehkondensator eingebaut werden.
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Kapitel 1 1
Modeme
(Blatt 3)
- Empfänger
Empfangsteck
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11 - 9
Funkpeilkampf
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Ergänzungszeichnung der Platte ir die Aufnahme der Feritantennenkonstuktion
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Halterung ür die Ferritantennenstäbe
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Halteung ür den Hilfsantennenumschalter
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Haltewinkel ür den Drehkondensatpr (Mikki-Drehkon densator)
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Bld 10 Leiungsiung der Leiteplatte ir den 2-m-Peilemp fnger nach Bild 9
Bild 1 1 Bestückungsplan ir die Leiterplatte nach Bild 10 Das ZF-Signal von 10,7 MHz wird an Anschluß 2 von Al abge nommen und zur Vorselektion über L4 und LS geiht. Der Transistor VT3, ein KI303 r verstärkt das ZF-Signal. Mit den Filten L6/ L 7 wird das Quarzilter impedanzrichtig angeschlos sen. Dafir eignet sich das monolithische Quarzilter MF1 0, 7- 1 800/l. Es übenimmt die ZF-Selektion und sorgt da durch ir die nötige Einengung des Empfangskanals. Es können so Funkpeilsender im Kanalraster von 25 kHz empfangen wer den. Über ein weiteres Anpaßnetzwerk aus L8 und L9 gelangt die ZF zum symmetrischen ZF-Verstärker TBA 400. Seine typi sche Verstärkung liegt bei 75 dB und kann am Anschluß 6 um 60 dB geregelt werden. Außerdem ist an diesem Anschluß noch der S-Meter-Verstärker mit VT4 angeschlossen. Das S-Meter ist nicht zwingend notwendig, erleichtert aber die Bedienung, in dem es die nach Gehör durchgeihrte Maximumpeilung unter stützt. Über den Demodulatorkreis mit LlO und L l l gelangt das ZF-Signal zur Demodulatordiode VD2. m 1-IF-Elektrolytkon densator nimmt man das NF-Signal ab. Die Riebtspannung der Diode gelangt über den 47-0-Widerstand zum Anschluß 6 und zum S-Meter-Verstärker. Die Riebtspannung wird ir die intene Regelung der IS 2 benötigt. Bei Änderung der Leitungsihrung der Leiterplatte ir diesen Peilempfänger kann an dieser Stelle auch ein A 281 eingesetzt werden. Als NP-Verstärker wirkt ein TBA 61 1B, er kann durch den A 2 1 1 substiuiert werden. Die IS A3 wird in Standardbeschattung betrieben und weist daher keine Besonderheiten au. Die Lautstärke wird mit dem Poten tiometer von 25 kO eingestellt. s elektroakustischer Schall wandler wurde ein Lautsprecher mit 8 0 Impedanz eingebaut.
Abanweise Die Schaltung kann auf der in Bild 10 gezeigten Leiterplatte auf gebaut werden. Sie hat die Abmessungen 150 m x 50 mm und ist lseitig kupferkaschiert. Es sollten unbedingt die großräumi-
gen Kupfermasselächen beibehalten werden. Auf diese Weise kann viel Ärger .mit Schwingneigungen und Rückwirkungen vermieden werden. Etwas kritisch ist der Einsatz des TBA 400. Durch seine hohe Verstärkung neigt er leicht zum Schwingen, das gilt auch ir den ·
A 281.
Es muß daher unbedingt der Kondensator von 10 nF zwischen seine Anschlüsse 1 und 4 gelötet werden. Die · Anschlußdrähte der IS sind so kurz wie möglich zu machen. Die Potentiometer sowie die Skale uid das S-Meter müssen n günstigel Stellen seitlich und an der Rückwand des Gehäuses herausgefihrt wer den. Die HF Uhrt man über eine BNC-Buchse zu. Nachbauer können bei der Gestaltung des Gehäuses freie Hand walten lassen. Es ist zweckmäßig, die Antenne auf dem Gehäuse zu montieren, so daß eine Funktionseinheit PeilempfängerIAn tenne entsteht und mit dem gesamten Gerät gepeilt werden kann. Zu beachten ist weiterhin, daß das Gehäuse HF-dicht ist. Das ist die unbedingte Voraussetzung, um im Nahfeld peilen zu kön nen. Die HF darf nicht unter Umgehung der Vorstufe auf die IS S0 42 P gelangen. Eine sorgfältige Abschirmung ist daher von nöten. ·
Spulenaten ür en 2-m-Peilempänger
Ll:
6 Wdg.; 0,8-mm-CuAg, auf 6-mm-Dom gewickelt, freitragend eingelötet. Antennenanzapung bei 1 Wdg. vom kalten Ende und Gate-I-Anzapfung bei 3/4 Wdg. vom heißen Ende L2: 5 1/2 Wdg.; 0,8-mm-CuAg auf 5-mm-Spulenkörper mit UKW Feritkem gewickelt. Abschirmgehäuse von 12 mm x 12 mm, 15 mm hoch L3 : 1 Wdg.; Schaltdraht ins kalte Ende von L2 gewickelt 4 bis Lll: Für diese Filter werden normale FM-Filter eingesetzt 3,5 Wdg.; 0,8-mm-CuAg auf 5-mm-Spulenkörper mit UKW L12 Feritkem gewickelt L3 : 2 Wd!.; Schaltdraht ans kalte Ende von L12 gewickelt
S C HALTU N G S SAMMLUNG · Vierte Lieferung · 1986 Kpitel 1 1 Empger
Mdeme Empfgsteck Blatt 4) -
Ni-Pemr r s 2-m-aad
Dieer Pelempaer bet ene laive u lln 2-m-Pel emm, die t it viel Meawnd (wie Woben uw.) m ichtaen eiten gebacht weden knnen. Sokhe »n bauchn« mpger sieht mn leider nch u ot ei k
eelg. r Nfeld-Pelemfgei wd n (6] arich ieen. r t it mdenen uaate-MOST, enem Se:icht
T nd zwei Oerationvestrken afgebaut. Die Besonder heit des mpn Bld 12) liegt in der efachen Konze tion. s d s eadausempgepnzip vewendet. Die Empfmdückeit ist imer noch so gut, ß Sender aus mee ren Klometen Enfenung nch einwndei aufgenommen und angepelt weden können. Das Gerät eitet beitbndig iner hlb des 2-m-Bndes und erlaubt »Endbedienung<<. Die Schaltug ist auf einer dopeschieten Platine (Bild 13) mit den Abmessungen 16 m x 42 m aufgebaut. Die Bestük kungsseite egibt gleichzeitia eine ausgezeiciete Masseläche und verhindet somit Schwineiungen der Operationsvestär ker. Die Leiteplatte muß n ein HF-dichtes Gehäuse eingebaut werden und Platz r die Bedienelemente und ür ein Drehspul meßwerk bieten.
Schlgsbescheibug Der Empfinger hat zwei HF-Vorstufen, die mit den modenen Dualgate-MOSFET SM20 besückt sind. Das HF-Signal ge langt von der Antenne, die ene HBv sein kann, über Ll zum Gate 1 des VTl . Es wird verstärt und dann weiter zum Gate 1 von 2 geleitet. In diesem Verstärker wird das 2-i-Signal wei .ter vestärkt und zu den Gleichrichterdioden VD1 nd VD2 ge üt. Das gleichgerichtete Signal gelngt nun zu einem als Im pedanzwandler geschalteten OPV. Das Gleichspannungssignal wird niederohmig m Ausgng von Al abgenomen und dem zweiten OPV zur Verstg zugeüt. m Ausgang von 2 liegt das Drehspulmeßwerk, mit dem die Feldstärke angezeigt werden kann. Die Verstärkung des Empfängers kann mit einem Potentiometer R 1 in weiten Grenzen verändert werden. Fogende Funktion liegt dem zugunde. Die Spannu.g m Schlefer von PR 1 läßt sich stufenlos von + 9 V nach - 9 V einstellen. Damit werden über die Spannungsteiler R 3/R 1 und R 9/R 6 die 02-Spannun gen von VT1 und VT2 eingestellt. Sie können in den Bereichen
GI� Ds ÜMG 200
r
den kpekmpf
Blatt
11 - 10
zw:heD ewa + 2,5 V (x. mpfmdickeit) nd - 2,5 V vög ageegelt) gelet weden. Daduch knn n de Vrng m ewa 70 B vrgen. s t en Wet, der m Sendeleid nch nicht auseih, o ß äzlich nch die Verg von 2 veinget weden mu8. Hieu d der ST KD307 r BF24S C) egeset. lge die Snng n PR 1 = 0 V ist, srt D3 und läßt kene ive Snnug n ds Gate von T3 gelgen. obld aer ie Spnnung n PR l neaiv wd, leitet VD3, und T3 srt amlich ab etwa -4 V. Die ain-Sou:e-Srecke von T3 d h:hoger. Da die Vesg des Gleichspnnuver strkes 2 vom Widendverhälnis R 1 3 zu R 1 5 abhngt, veget sich die Spnnungsvestärung von 2, je hociomi ger T3 wird. Zu beachten ist, daß unbedint ein steiler KD 307 r oder BF24S C eingesetzt wird. Steile SFET haben einerseits einen ge ripgen rain-Source-Widestnd und bewirken somit eine hö here Vestärkung von 2, ndereseits setzt die Abregelung des Gleichspnnungsvestärkes wirklich est dann ein, wenn T1 und VT2 bereits weitgehend gespet sind. Der gesamte Stellbereich der Vestärkung, der so erzielt wird, liegt bei etwa 85 dB. 1 bis 2 V n der Antenne und somit an L 1 sind daher noch kein Problem ür den Nafeldpeiler. Mit dem Einstellwidestand R 14 stellt man den Nullpunkt des Meßnstuments ein. Die Widestände R2 und R 7 sollen UKW Selbsteregung verhinden. Eine kleine Feritperle, über den Gate-1-Anschluß geschoben, hat die gleiche Wirkung. Wird das bei beiden Transistoren gemacht und werden die Widestände R2 und R 7 weggelassen, kann die Empfmdlichkei' des Peilemp fänges um einige Mikrovolt verringet werden.
Tsion
Taele 4
Technsche aten s Nafedpeiles
Empfmdlichkeit (ausreichend ür einen deutlichen Zeigerausschlag beim Peilen): Empfmdlickeit (ür Vollausschlag des Diehspulmeßinstruments): Einstellbereich der Ventärkung: 3-dB-Bandbreite Betriebsstrom bei min. (x.) Empfmdlichkeit + 9-V-Baterie - 9-V-Batterie
so "v
250 "V 85 dB J A (lO A) 4 A (3. A)
Das Gerät arbeitet noch einwandfrei bei ± 6 V. Die Minus-Batterie hat etwa die doppelte Lebensdauer der Plus-Batterie.
02
KT307 Bild 12 Stromlaufplan des Nahfeld-Peilempfängers
108
Bild 13 Leitungsührung der Leiterplatte des Nahfeld-Peilers
Bild 14 Bestückungsplan für die Leiterplatte nach Bild 1 3
Spulendaten für den Naeld-Peiler
Literatur
Ll, 12, 13: 6 Wdg.; 1-m-CuAg auf 4-m-Dom gewickelt, auf 1) m Länge gezogen, freitragend eingelötet, Anzapung bei LI 2 Wdg. vom kalten Ende
[1] Applikation des A244 D. Analoge integrierte Schaltkreise, S. 79, Ausgabe 1 976177, Kombinat VEB Halbleitewerk Frankfurt (Oder). [2] Applikation des A 2 1 1 D. Analoge integrierte Schaltkreise, S. 37, Ausgabe 1 976177, Kombinat VEB Halbleitewerk Frankfurt (Oder). [3] Applikation Funkpeilempfängers des FPE S0-13 54.0007 -01001, VEB Nacrichtenelektronik Greifswald. [4] S. Meissner; Der Hochleistungs-Funkpeilempfänger »FPE SO L«. FUNKAMATEUR 32 (1983), H. 8, S. 396. [5] M. Schma�er; Peilempfänger ür das 2-m-Band mit inte grierten Schaltungen, Quarzilter und S-Meter, UKW-Be richte 18 (1978), H. 3 , S . 177. [6] H. -W. Storbeck; Nahfeld-Peiler ür das 2-m-Band. UKW-Be richte 21 (1981), H. 1 , S. 32. [7] G. Hofschildt; Ein programmierbarer Peilempfänger ür das Zwei-Meter-Band. UKW-Berichte 13 (1973),H. 4, S. 195. [8] H. -J. Hahn ; Funkpeilempfänger nach dem Direktmischprin zip mit dem A244. FUNKAMATEUR 30 (1981), H. 1, S . 29. [9] H. Amold; »Greif« - ein Funkpeilempfänger ür das SO-n Band aus dem VEB Nachrichtenelektronik Greifswald. FUNKAMATEUR 29 (1980), H. 3, S . l 17. [10] K.-H. Schade ; So verbessen wir unsere Peilempfänger. FUNKAMATEUR 29 (1980), H. 8, S. 403 f. [11] S.-H. Steinweg ; Funkpeilempfänger nach dem Direktmisch Prinzip ür das 80-m-Band. FUNKAMATEUR 28 (1979), H. 5, S . 247.
Abgleich
Als erstes stellt man das Potentiometer PR1 auf Rechtsanschlag, also auf volle positive Spannung am Schleifer. Ohne HF-An steueung wird dann der Einsteller R 14 so justiert, daß das In stument etwa 1 5 % des Vollausschlages anzeigt. Das ist nur möglich, wenn der Empänger nicht schwingt. Diese Einstellung erlaubt ein geringes Driften des Nullpunktes des Spannungsver stärkers und damit des Zeigers des Instuments. Man kommt aber ohne Nachstellen des Nullpunktes aus und hat eine gewisse Kontrolle über die Funktion von 2. Der weitere Abgleich kann mit einem Dipmeter vorgenommen werden. Die drei lnduktivitä ten L 1 , L2 und L3 werden auf die Bandmittenfrequenz von 145 MHz vorabgeglichen. Der Feinabgleich geschieht mit einem Signal auf 145 MHz. Es wird auf maximale Anzeige m Indika torinstument nachgeglichen. Damit ist der Nahfeldpeiler ein satzbereit. Für den praktischen Einsatz muß die Empfängerplatte in ein HF-dichtes Gehäuse eingelötet werden. Die beiden 9-V-Batte rien sollten mit im Gehäuse untergebracht werden. Nur so er reicht man, daß die HF nicht auf Schleichwegen in das Gerät eindringen und so zu Fehlanzeigen ühren kann. Die techni schen Paten ür den Nahfeldpeiler sind der Tabelle 4 zu entneh men.
.
S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung ·
Kapitel 12 - Speichertechnik
Halbleiterspeicher - eine Übersicht
1.
Einleitung
Durch die rasche Entwicklung der Halbleitertechnologie in den letzten Jahren gewinnen, vor allem in der Digitaltechnik, die Halbleiterspeicher an Bedeutung. Das ist in der relativ einfachen Anwendung, den niedrigen Preisen sowie der hohen Packungs dichte begründet. So werden heute auf wenigen Quadratmillime ten Chipläche 256 kbit und mehr bei Verlustleistungen unter 1 W untergebracht, und Grenzen dieser Entwicklung sind in den nächsten Jahren noch nicht abzusehen.
Einteilung und Beffe der Hlbleiterspeicher
2.
Die Halbleiterspeicher kann man entsprechend Bild 1 in RAM, ROM, PROM sowie in eine Reihe von Sondeformen eintei len.
I
Ha l bl eiterspeicher
nu r Le sen
Schreiben und Lesen
SR
l /� unverä ndert l ösch bar ROM
Bild 1
2.1.
PROM
I EPROM
I I
REPROM
EEPROM
RA M /. stat i sch dynamisch
I EAROM
Einteilung der Halbleiterspeicher
M
Der RM (Random Access Memory) ist ein Schreib-Lese-Spei cher mit direktem oder wahlfreiem Zugrif. Seine Speicherplätze sind zweidimensional in einer Ebene angeordnet, so daß jeder beliebige Speicherplatz einzeln und direkt über seine Adresse er reichbar ist. Es gibt zwei Arten AM: statische (SRAM) und dynamische (DRAM). Dei gundsätzliche Unterschied besteht in der t der Speicherzellen. Die des DRAM , müssen in bestimmten Zyklen aufgefrischt werden, d. h., die Information muß gelesen, verstärkt und wieder eingeschrieben werden. Bei einem Betriebsspan nungsausfall verliert der AM seinen Inhalt, wodurch seine An wendungsgebiete als ffer- und Notizzettelspeicher defmiert sind.
2.2.
ROM und PROM
Bei den Fe�twertspeichen gibt es verschiedene Typen, die vor al lem in der Art der Programmieung unterschieden werden. Die Festwertspeicher sind »Nur-Lese-Speicher«, die ihren Inhalt bei Spannungsausfall nicht verlieren. Sie werden auch als nicht lüchtige Speicher (nonvolatil memories) bezeichnet. Beim ROM (Read Only Memoy) werden vom Hersteller die Infoma tionen unveränderlich in die jeweiligen Speicherzellen program miert. Dazu enthält eine spezielle Maske das Programm. Ire ökonomische Herstellung ist an bestmmte Mindeststückzahlen gleichprogrammierter Speicher gebunden. Für jedes neue Pro gramm wird auch eine neue »Programmierungsmaske« benötigt, die sehr teuer ist. Den PROM (Programmable ROM) kann der Anwender mit einem Programmiergerät nicht wieder löschbar beschreiben. Die einmal programmierte Zelle, Gundzustand »L« oder »H«, wird in den anderen logischen Zustand gebracht und kann nicht wie-
(Blatt 1)
1986
Blatt
1 2 -1
der gelöscht werden. Der PROM stellt damit einen Kompromiß zum ROM dar. Beim REPROM (Reprogrammable ROM) können die program mierten Infomationen wieder gelöscht werden. Nach dem Löschvorgang ist dieser Speicher wieder programmierbar. Er ist aber nicht mit dem RAM gleichzusetzen, da das Löschen und Programieren relativ langsam vonstatten geht. Man benötigt dazu spezielle Programmier- und Löschgeräte. Der EPROM (Erasable ROM) wird mit ultraviolettem Licht (z. B. U 555 D mit A 254 nm, Strahlungsdosis 15 Ws/cm2) gelöscht. Dazu hat der Schaltkreis ein Quarzfenster, durch das die UV.- Strahlung auf den Chip einwirken kann. Beim Löschen wird der gesamte Inhalt des Speichers zerstört. Der EEPROM (Electrically EPROM) ist ein elektrisch löschbarer Festwertspeicher. Während des Löschvorgangs wird der gesamte Speicherinhalt zerstört. Der EAROM (Electrically Alterahle ROM) arbeitet wie ein EEPROM, jedoch kann er wortweise (z. B. 8 bit) gelöscht wer den. =
2.3.
PL und FPL
Der Begrif PAL (Programmable Aray Logic) bezeichnet Spei cherbausteine, die den Festwertspeichen artähnlich vewandt sind. Die Informationen können mit Masken während des Her stellungsprozesses oder elektrisch mit speziellen Programierge räten beim Anwender progrmmiert werden. Die elektrisch pro grammierbren nennt man FPAL (Field PAL). Die PAL enthält ähnlich· der Speichermatrix ein programmierbares logisches Feld, das aus einer Anzahl von UND/ODER-Anordnungen, ver teilt auf je eine m-Matrix (Product tem aray) und eine ODER-Matrix (Summing term array), sowie den Ausgangsstufen besteht.
2.4.
Scieberegister SR
In das Schieberegister (Shit Register) werden die Informationen der Reihe nach eingeschoben. Das Lesen geschieht in der glei chen Reihenfolge wie das Einschreiben (Silospeicher). Die Spei eherzenen sind eindimensional in einer Kette angeordnet, so daß die Informationen nur von Speicherzelle zu Speicherzelle weitergegeben werden können. Das SR nennt man deshalb auch FIFO-Speicher (First In First Out). Diese Verschiebung der In fomation um einen Speicherplatz im Register steuen entspre chende Taktimpulse. Die Zellen können durch diesen Kettenauf bau nicht (wie beim RAM und ROM) direkt ausgelesen werden. Auch ist die Zugrifszeit zu den Speicherzellen nicht mehr kon stant, sonden entsprechend der Länge des Schieberegisters und dem jeweiligen Standort der Infomation unterschiedlich. Damit die vor der gesuchten Infomation liegenden Speicherzellenin halte nicht verlorengehen, wird der Ausgang mit dem Eingang des SR verbunden. Es entsteht ein geschlossener Kreis: Umlauf speicher (recirculating shit register). Die dazu notwendige Um schaltlogik (Einschreiben/Umlau) ist bei den meisten Typen be reits integriert. Bei den dynamischen SR ist das Umlaufen der Infomation sogar ständig notwendig, da die Speicherzellen ihre Ladung auf den Kondensatoren nur kurze Zeit (wenige Millise kunden) speichen können (z. B. U352D).
2.5.
Sonderypen
Ein dem FIFO-Speicher ähnlicher Typ ist der LIFO-Speicher (Last In First Out), bei dem die Infomation nur in der umge kehrten Reihenfolge ihrer Eingabe wieder ausgelesen werden kann. Dieser Speicher wird mit Links-Rechts-SR realisiert. Man bezeichnet sie auch als Keller- oder Stapelspeicher (Stack). An wendungsgebiete sind z. B. der integrierte Adressenstack im Mi-
opozesor U 808 sowie die Reister in Tascherechnen . it Ugeketer Ponischer Nation ), En weite�r nteressnter Typ it der Assoziativ- oder Ils adressiete Speieber CAM (Content Adressable Memoy), der senen Ihlt it ener engegeenen Infomaion veleicht. n weiteer und öer ebick üer die Einteilung der Hlbleiteseicher ist in (1] enhlten.
Sian
3.
n den Seieberzelen könen die Ifomaionen ))« und ))H« nr n Fom ener efen der hoben Spnnung bw. adg ab geeichet weden. Die Seiebezlle at einen Ifomationsge hlt von enem bit. Liet nn aer die Ifomaion n Fom eines Botes aus meheen Bnzffen vor, so benött mn zu er Speicheung mehee Seicberzellen. Die Speieber sind bit- der wotOBanisiet (Bld 2).
'1 I! (,�'""' ·� g3
.
x
�� 3
-
bitorganisiert
Bild 2
q
� 3 c
Kapazi tät-•
wortorganisiert
SpeicberoBnisation
Bei den bitoBanisieten Speieben kann jeweils nur eine Spei eherzene aufgeufen werden. Beide Speiebertypen sind prinzi piel gleich aufgebaut. Den bitoBanisieten Speieber könnte man auch als einen wortoBnisieten Speieber mit der Wot läge 1 bit bezeichnen. Im Nomalfall werden sie mit 8 bit Wot länge heBestellt. Diese t der OBnisation wird vor allem bei Feswetspeichen angewendet. M sind zum größten Teil bit OBanisiet und enthalten nur eine Speicberebene. Die Speicher werden folgendemaßen charakterisiert: - nzahl der Speiebeplätze (Kapazität), z. B. 256 bit - OBnisation, z. B. 64 Wote zu je 4 bit Es ist unter jeder der 64 Adressen ein Wot mit 4 bit gespeichert und wird deDaci auch als 64 x 4 bit-Speicher bezeicnet.
4.
Bld 4
Seichemax und Aesezuornug
gesteueten Zelen werden ier die Spltenleiungen gelesen (Bld 4). Die ecdieung der Aese geschieht nach dem 1-aus-2n-Dzip, womit jeder Adressenkombination ene Sei eherzene zugeordnet ist.
Seichepmeter
5.
Es werden die wichtigsten Kenngrößen eläutet, die zum Systemenuf und zum Vegleich von Halbleitespeieben not wendig sind. Die Speieberkapazität gibt das Maximum der in einem Speicher baustein gleichzeitig unterzubingenden Infomationsmenge n. Die Maßeinheit ist das bit. Während die meisten M eine bit organisiete Stuktur auweisen, sind die Festwetspeicher fast ausschließlich wotoganisiert (8 bit, seltener 16 bzw. 4 bit), so daß die kleinstadressierbare Einheit 1 Byte = 8 bit ist. Nach der Speicheroganisation wird die Kapazität in Wot x bit (Wort länge) angegeben. Beispiele: 2 048 x 1 bit 2 048 Wote zu je 1 bit 256 x 8 bit = 256 Wote zu je 8 bit Der Speicher hat jeweils · eine Kapazität von 2 048 bit bzw. 2 kbit. Die Zugrifszeit ist eine der wichtigsten Kennrößen. Sie hängt von der Herstelungstechnologie . ab und gibt an, mit welcher Ver zögeung die Daten .nach Anlegen der Adresse gültig sind (Bild 5). =
Speicheraubau
Der Speicherbaustein enthält eine bestimmte Menge von Zellen, die auf möglichst kleinster Fläche realisiet werden. Sie werden so angeordnet, daß sie ein Vielfaches der Zahl 2, d. h. 2 Zellen eBeben. Dies gilt sowohl iir bit- s auch iir wortoganisierte Speicher. Jeder Zelle muß eine Adresse zugeordnet werden, so daß auch 2n Adressen benötigt werden. Würde man zur nsteue ug die Linearauswahl anwenden, so benötigte man iir jede Speicherzelle auch eine Adreßleitung. Das ist aus technologi schen und ökonomischen Gründen (Zahl der nschlüsse, Schalt kreisgröße, Chipläche) nicht vetretbar. Man vewendet deshalb die Koinzidenzauswahl. Der Speieberbaustein besteht undsätz lich aus der Speichematrix (A), der Ein- und Ausgabevorich ung B), der Funktionssteueung (C) sowie dem Adressendeco der (D), siebe Bild 3 . Die Speicherzellen sind matrfömig aufgebaut und werden über die Zeilenleitungen angesteuert. Die Infomationen der ann
Adreßbus
l oate n b u s
I
�
Steuerung
Bild 3
Datenau sgäne
Speicheraubau
� ungü ltig
Bild 5
Zugrifszeit eines Speicherbausteins
Die Verlustleistung (Nachteil der Halbleiterspeicher) ist ein wichtiger Parameter zur Dimensionieung von Speichersystemen und deren Stromversogung. Sie wird als Gesamtverlustleistung oder als Verlustleistung je bit angegeben. Weitere Parmeter sind die Kompatibilität zu Schaltkreissyste men (z. B. TL), die Zuverlässigkeit, die physikalischen Kenn größen (Gehäusefom, Masse usw.) sowie die Betriebsbedngun gen und deren Grenzwerte (Versogungsspannungen, Ein- und Ausgangssignalpegel, Strom und Spannung des Datenein- und -ausgangs usw.).
S C H ALTU N GS SAMMLUNG · Vierte Lieferung · 1986 Kapitel 1 2 - Speichertechk
Hlbleiterspeicher - ene ersicht
6.
Seiebebausteine
6. 1.1.
Aubau
6. 1.
Schreibeseseieher
Das Übersichtsschaltbild eines wahlfrei adressierben Schreib/ Lese-Speiches zeigt Bild 6. Kenstück des M ist die Sei cherzellenmarix. Sie besteht aus 2• Zeilen (Woichtung) und 2 m Spalten (Bitrichtung). Beim Aufrufen einer Zelle werden die entsprechenden Zeilen- und Spaltenleitungen an ein logisches Signal (»L< oder »H«) gelegt. Um die zl der Leiungen nach außen möglichst gering zu halten, werden Decodeschal tungen vor der Speicherzellenmatrix angeordnet. Weiterhin be fmden sich vor den Decoden Treibeschaltungen, die iir eine pegel- und lastgerechte Ansteueung sogen. Die Schreib/Lese Verstärker verstärken den Lesepegel und schalten die aufgeufe nen Speicherzelen auf Datenausgang und -eingang durch. Die Steuerlogik hat die Aufgabe, die gewünschten Betriebsaten zu realisieren und den Refresh bei dynamischen M zu steu en.
(Blatt 2)
6.1 .2.
Seiebezele
6.2.
Feseseicher
Blatt
12 - 2
Die Seieberzellen können je nach Scblt, Tecnoie und Betriebst vencieden aufgebaut sen. en Aubau eer statischen Seieberzelle in Biolr-Tecnik zeigt Bld 7. ·Nachteile der statischen Speiebezelle snd die hohe Verulei sung und der oe lächenbedf. Das lßt sieb drch die dy namischen Seicbezellen, die sieb sogr s ED-Tnsistorzele aubauen lssen, ugehen Bild 8).
6.2.1.
Aubau
Schaltungstechnisch werden Bipolar- und MOS-Stukturen ein gesetzt, wobei die MOS-Stuktuen dominieren. Löschbare ROM werden ausschließlieb in MOS-Technik hegestellt. Der Über sichtsschaltplan (Bild 9) gleicht dem eines M. Nur die Ver knüpungsschaltung am Ausgng wird nicht benötigt, da der Speicher nur gelesen wird. Kenstück des Speiches ist wieder die Speicherzellenmatrix, deren Zellen aber wesentlich einfacher aufgebaut sind, da der Dateninhalt fXiet ist. Die einfachste Speicherzellenmatrix ist die Diodenmatrix (Bild 10a).
Adresse
Speicherzellen Matr i x
Bild 9 Bild 6
Übersichtsschaltplan eines M
--�o + U
� ��
a)
Wort Ieitung
Bild 7
Bipolare statische. Speicherzelle
Wor t - --leitung bit Leitung
Bild 8
Dynamische 1-Transistor-Speicherzelle
Übersichtsschaltplan. eines ROM
Da ten
q
\
b)
Bild 10 Diodenmatrix eines Festwetspeichers
Die Kreuzungspunkte der Wot- und bit-Leitungen sind durch Dioden überbückt. Liegen die Wortleitungen auf 0 V, sind die Dioden gespet, und die bit-Leitungen liegen ebenfalls auf 0 V. Liegt aber eine der Wortleitungen auf positivem Potential, so werden die zu dieser Leitung gehörenden Dioden durchgeschl tet. Über die Arbeitswiderstände ließt ein Strom, und die bit Leitungen üren positives Potential. Im Bild lOb »fehlen« ei nige Dioden. Es gilt nun folgende Festlegung. Dem Potential 0 V . ist die Ifomation »L< und dem positiven Potential die Infor mation »H« zugeordnet. So erhält man die in der Tabele ange gebenen Datenwörter, wenn die Wotleitungen (Adressen) lach enander auf positives Potential geschaltet werden.
6.2.2. Speicherzele Als Speicherzellen werden Widerstände, Dioden, Bipolar- und MOS-Transistoren sowie schmelzbare Leiterbahnen vewendet (Bild 1 1). Sie bilden nur Koppelelemente zwischen den Wortund bit-Leitungen und sind dementsprechend relativ einfach aufgebaut. Spezielle Koppelelemente sind ür REPROM erfor derlich.
�_'{
(
:
Daten
wort
Bild 13 Datenwortvergrößerung eines Festwertspeichers Bild 1 1 Speicherzellen ür Festwertspeicher (Auswahl)
6.3.
Umlaufspeicher
Bei den bisher beschriebenen Speicherbausteinen können die In fomationen beliebig und direkt entsprechend der angelegten Adresse ausgewählt werden. Anders ist das bei Umlaufspeichen. Da es Schieberegister sind, werden die Informationen aus schließlich seriell abgefragt. Bild 12 zeigt das Prinzip eines sol chen Umlaufspeichers (entspricht U352 ). Seine Kapazität ent· spricht der Stufenzahl n (Anzahl der Flip-Flop-Stufen im Schieberegister). Die Umlaufzeit TP eines solchen Speichers ist bei der Taktfrequenz T
Tp
n
= Ir ;
Bild 14 Adreßwortvergrößeung eines Festwertspeichers
sie steigt mit der Länge (n) des SR. Bei dynamischen Speichen (z. B. U352 ) gibt es eine untere Taktfrequenz fcp mJ, um die Da tensicherheit zu gewährleisten.
a)
Bild 12 Umlaufspeicher
7.
Speichersysteme
Die Speicherbausteine lassen sich durch Zusammenschaltung zu Speichersystemen eweiten. Gekennzeichnet werden die Spei chersysteme durch die Anzahl der Worte und bits sowie durch deren Funktionen. Zur Parallelschaltung der Datenausgänge ha ben die Speicherbausteine in der Regel mindestens einen Steuer eingang (Chip select oder Chip enable) zur Bausteinauswahl. Dieser Steuereingang wirkt auf die Datenausgänge, die mit OC (Open collector)·, OD (Open Drain)· oder TS (Tri-State)-Stufen aufgebaut sind. Sie bringen den Ausgang des nichtangewählten Speicherbausteins in den hochohmigen Zustand, so daß der Da tenaustausch unterbrochen wird. Beim Zusammenschalten der Speicherbausteine gibt es gund sätzlich zwei Prinzipien: - Vergrößeung der Datenwortbreite - Vergrößeung der Adreßwortbreite (Wortkapazität). Bei der Vegrößeung der Datenwortbreite werden alle Adreß und Steuewortleitungen parallelgeschaltet, während die Daten leitungen (Ein- und Ausgänge) der einzelnen Speicherbausteine nur einen Teil des Datenwortes bilden (Bild 13). Die Vergröße g des Adreßwortbereichs ist ohne zusätzlichen Hardwareauf wand nicht möglich, da eine Adreßdecodieung erfolgen muß (Bild 14).
Bild 1 5 Bausteinselektion; a - eindimensional, b - zweidimen sional Die Auswahl der Speicherbausteine kann dann je nach Anzahl der vorhandenen CS-Eingänge des Bausteins eindimensional oder mehrdimensional erfolgen (Bild 15). Bild 16 zeigt die lineare Adressieung eines 64-kByte-Speicher systems. Der Speicher ist mit M von 1 k x 1 bit (z. B. U202 ) aufgebaut. Das Speichersystem wird in Blöcke zu je 16 kByte aufgeteilt. Die Blöcke werden mit einem 1-aus-4-Dekoder selek· tiert, die der Speicherbausteine mit 4 Stück 1-aus-16-Dekoden. Je 8 M sind zur Datenwortvergrößerung (1 Byte) parallelge schaltet Der höhewertige Adreßteil A4, A5 bewirkt die Block auswahl, der niederwertige Adreßteil AO . . . A3 die Bausteinaus wahl.
8.
Programmierung von Festwertspeichen
Bei der Programmierung eines PROM werden die bewußt schwach ausgelegten Brücken in den Speicherzellen mit Strom impulsen durchgeschmolzen. Die Programmieung wird bit bzw. byteweise bei der ausgewählten Adresse durchgeihrt. Die einmal programmierten Speicherzellen lassen sich nicht mehr umprogrammieren, sie sind irreparabel zerstört. Eine Änderung ist nur möglich, wenn eine (noch nicht programiierte) Zelle be schrieben wird, so daß ein anderes Datenwort entsteht. Im Da tenwort HLLHHHLH können noch 3 bit (L) programmiert wer den (H).
S C H A LT U N G S S A M M L U N G · Vierte Lieferung · 1986
Kapitel 1 2 - Speicherteck Halbleiterspeicher - eine Übersicht
(Blatt 3)
Blatt
12 - 3
DI, 0 0 , W E , A O ' ... A9' der 4 Blö c k e sind para l l e l gesth a l te t A4
AS
Bild 16 Prinzip eines linear adressierten 64 k-x-1 -bit-RAM Speichers Im Gegensatz zu PROM lassen sich REPROM durch Bestrah lung mit UV-Licht löschen, da die Daten als Ladungen gespei. chert sind. Man kann schrittweise oder automatisch programmieren. Bei größeren Speicherkapazitäten ist das automatische Programmie ren sinnvoll und auch ökonomischer, erfordert aber teure Pro grammiergeräte mit RAM, die die zu programmierenden Daten zunächst zwischenspeichen. Bild 17 zeigt das Prinzip der schrittweisen Programmierung. An die Adressenleitungen AO bis A9 wird die Adresse des zu programmierenden Datenwortes angelegt. Dadurch sind die ent sprechenden Speicherzellen aktiviert. An die Datenleitungen 0 1 bis 08 wird das z u programmierende Datenwort angelegt. Nach dem der Speicherbaustein somit zur Programmieung vorbereitet ist, wird der Programmierimpuls gegeben. Er muß ein defmiertes Impuls-Pausen-Verhältnis haben, damit die Speicherzellen nicht thermisch überlastet werden. Nach dem Programmieren wird das
Bild 17 Prinzip der Programmieung
Datenwort nochmals überpiit (gelesen), und gegebenenfalls wird der Programmievorgang wiederholt. Bei den automatischen Programmiergeräten laufen die Vorgänge kontinuierlich ab. Das Datenwort steht in einem M die An fangsadresse wird eingegeben und der Programmievorgang durch Diicken der Starttaste ausgelöst. Das erste Byte wird pro grammiert (bestimmte Anzahl von Impulsen auf PR). Das pro grammierte Byte wird mit dem Inhalt des M im Programmier gerät verglichen. Stimmen beide Inhalte überein, wird der Adressenzähler um 1 erhöht, und der Vogang beginnt von neuem, bis die letzte Adresse erreicht ist. Wurde das Datenwort nicht richtig programmiert, so wird der Vorgang bei der gleichen Adresse mehrmals wiederholt. Nach einer festgelegten nzahl von Programmieversuchen bricht das Programmiergerät dann die Programmieung ab und zeigt einen Fehler an. Bei Speichen größerer Kapazität werden die Datenworte nicht in einem Schritt programmiert, sonden nach einem Pro,
+1ZV! 0,6 V
Bild 18 Programmiegerät ür schrittweises Program mieren Übersichts schaltplan)
mie.puls wid der Adessenzler schon ehöht; und die nächsten Speicherzellen (Byte) ehalten einen mierim puls. Das setzt sich fot, bis die letzte Adresse ereicht ist. Da nach begint der Zyklus von neuem, bis die efoderliche-.Ge samtimpulsdauer ereicht ist. Bild 18 zeigt das Pnzipschaltbild eines· einfachen Programmiegerätes zum schrittweisen Program mieren. Bei der Proramieung und vor allem bei der scrittweisen sind unbedngt die Grenzwete der _ Speicherbausteine, die der Her steller in seinem Datenbiatt angibt, einzuhalten. Den pmieten REPROM möchte n gegebenenfalls auch wieder löschen. Dazu gibt es industrielle öschgeräte, in denen n einen oder mehrere Speicherbausteine gleichzeitig - löschen kann. Zur Anwendung kommen in diesen Geräten die UV-Srahler HNU6 und HNUJ O mit den entsprechenden Vor schaltgeräten.
9.
nwendgen
Die Anwendungen der Halbleitespeicher sind sehr vielseitig. Sie reichen von Mikroprozessosystemen über die EDVA, numeri sche Steueungstechnik bis n zur Hobby-Elektronik. Ir Hauptanwendungsgebiet ist aber vor allem die Mikrocomputer tecnik, r die sie _entwickelt urden. Bild 19 zegt ein Mikro recner-Minimalsystem mit M und ROM (PROM).
Bild 19 Mikrorechneminimalsystem
Uml aufspeic her
Bild 21 Verzögeugsleitung mit Schieberegisten
vom Gesamtsystem umlaufen können. Das egibt eine größere Variation. Ein breiteres und vielseitigeres Anwendungsgebiet als M und SR haben Festwetseicher. Ihr goßer Voteil, den Infomations erhalt bei Spannungsausfall, keieichnet die andersgeateten Einsatzgebiete. Vor allen nutzt man sie zur Speicheung von Ta bellen und Konstanten, als Codewandler oder Zeichengenerato ren sowie als Speicher r die Betriebsprogramme (Firmware) in Mikrorechnersystemen. Betrachtet man dabei den Festwertspei cher als »Black Box«, so anwotet er auf ein bestimmtes EiD gangssignal in Fom von Adressen it bestimmten Ausgangssi gnalen. Die Laufzeit im Speicher selbst ist dabei immer konstant. Die Festwertspeicher sind n vielen Fällen wtschatli- eher als umfangreiche kombinatorische Netzwerke. Benötigt wer den aber Wahrheitstabelen bzw. Funktionstabelen zur Pro grammieung. Ein Anwendungsgebiet ist die Wetetabele der Sinusunktionen n einem digitalen Sinusgenerator (Bild 22). Mit einem 1-k-bit-Speicher (128 x 8 bit) wird eine Aulösung von 128 Inkrementen (Teilschritten) zu 8-bit-Binäwoten er reicht: Einen Auszug zeigt Tabele 1. ·
Bild 22 Prinzip enes digitalen Snusgenerators
En weiteres Anwendungsgebiet, vor allem der »Masken«-ROM, ist r- Einsatz als Zeichengenerator, obwohl es diese noch teil weise s Standardypen (z. B. U401 und U402 ) gibt. Decoder schalungen lassen sich auch leicht mit Festwertspeichen reali sieren. So ist es möglich, n einem Mirorechnersystem r die D 1 4611 4 7 zur nsteueung der _Siebensegmentanzeige einen Speicherbereich im ROM zu vewenden. Unter den Adressen 0, . . . , 9 (BCD-Code) sind im ROM die Daten ür die Ansteue ung der Anzeige enthalten (Tabele 2). Für die Bildung der Zif fen 0, . . . , 9 werden 10 Byte an Speicheplatz benötigt. Eventuel
Bild 20 Prinzipielle Anwendung eines Umlaufspeichers
Tabele 1
Sinsabele
Es ist ein arbeitsähiges System, in dem der Festwetspeicher das Programm (Firmware) enhält und der Schreib/Lese-Speicher r Zwischenspeicheung voi Daten dient. Die prinzipielle Anwendung eines Umlaufspeiches, z. B. U 352 D, zeigt Bild 20. Zum Datenerhalt benötigt er eine Taktfre quenz von fm = 10 kHz. Um zu wissen, in welchem Registeteil sich die Infomation befmdet, ist noch eine Zusatzlogik eforder lich. Die dem SR zugeführten Impulse weden parallel in einem n-Bit-Zäler Z mitgezählt. Bei einem defmierten Zählerstand befmdet sich mmer die gleiche Infomation am Ausgang. Der Zählestand wird in -einem Komparator K mit der eingestellten Adese verglichen. Bei Übereinstimmung erzeugt der Kompara tor ein Ausgangssignal. Die gesuchte' Infomation befmdet sich in diesem Moment m Ausgang des SR und wird in einem D Flip-Flop zwischengespeichet. Soll . eine Infomation einge schrieben werden, so muß beim entsprechenden Zählerstand der Screib/Lese-Anschluß auf Lesen geschaltet werden. Eine einfache digitale Verzögeungsleitung läßt sich duch das Hintereinandeschalten von · Schieberegisten aubauen. Bild 2 1 zeigt eine Verzögeungsleitung von 9 6 bit, die aus drei zusam mengeschalteten 32-bit-Registen aufgebaut ist. Die Verzöge ungszeit ergibt sich aus der Mutiplikation der Taktfrequenz mit der Speicherkapazität. Ist die Taktfrequenz z. B. (umgerecnet) 20 lS, so erhält man eine Verzögerungszeit von 96 x 20 lS = 1,92 ms. Durch Änden der Takfrequenz oder der Speicherka pazität läßt sich die Verzögeungszeit variieren. Eine Verzögeungsleitung läßt sich auch mit einem Umlaufspei cher aubauen, wobei die einzelnen Register dann unabhängig
Adresse
Grad
Binäwot 07 08 06
05
04
03
02
01
0 1 2 3
0 0,7 - 1,4 2,1
L L L L
L L LL
L L L L
L L L L
L L L H
L L H L
L H H L
L H L H
127
89,3
H
H
H
H
H
H
H
H
• Tabele
2
7-Segment-Ke
7-Segment-Dekodierung Datenausgänge
Dezimal- BCD-Kode Adresse zahl
0
1 2 3 4 5 6 7 8 9 x
D C .B A a b c d e f g A7 A6 A5 A4 A3 2 Al AO 01 02 03 04 05 06 o� 08 X
X
X
X
X
X
X
X
X
X
X X X
X X
X X
X X
X
X
X
X
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X
X
X
X
X
X
:
X
X
X
X
X
beliebiger Pegel
X
X
X
X
L L L L L L L L H
L L L L H H H H L H L
L L H H L L H H L L
L H L H L H L H L H
H H H H L H H L H H L H : H H H L H H L H L H H L L H H H H H L H H H H H H H L
H L H L L L H L H L
a
L L L H H H L H H
L L H H H H H L H H
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Kapitel 1 2 - Speichertechnik Halbleiterspeicher - eine Übersicht
(Blatt 3)
Blatt
12 - 3
DI, 00 , W E , AO' ... A9' der 4 B l öcke sind para l l e l gescha ltet A4
AS
Bild 1 7 Prinzip der Programmieung
Bild 16 Prinzip eines linear adressierten 64 k-x-1 -bit-RAM Speichers Im Gegensatz zu PROM lassen sich REPROM durch Bestrah lung mit UV-Licht löschen, da die Daten als Ladungen gespei. chert sind. Man kann schrittweise oder automatisch programmieren. Bei größeren Speicherkapazitäten ist das automatische Programmie ren sinnvoll und auch ökonomischer, erfordert aber teure Pro grammiergeräte mit RAM, die die zu programmierenden Daten zunächst zwischenspeichen. Bild 17 zeigt das Prinzip der schrittweisen Programmieung. An die Adressenleitungen AO bis A9 wird die Adresse des zu programmierenden Datenwortes angelegt. Dadurch sind die ent sprechenden Speicherzellen aktiviert. An die Datenleitungen 0 1 bis 08 wird das z u programmierende Datenwort angelegt. Nach dem der Speicherbaustein somit zur Programmierung vorbereitet ist, wird der Programmierimpuls gegeben. Er muß ein deiniertes Impuls-Pausen-Verhältnis haben, damit die Speicherzellen nicht thermisch überlastet werden. Nach dem Programmieren wird das
AO
A9
Datenwort nochmals überprt (gelesen), und gegebenenfalls wird der Programmievorgang wiederholt. Bei den automatischen Programmiergeräten laufen die Vorgänge kontinuierlich ab. Das Datenwort steht in einem M die An fangsadresse wird eingegeben und der Programmievorgang durch Drücken der Starttaste ausgelöst. Das erste Byte wird pro grammiert (bestimmte Anzahl von Impulsen auf PR). Das pro grammierte Byte wird mit dem Inhalt des M m Programmier gerät verglichen. Stimmen beide Inhalte überein, wird der Adressenzähler um 1 erhöht, und der Vorgang beginnt von neuem, bis die letzte Adresse erreicht ist. Wurde das Datenwort nicht richtig programmiert, so wird der Vorgang bei der gleichen Adresse mehrmals wiederholt. Nach einer festgelegten Anzahl von Programmieversuchen bricht das Programmiegerät dann die Programmierung ab und zeigt einen Fehler an. Bei Speichen größerer Kapazität werden die Datenworte nicht in einem Schritt programmiert, sonden nach einem Pro,
01
08
ov
+12V! 0,6 V
Bild 1 8 Programmiergerät für schrittweises Program mieren Übersichts schaltplan)
.
'
miempuls wrd der Adessenzäler schon erhöht, und die näcsten Speicherzelen (Byte) erhalten einen mmierim puls. Das setzt sich fot, bis die letzte Adesse ereicht ist. Da nach begnnt der Zyklus von neuem, bis die eforderliche�Ge samtmpulsdauer ereicht ist. Bild 18 zeigt das Prinzipschaltbild enes· einfachen Programiegerätes zum schrittweisen Program mieren. Bei der Programmieung und vor alem bei der schrittweisen sind unbedigt die Grenzwete der . Speichebaustene, die der Her steler in senem Datenbiatt gibt, einzuhalten. Den pmieten REPROM möchte n gegebenenfals
·
auch wieder löschen. Dazu gibt es industrielle öschgeräte, in denen man einen oder mehrere Speicherbausteine gleichzeitig löschen kann. Zur Anwendung kommen in diesen Geräten die UV-Srahler HNU6 und HNU J O mit den entsprechenden Vor schaltgeräten.
Bild 21 Verzögeungsleitung mit Schieberegisten
vom Gesamtsystem umlaufen können. Das egibt eine größere Variation. Ein beiteres und vielseitigeres Anwendungsgebiet als M und SR haben Feswetseicher. Ihr großer Voteil, den Infomations erhalt bei Spannungsausfal, kennzeichnet die andesgeateten Einsatzgebiete. Vor allen nutzt man sie zur Speicheung von Ta bellen und Konstanten, als Codewandler oder Zeichengenerato ren sowie als Speicher r die Betriebsprogramme (Firmware) in Mikrorechnersystemen. Betrachtet man dabei den Feswetspei cher als »Black Box«, so antwotet er auf ein bestimmtes Ein
Die nwendungen der Halbleitespeicher sind sehr vielseitig. Sie reichen von Mikroprozessosystemen über die EDVA, numeri sche Steueungstechnik bis n zur Hobby-Elektronik. Ir Hauptanwendungsgebiet ist aber vor allem die Mikrocomputer technik, iir die sie .enwickelt urden. Bild 19 zeigt ein Mikro rechner-Minimalsystem mit M und ROM (PROM).
gangssignal in Fom von Adressen it bestimmten Ausgangssi gnalen. Die Laufzeit im Speicher selbst ist dabei immer konstant. Die Festwertspeicher sind in vielen Fällen wirtschatli cher als umfangreiche kombinatorische Netzwerke. Benötigt wer den aber Wahrheitstabellen bzw. Funktionstabellen zur Pro grammieung. Ein Anwendungsgebiet ist die Wetetabelle der Snusunktionen in enem digitalen Sinusgenerator (Bild 22). Mit enem 1-k-bit-Speicher (128 x 8 bit) wird eine Aulösung von 128 Inkrementen (Teilschritten) zu 8-bit-Binäwoten er reicht; Einen Auszug zeigt Tabelle 1. ·
Bild 19 Mikorechneminimalsystem
Bild 22 Prnzip eines digitalen Snusgenerators
9.
nwendgen
Ein weiteres nwendungsgebiet, vor allem der »Masken«-ROM, Umlaufspeic her
Bild 20 Prinzipielle Anwendung eines Umlaufspeiches Es ist ein arbeitsähiges System, in dem der Festwetspeicher das Programm (Firmware) enthält und der Schreib/Lese-Speicher zur Zwischenspeicheung von Daten dient. Die prinzipielle Anwendung eines Umlaufspeichers, z. B . U352 D, zeigt Bild 20. Zum Datenerhalt benötigt e r eine Taktfre quenz von !n = 10 kHz. Um zu wissen, in welchem Registerteil sich die Infomation befmdet, ist noch ene Zusatzlogik eforder lich. Die dem SR zugeihrten npulse werden parallel in einem n-Bit-Zähler Z mitgezählt. Bei einem defmierten Zählerstand befmdet sich immer die gleiche Infomation am Ausgang. Der Zhlestand wird in · einem Komparator K mit der eingestellten Adrese verglichen. Bei Übereinstimmung erzeugt der Kompara ' tor ein Ausgangssignal. Die gesuchte Infomation befmdet sich in diesem Moment am Ausgang des SR und wird n einem D Flip-Flop zwischengespeichet. Soll eine Infomation enge schrieben werden, so muß beim entsprechenden Zälerstand der Sceib/Lese-nschluß auf Lesen geschaltet werden. Eine einfache digitale Verzögeungsleitung läßt sich duch das Hintereinandeschalten von · Schieberegisten aubauen. Bild 2 1 zeigt eine Verzögeungsleiung von 9 6 bit, die aus drei zusam mengeschalteten 32-bit-Registen aufgebaut ist. Die Verzöge ungszeit ergibt sich aus der Multiplikation der Taktfrequenz mit der Speicherkapazität. Ist die Taktfrequenz z. B. (umgerechnet) 20 JS, so erhält man eine Verzögeungszeit von 96 x 20 JS = 1,92 ms. Durch Änden der Taktfrequenz oder der Speicherka pazität läßt sich die Verzögeungszeit variieren. Eine Verzögeungsleitung läßt sich auch mit einem Umlaufspei cher aubauen, wobei die einzelnen Register dann unabhängig
ist r. Einsatz als Zeichengenerator, obwohl es diese noch teil weise s Standardtypen (z. B. U401 und U402 ) gibt. Decoder schaltungen lassen sich auch leicht mit Feswetspeichen reali sieren. So ist es möglich, n enem Mikrorechnersystem ir die D 1 4611 4 7 zur nsteueung der .Siebensegmentanzeige einen Speicherbereich m ROM u vewenden. Unter den Adressen 0, . . . , 9 (BCD-Code) sind im ROM die Daten ir die Ansteue ung der Anzeige enthalten Tabelle 2). Für die Bildung der Zü fen 0, . . . , 9 werden 10 Byte an Speicheplatz benötigt. Eventuell
Tabele 1
Sinslabelle
Adresse
Grad
Binäwort 07 06 08
05
04
03
02
01
L L
L
L
H H
H
0 1 2 3
0 0,7 1,4 2,1
L L L L
L L L· L
L L L L
L L L L
L L L H
L
L
127
89,3
H
H
H
H
H
H
H
• Tabele
2
1 2 3 4 5 6 7 8 9 x
L
H H
7-Segment-Ke
7-Segment-Dekodieung Datenausgänge
Dezimal- BCD-Kode zahl Adresse
0
H
D C .B A a b c d e f g A1 A6 A5 A4 A3 2 Al AO 01 02 03 04 05 06 o� 08 X
X
X
X
X
X
X X X X
X
X
X
X
X
X
X
X
X
X
X
X
X
X
X
X
X
X
X
beliebiger Pegel
X
X . X
X
X
X
X
x
X
X
X
L L L L L L L L
L L L L
H H H H
L i L H
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L
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L
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H H H H H
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H
L
L
L
L
Kapitel 12 - Speichetechnk
SCHALTUNGSSAMMLUNG
· Vierte Lieferung · 1986
Halbleiterspeicher - eine Übersicht (Blatt 4)
Tabelle 3
·
Blatt
12 -4
Halbleiteseicheyen esicht)
Typ
Zugrifszeit (typ.) ns
Organisation bit
Bemerkung
Inten. Typ
TGL
U202 U215 U225 U253 MH 7 489 KR565 RU 1 U 501 U SOS U551 U 552 U 555 U 352 U 4013
400 100 100 205 60 200 1 000 450 1 000 1 000 450 !,. 0,01 . . . 1 MHz
1 024 X 1 1 024 X 1 1 024 X 1 1 024 X 1 64 X 1 4 096 X 1 256 X 8 1 024 X 8 256 X 8 256 X 8 1 024 X 8 64 X 1 3 200
SRM SRM, OD SRM, TS DRAM TL·SRAM DRAM ROM ROM PROM REPROM REPROM DSR Zeichengenerator 64 Zeichen zu 50 bit Zeichengenerator 64 Z.eichen zu 60 . bit
2 102 A, KR565 RU2
35 333 38 995 38 995 32 060 (CSSR) (S) 32 057 34 815 32 874 35 838 37 787 26 178 33 014
=
2 560
U 4023
1 103 7 489, K 155 RU2 1 302 2 308 1 602 1 702A 2 708
32 059
1 Wotbreite 10 bit, spaltenweise Ausgabe einer 10
Wortbreite 5 bit, zeilenweise Ausgabe eines 8 3 Ablösetyp U 555
2
x
x 5-bit·Matrix 5-bit-Matrix
Ucc
Adr!R eingäne
{
u Do Programmier impul seingang
Date n a usgänge I-eingänge )
DatenaUS Qäne (-einine)
1
1I
Sc hreiben
Adreßein gän
Uss
Chip selektioo Adreß eingang Daten ausgang Adreß eingang Daten e ingang
Jl
NC
Logisces Sym bol Adre ß-
,;. ,, , ,.
1
U ss
u
DD
Uss
Da
1
Logisches Symbol
Ansch l uß be leg un g
A ns c h l ußbeleg ung
u
DD
Prüf e i ngä nge
Adreß- 1 eingang C hip se l e k t i o n
Adreß eingäAge
Daten aus�äne (-einginge )
Logisches Symbol
UGG U BB
Chip selektion Progtam mier i mp ul e inga n g
AnschluR belegung
Schrei en Daten e i n gang Daten ausgang Daten eingang Daten ausgang Masse
}
Uc c
�:;::;
Daten eingang Daten ausgang Daten eingang Oa.t en ausgang
Anschl u ß belegung
L og i s c h'e s Symbol
74 8 9
gewünschte Sonderzeichen können in weiteren Speicherplätzen abgelegt werden. Weitere Möglichkeiten sind Multiplibtion und Division mit gleicher oder unterschiedlicher Stellenzahl oder z. B. das Spei chen verschiedener Melodien einer HausklingeL
6 Senreien
Adre ß eingänge
}�. Chip sel e k t ion Daten ausga ng Daten e i ngang
DO
1 10.
Ucc Masse ! B l A nschtuß betegung
logisches Symbol
u 202
DO
7
Adreß eingänge
Logisches Symbol AnschtuAbetegung
Es sollen di� Daten, Standards (fGL) und Schaltbilder einiger Halbleiterspeicher gezeigt werden. Diese Zusammenstellung gibt kene Auskunt über die Liefemöglichleiten und dient nur zur Infomation. Eine Verbindlichkeit der Daten ergibt sich nur aus dem jeweiligen Standard des Bauelements (siehe Tabelle 3).
iteratur
Chip seleKtion
A dreß eingäne
Daten, Standards und Schaltbilder
U 215, U 225 U 2t 5 01 , U 2 2 5 01
[1] Reinhold Paul; Mikroelektronik. Eine Übesicht. Berlin 1981 [2] Rof-Dieter Klein ; Digitaler Sinusgenerator mit Festwertspei cher. Elektronik (1976), H. 3, S. 92 - 96 Host Pelka ; Was ist ein Mikroprozessor? RPB 82, Franzis Verlag München, 1977 Dieter eitzer; Arbeitsspeicher ür Digitalrecner. Springer Verlag Berlin, Heidelberg, New York, 1975 . Timm ; Im Blickpunkt: ROM's, PROM's und PLA's. Manfred Schlenther; Im Blickpunkt: Bipolare und MOS Schreib-/Lesespeicher (RAM's). Sonderhet der Elektronik Mikroprozessoren - Hardware Datenblätter des Kombinates Mikroelektronik. TGL-Blät ter.
