Universitatea Politehnica din Bucuresti Facultatea de Electronica, Telecomunicatii si Tehnologia informatiei
Proiect DCE
Student: Grupa: 435A
Coordonator proiect: Prof. Florin Draghici
TEMA DE PROIECT:
Sa se proiecteze un oscilator RC cu punte WIEN avand urmatoarele caracteristici:
a)Frecventa de oscilatie reglabila in intervalul 4-400 ( KHz ). b)Sarcina la iesire Rl=12,5 ohm. c)Control automat al amplitudinii de oscilatie realizat cu termistor. d)Amplitudinea oscilatiei la iesire de 16V.
Circuitul va fi alimentat de la un stabilizator cu reactie si element regulat /serie
Bibliografie:
www.dce.pub.ro Dispozitive si circuite electronice-Dan Dascalu
CUPRINS
CAP I - Generalitati CAP II - Schema bloc a circuitului CAP III - Schema electrica de detaliu si calculele de dimensionare 1 Amplificatorul de baza 2 Reteaua de reactie negative 3 Puntea Wien
CAP I Generalitati Oscilatoare Armonice Conditiile de oscilatie. Criteriul Barkhausen Oscilatorul armonic este un circuit electronic care genereaza un semnal sinusoidal, pe baza energiei furnizate de sursa de alimentare. In figura 1 se prezinta schema bloc a unui amplificator cu reactie pozitiva, care poate deveni oscilator in anumite conditii.
In schemele bloc de mai sus, semnalele notate cu i X pot pot fi tensiuni sau curenti. Amplificarea cu reactie rezulta:
Amplificatorul cu reactie pozitiva din Fig.1 devine oscilator daca fara semnal aplicat la intrare (Xi=0)se obtine semnal la iesire ( X2<>0 ), ceea ce echivaleaza cu conditia:
Aceasta duce la conditia Barkhausen:
Intuitiv, aceasta formula implica reproducerea semnalului pe bucla de reactie pozitiva. In general atit amplificarea A cit si factorul de transfer al retelei de reactie ß sunt marimi complexe, astfel incit relatia Barkhausen intre numere complexe este echivalenta cu doua conditii reale:
a) conditia de amplificare b)conditia de faza
Frecventa de oscilatie osc ω se determina din conditia de faza. Din conditia de modul se determina amplificarea minima necesara pentru producerea oscilatiilor. Clasificarea oscilatoarelor: 1 Dupa principiul de functionare: -oscilatoare cu reactie negative -oscilatoare cu rezistenta negative 2 Dupa domeniul de frecventa -oscilatoare cu audiofrecventa(de la _Hz la 100 KHz) -oscilatoare de radio frecventa (de la 100 KHz la 1GHz) -oscilatoare de microunde(peste 1GHz) 3 Dupa natura retelei de reactie selective: -oscilatoare RC(audio frecventa) -oscilatoare LC(radioa frecventa si microunde)
Oscilatoare RC
Dupa tipul retelei utilizate oscilatoarele RC pot fi clasificate in urmatoarele grupe: -oscilatoare cu retea WIEN -oscilatoare cu retea de defazare -oscilatoare cu retea dubla Alte tipuri
Reteaua Wien Structura retelei Wien cu atac in tensiune in forma generala este data mai m ai jos:
Comportarea in frecventa a circuitului poate fi intuita tinand cont ca la frecvente joase condensatorul C1 reprezinta o intrerupere , iar la frecvente inalte C2 scurcircuiteaza la masa semnalul de la iesire . Astfel la frecvente extreme circitul are caracteristica de transfer nula in sensul ca la aceste frecvente circuitul “nu lasa sa treaca nimic”.Rezolvand analitic se obtine un factor de transfer
FW(ω )=
Uies Uin
(ω ) (ω )
1
= 1 + R1 + C 2 + j ( R 2
C 1
R C 2
ω 1
−
1 R C 1
).
ω 2
Maximul acestei functii de ω este la frecventa la care termenul j (
este nul , adica ω 0=
R C 2 −
ω 1
1 R1 R 2 C 1C 2
1 R C 1
)
ω 2
. La acesata pulsatie defazajul introdus de retea este nul. Si
acest aspect este important , pentru ca defazajul introdus de retea poate influenta caracterul reactiei (de exemplu , daca s-ar introduce un defazaj de 90 ° reactia nu ar mai fi pozitiva ci negativa). Alura caracteristicii de transfer F W(ω ) si a defazajului Φ W(ω ) introdus de reteaua Wien este data in figura de mai jos:
In practica se aleg cele doua rezistente respectiv cele doua condensatoare de valori egale astfel incat R 1=R 2=R iar C1=C2=C . In acest caz se obtine pentru caracteristica de transfer a amplificatorului , la frecventa f 0=ω 0/2Π valoarea de 1/3 adica atenuarea minima a retelei Wien este de 3 ori. Rezulta ca , pentru a indeplini conditia lui Bakhausen , care este in cazul nostru: F W(ω ) ⋅ Av =1 trebuie realizat un amplificator cu amplificarea A v=3. De o importanta deosebita sunt si aspectele legate de impedantele de intrare si iesire ale retelei Wien , care trebuie sa satisfaca anumite relatii impreuna cu impedantele de intrare , respectiv de iesire ale amplificatorului . Aceste relatii r elatii sunt legate de conditiile de idealitate in care a fost dedusa analitic caracteristica de transfer a retelei . In aceste conditii de idealitate , impedanta de iesire a amplificatorului ( considerat ca generatorul care ataca reteaua ) a fost considerata nula , iar impedanta de intrare la borna neinversoare a amplificatorului amplificatorului (considerata ca sarcina a retelei Wien) a fost considerata infinit de mare (reteaua in gol). Cum aceste valori nu pot fi obtinute , se va cauta ca rezistentele de intrare , respectiv iesire ale amplificatorului sa satisfaca conditiile de idealitate prin inegalitatile: R amplificator iesire << R Wienintrare R amplificator intrare>>R Wieniesire
CAP II Schema bloc a circuitului: circuitului:
Se pot identifica urmatoarele blocuri componente: - Amplificatorul de baza; - Reteaua Wien (R1, R2,C). Relatia de dimensionare pentru aceasta este: fosc = 1/(2IIRC). Elementele acestei retele se vor alege astfel incat sa fie acoperita gama de frecvente indicata indiferent de tolerantele componentelor. (Atentie R2 este un potentiometru dublu pentru a permite reglajul simultan al bratelor puntii; se poate folosi ca elemnt de reglaj si un condensator dublu C pentru temele cu frecvente relativ mari). - Reteaua de reactie negativa R3, R4. - Rezistenta de sarcina RL.
CAP III Proiectarea amplificatorului operational
2.1 Detalii de proiectare
Estimam mai intai tensiunea de alimentare: -tensiunea de alimentare va trebui sa fie destul de mare astfel incat incat amplificatorul sa poata livra in rezistenta de sarcina tensiunea necesara. Deoarece etajele de iesire in clasa AB au un randament in jurul valorii de 78% teoretic , vom calcula , pentru un randament de 60% (uzual in practica) , tensiunea de alimentare diferentiala necesara: VCC=
100 60
⋅ a ⋅ U int =100/60⋅ 20⋅ 0,6V=20V v
Deci tensiunea de alimentare va fi de ± 20V
Tranzistoarele din etajul diferential de intrare Q 1,2 vor functiona in mod simetric la un curent mai mic decat IDSS/2 (Q1,Q2,Q3 se aleg de tip BF256 cu parametri de catalog IDSS=6...10 mA, V T=-1..-3V, VDsmax= 30V) pentru a putea permite maximum excursiei asimetrice in curent intre tranzistoare .
Suma curentilor de drena ai Q 1,2 este: I D1+I D2=I D3 Curentul I D3 este dat de ecuatiile : I D3=
−V
GS
3
R7 2
si
V I D3=I DSS3 1 − GS 3 V T
Presupunand pentru parametrii I DSS ,VT valorile tipice: I DSS=8 mA respectiv VT = -2V rezulta ID3=2 mA. In cazurile cele mai defavorabile avem: (IDSS = 6mA, VT = -3V) => ID3 ≈ 1,6mA (IDSS =10mA , VT= -1V) => I D3 ≈ 2,8 mA deci intotdeauna tranzistoarele de intrare Q 1,2 vor functiona la un curent static de drena mai mic decat IDSS/2. Curentul prin Q 1 este dat de expresia : I D1=
V BE 4 R 2
Alegem Q4 de tip BC 177 (pnp de mica putere) la care ,conform curbelor de catalog, VBE= 0,5..0,7 0,5..0,7 V pentru I c =10 mA (la t=25 °C).Tinand seama de toleranta lui R 2 (5%), putem determina : ID1min =0,8 mA si ID1 max =1,2 mA intotdeauna avem un curent diferit de 0 prin Q 2 . Curentul prin Q 4 ≈ IDSS5 (BF 256 ,I DSS5=6..10 mA) Compensarea functionarii nesimetrice a Q 1,Q2 se va face prin R 1. Alegem R 1 =1k Ω (20%), deoarece ,in cel mai nefavorabil caz (R 1min, ID3min) se poate compensa o tensiuune de 1,12 V ,mai mare decat diferenta (VGS1 –VGS2)max= 0,8 V Dioda D asigura functionarea Q 1,2 la aceeasI tensiune V DS. Curentul static prin Q 6,7 va fi ales suficient suficient de mare astfel incat sa avem avem un β stabil pentru tranzistoare iar curentul de baza al tranzistoarelor tranzistoarelor sa fie neglijabil in raport cu acesta . Circuitul “super-dioda” format din Q 8, P, R 4 are rolul compensarii neliniaritatilor la comutarea de pe un tranzistor final pe celalalt si al fixarii curentului de mers in gol pentru etajul final . Tensiunea V CE8 este data de expresia R4
V CE8 CE8=V BE8
+ P
P '
Unde P’ este rezistenta din bratul lui P de langa R 4 ,plus R 4 .Alegem Q8 de tipul BC107 (npn de mica putere putere ) la care , conform curbelor de catalog , V BE =0,5..0,7V la I C =10 mA (la t=25°C). Tinand seama de tolerantele componentelor ,V CE8 se poate regla in intervalul 0,54,8V. Q8 se va monta pe acelasi radiator cu tranzistoarele finale pentru ca super dioda sa copieze driftul termic al acestora acestora si curentul de mers in gol al etajului final sa nu se modifice modifice . Etajul final este in clasa AB. Tranzistorul final de tip npn este un Darlington (Q 11,12) si va suporta , in cel mai defavorabil caz, 3A la o tensiune CE de circa 15V . Alegem Q 11 BC107 ( β >100,VCB0= 25V, I Cmax =100 mA) si Q12 2N3055 (P max=117W, VCB0=80V, ICmax=11A, β =15..100). Tranzistorul echivalent are β >1500 deci, la curentul maxim ,I b< 2 mA deci negijabil in raport cu I C6 . Tranzistoarele au ambele tensiuni de strapungere superioare celor ce pot aparea in montaj. Curentul maxim suportat de Q 11 este de 200mA < ICmax. Puterea disipata de tranzistorul echivalent este aproape in intregime localizata la nivelul Q12 si in cel mai defavorabil caz este circa jumatate din puterea in sarcina (13,5 W) deci acest tranzistor nu se poate distruge . Tranzistorul final tip pnp este in configuratie Super G (Q 13,14) si va suporta in cel mai defavorabil caz 3A sau o tensiune CE de circa 15V. Alegem Q 13 BC177 (β >100,VCB0= 25V, ICmax =100 mA) si Q 14 2N3055. Tranzistorul echivalent are β >5000 deci, la curentul maxim ,I b<2 mA deci negijabil in raport cu I C6 .Acest tranzistor disipa tot 13,5W , deci nu se poate distruge. Rezistentele R 13,14 13,14 (1 k Ω ) se aleg astfel incat sa forteze curent prin tranzistoarele de mica putere si atunci cand curentul prin tranzistorul tr anzistorul echivalent este mic (pentru a evita scaderea lui β odata cu cresterea sarcinii). {n acelasi timp ele evita amplificarea curentilor reziduali ai Q 13,11 prin finalii de putere. |inand seama de tolerantele tensiunii V BE si ale rezistentelor R 13,14 13,14 (± 20%) rezulta curentii minimi pentru perioadele de conductie de la care se deschid finalii de putere ti anume 0,5V/1,2k Ω =0,4mA. Circuitul de protectie pentru tranziostorul final npn va limita curentul de baza al acestuia la depasirea limitei de 3,5 A. Pentru acest sistem de protectie este necesar ca in caz de suprasarcina, pe R 11 11 sa cada o tensiune mai mare de 0,8 V necesara deschiderii lui Q 9 (uzual npn de mica putere). Alegem Q9 BC107 ,la care, conform curbelor de catalog , V BE on=0,5..0,7V .Pentru siguranta deschiderii lui Q 9 alegem R 11 11=0,68 Ω (20%). La o suprasarcina de 2,5 A la bornele ei va apare ,in cel mai defavorabil caz ,o tensiune de 1,3V. Aceasta tensiune va fi preluata de divizorul rezistiv R 9 care se va calibra in funtie de parametrii concreti ai Q 9 . {n mod identic rezulta sistemul de protectie al tranzistorului final pnp. Curentul de mers in gol al etajului se regleaza din tensiunea V CE8 , deoarece. VCE8= VBE11+VBE12+(R 11 11+R 12 12) Igol+VEB13
Curentul Igol se alege la circa 1/20 din curentul maxim (in acest caz , aproximativ 0,06A). Rezulta ca avem nevoie, in cel mai nefavorabil caz-(toate V BE sunt maxime iar
toleranta rezistentelor este 20% ) de o tensiune de circa 4,8V , tensiune ce se poate obtine din reglajul R 6 . -Amplificarea in bucla deschisa , a v: In calculul acestor marimi tinem cont ca de fapt numai primele doua etaje(Q1-Q2 respectiv Q4) amplifica , celelalte fiind de fapt repetoare pe emitor cu amplificarea foarte foarte apropiata de unitate: Amplificarea primului etaj , Q1-Q2 este , conform [1] , cap 3.5 de
−
1 2
⋅ g m ⋅ ( R 2 // 1
r π 4 )
Amplificarea celui de al doilea etaj este de :-g m4⋅ (r o5 o5/r in10 in10) Amplificarea va fi deci , a v=
1 ⋅ g m ⋅ ( R 2 // r 4 ) ⋅ g m 4 ( r 05 // r in10 ) 1 2 π
Calculam: 2
=
g m 4
= 40 I C 4 = 40 mA / V
r π 4
=
V p
β 4 g m 4
I D ⋅ I DSS
=
=
2 2
g m1
125 125 40 mA / V
0,5mA ⋅ 8mA
= 2mA / V
= 3125 Ω
r o5 o5 este rezistenta sursei de curent realizata cu Q5 , si are , conform i1s o valoare de ordinul sutelor de M Ω r in 6
≈ β 6 β 11β 12 ⋅ R = 125 ⋅125 ⋅ 70 ⋅100 Ω = 110 M Ω L
1
Rezulta a v= ⋅ 2mA / V ⋅ (470 Ω // 3 K Ω) ⋅ 40 mA / V ⋅100 M Ω=180000. 2
Rezistenta de intrare este de 10M Ω data practic de R1. Rezistenta de iesire este: r 0
≈
V A
r o 4
β 6 β 11 β 12
=
I C
125 125 70 ⋅
g m1
=
g m 4
=
r π 4
=
2 V p
I D ⋅ I DSS
=
40 I C 4
=
β 4
125 125 40 mA / V
g m 4
=
100V
2 2
⋅
=
8mA 1093750
0,5mA ⋅ 8mA
40 mA / V = 3125 Ω
=
= 0,01Ω
2mA / V
Proiectarea retelei de reactie negative
Amplificarea in bucla inchisa a etajului este data de formula Av formula Av = (R1+Rt)/R1. (R1+Rt)/R1 . Pentru acest tip de oscilator in regim permanent, Av=3 permanent, Av=3 si deci, Rt/R1 = 2. Pentru stabilizarea amplitudinii de oscilatie, una din rezistentele retelei de reactie negative trebuie sa fie neliniara. Astfel, pe schema din fig. 2, rezistenta Rt este Rt este un termistor cu coefficient negativ de temperatura la care rezistenta scade cu cresterea tensiunii aplicate. Astfel, daca tensiunea la iesirea generatorului tinde sa creasca, termistorul se incalzeste si rezistenta lui scade aducand cu sine scaderea valorii amplificarii Av amplificarii Av sub sub valoarea de regim permanent. Tensiunea efectiva pe termistor se determina cu relatia:
unde V0 este V0 este amplitudinea tensiunii la iesire, in cazul acesta 16V. Rezulta pentru Vt valoarea aproximativa de 7,52V. Pentru un termistor NTC Philips 6343 de pe caracteristica Vt = f(It) se determina It de It de aproximativ 4mA, rezultand valoarea rezistentei nominale Rt = 7.52/4mA = 188 ohmi. Din relatia Rt/R1 = 2 rezulta valoarea nominala a rezistentei R1, 94 ohmi. Pentru asigurarea posibilitatii de ajustare a amplitudinii tensiunii de iesire, R1 va fi un potentiometru de valoare 500 ohmi. Deoarece rezistenta la temperatura ambianta a termistorului este Rt0 = 4.7 k rezulta la pornire Av > 3 (conditie necesara pentru pornirea oscilatorului).
Proiectarea stabilizatorului: Vom realiza stabilizatorul de tensiune pozitiva cu circuitul β A 723C dupa urmatoarea schema:
Cea de tensiune negativa:
Rezistentele R1,R2 precum si T1,T2 sunt identice identice pentru ambele ambele scheme. Alegem T1=BD135 cu (V CE,max=45V,Pd=6,5W,Imax=2A),T2=2N3055 R1,R2 se aleg asfel incat sa divizeze divizeze tensiunea de de iesire de la valoarea de 15V la valoarea de 7,15V , necesara la intarea circuitului integrat. Alegem R1=25K Ω , iar R2=22K Ω .
In acest caz tensiunea de la iesire are valoarea : U
+
= 7,15
25 + 22 22
= 15,275V
Proiectarea retelei WIEN
Schema retelei Wien este data mai jos:
Se calculeaza analitic impedantele de intrare ale retelei Wien la ω 0:
R Wienintrare= R Wien iesire =
3 R 2
2R 3
Astfel se va proiecta amplificatorul , astfel incit conditiile de mai sus sa fie f ie indeplinite. Luam fmin=4kHz si fmax=400kHz
1
f min min> 2π R
maz
1
C
si f max max< 2π R
min
C
.
Asa cum se vede in figura figura potentiometrele potentiometrele P variaza sincron sincron (fizic ele au cursoarele montate montate pe acelasi ax) iar cand cursorul e la minim, rezistenta potentiometrelor este nula iar R=R min. Cand cursorul e la maxim R=P max+Rmin , unde P max este valoarea maxima pe care o poate lua potentiometrul P.
f=
1 2π RC
.alegem C=1nF rezulta Rmin=39,808 Kohm si Rmax=398,08 ohm
Potentiometrul se alege de 39,808 Kohm. Kohm.
