Güç Elektroniği Dersi İçin Kaynaklar Power Electronics, Converters, Applications and Design (Ned Mohan, Tore Undeland, William P. Robins) Power Electronic, Control of AC Motors (JMD Murphy, FG Turnbull Pergamon) Pergamon Press 1989 Power Electronics (Cyrill Lander) Mc Grown Hill Book Company
GÜÇ ELEKTRONİĞİ Çeviriciler, Uygulamalar ve Tasarım (2. Basımdan Çeviri) Ned Mohan, Tore M. Undeland, William P. Robbins Güç Elektroniği (Doç.Dr. Osman GÜRDAL) Nobel Yayın Dağıtım ODTÜ, İTÜ, Boğaziçi üniversitelerinin Güç Elektroniği ders notları
GÜÇ ELEKTRONİĞİ: Anahtarlar olarak yarıiletken araçları kullanarak değişik değerlerde yük karakteristikleri oluşturmak için elektriksel gücü kontrol etme bilimidir. Güç elektroniği uygulamalarının güç sahası: 10 W → 2000 MW (HVDC)
Güç elektroniği devrelerinin verimi çok yüksektir. %80’lik bir verim bile düşük kabul edilmektedir.
Ana Uygulama Alanları Güç elektroniği motor sürücüleri Kesintisiz güç kaynakları (UPS) Yüksek gerilim DC iletim (HVDC) Raylı sistemler Ev aletleri üretimi
Yarıiletken Güç Anahtarları Diyot: Diyotlar tüm güç seviyesinde kullanılırlar (5000 V, 5000 A).
Tek bir kristaldeki p ve n tipi silikon arasındaki bir jonksiyon, p-n jonksiyonunun temelini oluşturur. Diyot, iki uçlu elektronik anahtar olarak göz önüne alınabilir. Anot katoda göre pozitif iken anahtar kapalı veya iletimde ; anot katoda göre negatifken ise anahtar açık veya iletmiyordur. Yukarıdaki şekilde sağ taraftaki n-tipi yarıiletken sadece saflığı bozan verici atomlarla temsil edilir. Bunlar daire içine alınmış pozitif yüklü atomlar ve onlara ilişkin serbest elektronlarla temsil edilir. Atom yapının bir parçasıdır ve hareketsizdir. Halbuki elektron serbest taşıyıcıdır.
Benzer olarak sol taraftaki p-tipi yarıiletken saflığı bozan alıcı atomlarla temsil edilir ve ve bunlar daire içine alınmış hareketsiz negatif iyonlarla hareketli pozitif taşıyıcılar veya deliklerdir. Böylelikle jonksiyonun sağ tarafında yüksek konsantrasyonda elektronlar ve sol tarafında yüksek konsantrasyonda delikler vardır. Uygulanmış bir elektrik alanı olmasa bile yüksek konsantrasyonlu bölgeden düşük konsantrasyonlu bölgeye yayılarak hareket etmek için taşıyıcılarda bir eğilim vardır. Böylece serbest elektronlar ve delikler jonksiyonun her iki yanına yayılarak yeni bir form oluştururlar. Bu durumda jonksiyonun her iki yanındaki hareketli taşıyıcılar sayesinde bölge yoğunluğu azalacak ve hareketsiz yüklü atomlar karşı karşıya gelecektir.
Bölgedeki bu azalma yada boşluk şarjı, ilave çoğunluk taşıyıcılarının yayılmasına karşı potansiyel bir bariyer oluşturan jonksiyonda bir elektrik alanı üretir. Diyot, jonksiyonun p tarafını pozitif n tarafını negatif yapan harici bir gerilimin uygulanması ile ileri yönde polarır. Bu gerilim sonucu elektrik alanı azalmış bölgeyi daraltarak potansiyel bariyeri azaltır. Yeterli enerjili çoğunluk taşıyıcıları azaltılmış potansiyel bariyerinden yayılarak jonksiyondan ileri yönde bir akım akar. Harici gerilimin arttırılmasıyla bu akım azaltılmış bariyer kaybolana kadar artar ve sonuçta ileri yönde çok büyük bir akım akarak diyot iletime geçer.
Harici bir kaynakla diyot ters polartıldığında (anot negatif, katot pozitif) n bölgesindeki hareketli elektronlar ve p bölgesindeki delikler jonksiyondan uzağa doğru çekilir. Böylece azaltılmış tabak genişler ve bunun sonucunda potansiyel bariyer artarak jonksiyondaki çoğunluk taşıyıcıların yayılımı önlenir. Bununla birlikte bazı azınlık taşıyıcıları (silikon atomların ısıl iyonizasyonundan dolayı) jonksiyonun her iki tarafında mevcut olur (n bölgesinde delikler, p bölgesinde elektronlar). Jonksiyondaki elektrik alanı jonksiyon uçlarındaki bu azınlık taşıyıcılarının akmasına yardım eder ve bunun sonucu ters polarmış p-n jonksiyonunda küçük bir sızıntı akımı oluşur.
P ve N tipi yarıiletkenlerin oluşturulması N-Tipi: Silikon peryodik tabloda IV. Gurupta yer alan bir elementtir ve en dış yörüngesinde 4 tane elektronu mevcuttur. En dış yörüngesinde 5 tane elektronu olan V. Guruptan (Azot, fosfor gibi) bir element eklenirse kristal yapıda bir serbest elektron oluşur. Serbest elektronlar iletimi sağlarlar. Negatif olarak şarjlı olan elektronun oluşturduğu element N-tipi yarıiletken olarak bilinir.
P ve N tipi yarıiletkenlerin oluşturulması P-Tipi: Eğer silikona III. Guruptan (Baron, Al, Ga gibi) saf olmayan bir element eklenirse yani en dış yörüngesinde 3 tane elektronu olan element, bu durumda kristal yapıda boşluk yada delik oluşur ki bu yapı elektron almaya elverişli olur.Bu boşluğun pozitif şarjlı olduğu göz önüne alınabilir. Bu da oldukça iyi bir iletkenliğe müsaade eder. Bu tip malzeme P-tipi yarıiletken olarak bilinir.
P-tipi silikonda delikler çoğunluk taşıyıcılarını oluşturur. Serbest elektronlar ise azınlık taşıyıcılarını oluşturur. N-tipi silikonda elektronlar çoğunluk taşıyıcılarını oluşturur. Isıl olarak üretilen delikler ise azınlık taşıyıcılarını oluşturur.
Diyotun statik karakteristiği Diyot iletim modundayken akımdan bağımsız ileri yönde bir gerilim düşümüne sahiptir. Bu gerilim silikon diyot için yaklaşık 1 V’tur. Güç kaybı ileri yöndeki akım ve gerilimin çarpımı ile belirlenir. Yukarıdaki şekilde geri yöndeki karakteristik azınlık taşıyıcılarından dolayı oluşan küçük bir sızıntı akımını gösterir. Eğer diyota ters yönde aşırı bir gerilim uygulanırsa diyot delinir. Bu gerilime VRRM tekrarlamalı tepe ters gerilimi yada kısaca devrilme gerilimi denir.
P-N diyodunun sürekli durum karakteristiği
Hızlı Düzelmeli Diyotlar İletim modunda çoğunluk taşıyıcıları p ve n bölgelerinden diğer tarafa jonksiyon üzerinden azınlık taşıyıcıları olarak geçer. Diyot bu taşıyıcıları uzaklaştırmadıktan sonra zıt yöndeki gerilimi bloke edemez. Bu nedenle zıt yönde uygulanan gerilimden dolayı ters yönde yüksek akıma neden olan kısa bir aralık mevcut olur. Bu aralığa ters düzelme zamanı denir. Bu zaman diyotun kullanım yeri ve tipine göre değişir.
Hızlı Düzelmeli Diyotlar
QRR: Ters düzelme yükü IRR: Ters düzelme akımı tRR: Ters düzelme zamanı
Yavaş diyotlarda tRR ≈ 50 µs : 50 Hz’lik doğrultucularda kullanılır. Hızlı diyotlarda tRR ≈ 30 ns ila 100 ns : SMPS uygulamalarında ve diğer yüksek anahtarlamalı uygulamalarda kullanılır.
Schottky Diyotlar Çok hızlı diyotlardır. İleri yönde küçük bir gerilim düşümüne sahiptir (≈ 0.4 V) Düşük gerilim yüksek akım SMPS’lerde çok kullanılır. 100 V’a kadar (200 A) mevcuttur.
TRİSTÖR (SCR) Tristör veya Silikon Kontrollü Doğrultucu (SCR) 1957’de General Electric Company (USA) tarafından piyasaya sürüldü. Şekilde görüldüğü gibi tristör 4tabakalı bir p-n-p-n silikonudur.
Ana uçtaki elektrodlar tabakaların iki ucuna yerleştirilmiştir. p-tipi emiter anot, n-tipi emiter ise katottur. İki iç tabaka baz tabakası olarak bilinir. Kontrol elektrodu veya gate p-tipi iç tabakaya yerleştirilir. Negatif anot-katot gerilimi uygulandığında orta jonksiyon ileri yönde polarır fakat dıştaki diğer iki jonksiyon ters polarır. Bu yüzden tristörün ters polarma karakteristiği silikon diyota benzerdir. Tristörde de küçük bir sızıntı akımı kritik ters bozulma gerilimi aşılıncaya kadar akar. Daha fazla bir ters gerilim uygulandığında ise tristör patlar. Tristöre pozitif anot-katot gerilimi uygulandığında orta jonksiyon ters polardığından küçük bir sızıntı akımı akar. Eğer uygulanan gerilim arttırılırsa (ileri yöndeki kritik devrilme gerilimini aşana kadar, VBO) tristör iletim pozisyonuna geçer. Fakat bu tetikleme mekanizması genellikle kullanılmaz. Genel bir metot olan kapı tetiklemesi, gate-katot jonksiyonu J3 ‘ü ileri yönde polartan küçük bir harici kapı akımı enjekte edilerek yapılır. Bu akım, ileri yöndeki devrilme gerilimini azaltır.
İki Tranzistör Analojisi
Yukarıdaki şekilde herbir tranzistörün kollektörü karşılıklı olarak birbirinin bazı ile birleştirilmiştir. Her bir tranzistörü saturasyona sürecek pozitif bir geri besleme vardır. Böylece pozitif gate akımı n-p-n tarnzistörün iletime girmesini sağlar, bunun sonucu olarak kollektör akımı, Ic2 akar. Bu akım p-n-p tranzistörünün baz akımı olur ve sonucunda Ic1 akımı akmaya başlar. Ic1 aynı zamanda n-p-n tranzistörünün baz akımı olduğundan tristör hep iletimde tutulur. Yani harici gate sürücüsü kullanılmasa dahi tristör iletimde kalır. Genelde tristör pozitif bir anot katot gerilimine sahipken her bir tranzistör normal durumdaki gibi polarır ve ortak baz akım kazancına (α) sahiptir. (α=IC/IE). Böylece p-n-p tranzistörü için, α1 e1 emiterine enjekte edilen delik akımının bir parçasıdır. Eğer I, e1 emiterine giriş yapan harici akım ise kollektör akımı; I1CO : Tranzistörün kollektör sızıntı akımı
Benzer olarak n-p-n tranzistörü, c2 kollektörüne ulaşan e2 emiterine enjekte edilen elektron akımının parçası olan α2 akım kazancına sahiptir. Böylece;
I
2CO
: n-p-n tranzistörünün kollektör sızıntı akımı
Kollektör akımlarının toplamı harici akım I’ya eşittir.
I
CO
: Tristörün toplam sızıntı akımı
Eğer α1 ve α2 akım kazançları küçükse tristör akımı sızıntı akımı ICO’dan çok az daha büyük olacak ve bu yüzden tristör ileri yönde tutma durumunda olacaktır. α1+α2 akım kazançlarının toplamı yukarıda bahsedilen metotlardan biri vasıtasıyla arttırılmadıkça tristör bu kesim konumunda kalacaktır. Yukarıdaki denklemden de görüldüğü gibi, α1+α2 1’e yaklaştığında tristör akımı sonsuza yaklaşacaktır. Pratikte harici devrenin direnci akım akışını sınırlamalıdır. Çünkü iki tanzistörde saturasyondadır ve tüm jonksiyonlar ileri yönde polarmıştır. Bu koşullar altında p-n-p-n elemanı çok küçük bir empedansa sahiptir ve iletim durumundadır.
Tranzistörün α akım kazancı emiter akımının bir fonksiyonudur. (α=IC/IE). Bu yüzden eğer herhangi bir tranzistörün baz-emiter jonksiyonu ileri yönde polarırsa α1+α2 akım kazançlarının toplamı artacak ve sonuçta tristör iletime girecektir. Genelde tetikleme için n-p-n tranzistörünün bazı kullanılır. Eğer yük akımı tutma akımından küçük olursa yani α1+α2 < 1 ise, tristör iletim pozisyonunu devam ettiremez ve tristör yeniden ileri yönde tutma konumuna geçer.
Tristörün Çalışma Bölgeleri Tristörün üç çalışma bölgesi vardır: 1- Tristörün negatif tutma bölgesi ( UA< 0) 2- Tristörün pozitif tutma bölgesi ( UA> 0, IA< IH) 3- İleri yönde iletim bölgesi ( UA> 0, IA> IH)
Tristörün Dinamik Davranışları
Tristörün iletime girmesi olayı Tristörün kesime girmesi olayı
Tristörün iletime girmesi 1- Kapı akımı ile tetikleyerek iletime girmesi 2- İsteğimiz dışı iletime girmesi i) Tristör uçlarındaki gerilimin tristörün ileri yönde tutma gerilimi UBO’ı aşması ile iletime girmesi ii) UA geriliminin değişim hızının belli bir değeri aşması sonucuyla iletime girmesi ( dUA/dt) iii) Tristörün ısınarak iletime girmesi
i) Tristör uçlarındaki gerilimin tristörün ileri yönde tutma gerilimi UBO’ı aşması ile iletime girmesi
UA≥ UBO durumlarında tristör devrilme gerilimini aşarak iletime girer. Bu durum istenmeyen bir durumdur. Bu özellik kullanılarak Schottky diyotlar yapılır.
ii) UA geriliminin değişim hızının belli bir değeri aşması sonucuyla iletime girmesi ( dUA/dt)
Tristör ileri yönde polarmış ise;
C2 kondansatörünün yükü Q2 ise ve uçlarındaki gerilim UA ise herhangi bir t anındaki yük;
t + ∆t anında
kadar artıyorsa;
Her iki tarafı ∆t’ye bölersek;
∆t=dt ise
dC2/dt’nin (kapasitenin değişim nedeni plakaların değişmesidir) etkisi küçük olduğundan dC2/dt ihmal edilebilir.
dUA/dt değeri tristörlerin kataloglarında verilir. Bu değerler tristörün tipine bağlı olarak 10-200 V/µs arasında değişir.
iii) Tristörün ısınarak iletime girmesi Tristör ısındığında UBO gerilimi düşmekte ve UA≥UBO şartı yerine geldiği an tristör kendiliğinden iletime geçmektedir.
Tristörün Susturulması 1.
2.
Ters kapı akımı ile trsitörü susturmak. Bu susturma işlemi küçük güçlü tristörlerde kullanılır. Bu tip tristörler GTO olarak arttırılır. Komütasyon gerilimiyle susturma. Bu susturma tekniği DC kıyıcalar konusunda detaylı olarak ele alınacaktır. Ancak temel prensip önceden şarj edilmiş bir kapasiteyi tristörün susturulmasının istendiği anda tristör uçlarına ters yönde bağlanmasıyla kapasitenin tristör üzerinden deşarj edilmesi prensibine dayanmaktadır.
Tristörün Statik Karakteristiğinin Çıkarılması
1.
2.
K1 kapalı K2 açıkken Ub’yi kademe kademe arttırarak ampermetreden geçen akım okunur. Ia akımındaki değişim belli bir gerilime kadar çok az olur. Gerilim öyle bir değere getirilir ki o anda akım çok büyük bir değere ani olarak yükselir. Bu gerilime tristörün ileri yönde devrilme gerilimi denir (UBO). UB gerilimi minimuma getirilir ve K1 ve K2 anahtarları kapatılır. Ug gerilimini ayarlayarak kapı akımı da ayarlanır. Bu akım herhangi bir Ig akımına getirilerek Ub gerilimi arttırılır. Ub geriliminin belirli bir değerinde tristör akımı ani olarak artarak trisitör iletime geçer. Bu gerilim tristörün devrilme geriliminden daha küçüktür. Kapı akımının değeri büyüdükçe tristörü iletime geçiren Ub geriliminin değeri de küçük olur.
TRİYAK İki tristörün anti-paralel bağlanmasıyla meydana gelmiş bir elemandır. Triyaklar her iki yönde de iletimde olabilirler.
GÜÇ TRANSİSTÖRLERİ (BJT) Artık günümüzde eskisi kadar yaygınca kullanılmayan bir eleman. 600 A, 1400 V’luk transistörler mevcuttur. İletime ve kesime girme hızları 10 µs ila 20 µs civarındadır. En büyük dezavantajları düşük akım kazançları (10 civarında) ve sürekli bir baz akımına ihtiyaç duymalarıdır. Bunun yanında avantaj olarak baz akımları kesildiğinde kolayca kesime girerler.
Transistörlerin baz akım kazançlarını arttırmak için kendi aralarında “darlington” veya “trplington” olarak bağlanabilir. Fakat bu durum transistörlerin anahtarlama hızlarının yavaşlamasına neden olur.
Darlington veya trplington bağlantının diğer bir dezavantajı ise; kollektör-emiter saturasyon gerilimi tek bir transistörünkinden daha yüksektir. Sonuçta iletim yönündeki güç kaybı daha fazla olur.
GÜÇ MOSFETİ Gerilim kontrollüdür ve çok hızlı elemanlardır. İletime ve kesime girme süreleri 10ns-100ns civarındadır. İletim kayıpları fazladır. Sınır güç oranları yaklaşık 50A’de 600V’tur (800V,10A veya 60V,100A). SMPS ve otomobil elektroniğinde kullanılırlar. MOSFET’in iletim durumundaki gerilim düşümü sabit değildir. Çünkü iletim durumunda RDS kanal direncine sahiptir. Bu direnç belli bir boyut için anahtar geriliminin bir fonksiyonudur.
IGBT MOSFET ve Güç Transistörlerinin bir kombinasyonudur. MOSFET’in hızlı anahtarlama özelliğine, güç transistörün yüksek güç kabiliyetine sahiptir ve IGBT de MOSFET gibi gerilim kontrollüdür. 250V’dan 4500’a kadar ve 1000A’e kadar üretilirler. Anahtarlama hızları 400ns1000ns arasındadır. 5kW-500kW arasındaki motor sürücülerinde kullanımları oldukça popülerdir. 6,5 kV’luk IGBT yakında çıkacaktır.
GTO Küçük bir gate akımıyla iletime girerken, negatif gate akımıyla kesime girerler. Ayrıca kesime girme akım kazançları oldukça düşüktür (4-5). Yani 4000V, 3000A’lik bir GTO’yu kesime sokmak için 750A’lik bir gate akımı gereklidir. Çok büyük snubber devreleriyle birlikte kullanılmak zorunda olduklarından anahtarlama frekansları 12kHz civarındadır. AC-DC yüksek güçlü makine sürücülerinde, UPS’lerde, indüksiyon ısıtmada birkaç kW’tan birkaç MW’a kadar kullanılırlar. Anahtarlama hızları birkaç µsn’den 25µsn’ye ye kadardır.
İletim durumundaki gerilim düşümleri 2-3V civarındadır.
MCT (Mos kontrollü Tristör) MCT anoda göre negatif bir gate darbesiyle iletime ve pozitif bir gate darbesiyle kesime sokulur. GTO’larda olduğu gibi kesime sokmak için yüksek gate akımına gerek duymazlar. Daha yüksek güçlü elemanlar elde etmek için kolayca seri-paralel kombinasyonda bağlanabilirler. IGBT’ler ile karşılaştırılabilecek kadar anahtarlama hızları yüksektir ve daha düşük iletim gerilim düşümüne sahiptirler.
SIT (Statik İndüksiyon Tranzistör) SIT yüksek güçlü ve yüksek frekanslı bir elemandır. Normalde iletimdedir. Kesime sokmak için negatif bir gate gerilimine ihtiyaç duyarlar. Güvenilirliği, gürültüsü ve sağlamlığı MOSFET’inkine göre daha üstündür. Anahtarlama hızları MOSFET’e göre yüksektir. SIT’ler AM/FM yayıcılarında, indüksiyon ısıtmada, yüksek gerilim düşük akım güç kaynaklarında, ultrasonik generatörlerde ve lineer güç yükselteçlerinde kullanılırlar.
IGCT (İzoleli Gate’inden Komütasyonlu Tristör) Yüksek güç oranlarında IGBT ile rekabet edecek yeni bir eleman. Aslında üzerine entegre edilmiş gate sürme devreli bir GTO’dur.
MOS Turn-Off Thyristor Şimdilik deneysel amaçlı olarak kullanılıyor. Kesime girebilmesi için entegre edilmiş MOSFET’li bir tristördür.
Anahtarların Geleceği: Bir çok sayıda yeni eleman yapıları ve, mevcutlarının geliştirilmesi üzerinde halen çalışılıyor. Çok hızlı hareket eden bir teknolojiye sahip. Öyle ki 15 yıl evvel IGBT’nin daha adı bile duyulmamıştı !)
Anahtar Kapasitelerinin Özeti
ANAHTARLARDA GÜÇ KAYBI 1- İletim kayıpları: Diyot:
Transistör ve IGBT Saturasyondayken akımın gerilim düşümündeki etkisi ihmal edilir ve gerilim düşümünün VCE(sat) değerinde sabit olduğu varsayılır.
Tipik olarak; VCE(sat)=0.2 V (küçük tranzistörlerde) VCE(sat)=0.5 V (büyük tranzistörlerde)
MOSFET İletimdeyken MOSFET’ler bir direnç gibi davranırlar. Bu direnç (RDS(on) jonksiyon sıcaklığı ile değişir.
2- Anahtarlama Kayıpları: a-) Kesime Girme Kaybı: İletim ve kesim durumlarında akımın lineer olarak değiştiğini varsayalım. İndüktif yükü göz önüne alalım (Tüm uygulamaların %99.9’u) L çok büyük olsun öyle ki anahtarlam durumunda yük akımı çok az değişsin.
b-) İletime Girme Kaybı:
SOĞUTUCU TASARIMI
Turn-off Snubber
Q sürekli rejimde iletimdeyken; C kapasitesi R üzerinden boşalır ve; I d=0, IS =0 ve IC =IL olur.
Snubber dalga şekilleri
Güç Kaybı Transistörün Snubberlı durumda Turn-off güç kaybı:
Snubber Kaybı Q’nun her zaman iletime sokulduğu an snubber kapasitesi R üzerinden boşalır. Bu yüzden:
Not: Snubber+toff güç kaybı, snubbersız güç kaybından daha büyük olur. Ancak bu durum tranzistörün patlamasından daha iyidir.
Snubber direnci R’nin seçimi R direnci C kapasitesini Q iletimdeyken tamamen boşaltmalıdır. Normal olarak; 3RC = Q için min. iletim süresi. Yani;
Turn-on Snubber Devresi Turn-on snubber devreleri, yüksek anahtarlama frekanslarında turn-on anahtarlama kayıplarını azaltmak için kullanılır. Turn-on snubber devresi akım yükselirken anahtar uçlarındaki gerilimi azaltarak çalışır. Bu tip bir snubber devresi aşağıdaki iki şekilde de bağlanabilir. Her iki durumda da turn-on ve turn-off anahtarlama dalga şekilleri aynı olur. Turn-on süresince tranzistör uçlarında görülen gerilimdeki azalma Ls indüktansındaki gerilim düşümünden dolayıdır. Bu azalma;
Burada ton akımın yükselme zamanıdır. I ise yük akımının en büyük değeridir. Yada turn-on için di/dt verilmiş ise bu da yukarıdaki formülde direkt olarak kullanılabilir.
Eğer boşluk diyodunun ters düzelme tepe akımını azaltmak önem arz ediyorsa sağdaki şekilde görüldüğü gibi büyük bir Ls kullanılarak buna ulaşılabilir. Burada akımın di/dt’si Ls ile kontrol edilir ve tranzistör uçlarındaki gerilim akımın yükselmesi boyunca hemen hemen sıfırdır.
Turn-on snubber direncinin belirlenmesi Tranzistörün iletim periyotu boyunca Ls, yük akımı I’yı taşır. Tranzistör kesime girerken snubber devresinde depolanan (½)LsI2 enerjisi snubber direnci Rs’de harcanacaktır. Snubber devresinin zaman sabiti τ = Ls/Rs’dir. Rs’i seçmede aşağıdaki iki faktör göz önüne alınmalıdır: 1-Tranzistör kesime girerken turn-on snubber devresi tranzistör uçlarında aşırı bir gerilim oluşturacaktır. Bu gerilim; ∆VCEmax=Rs*I (1) 2-Tranzistör kesime girerken indüktans akımı küçük bir değere boşalmalıdır. Örneğin 0.1*I değeri. Böylelikle snubber, gelecek iletime girme anı için hazır olacaktır. Bu yüzden, tranzistörün kesimde kaldığı min. süre; (2)
Böylece, büyük indüktans değeri iletime girme anında düşük gerilime ve dolayısıyla düşük iletime girme kayıplarına neden olurken kesime girme anında anahtar üzerinde büyük aşırı gerilimler oluşacaktır. Buda gerekli min. off-state aralığını uzatacak (Denk.2) ve yüksek snubber kayıplarına neden olacaktır. Bu nedenle Rs ve Ls’i seçerken turn-off snubber daki gibi tasarım aşamaları gözetilmelidir. Turn-on snubber indüktansı yük akımını taşımak zorunda olduğundan dolayı (buda maliyeti artırır) turn-off snubber’a göre daha az kullanılır.
Yarı İletken AC Şalterler
Şalter gücü;
P = U max .I max
Her bir tristörün içinden geçen akımın ortalama değeri;
I TAV
π
Im ∫0 I m . sin ωt.dωt = 2π − cos ωt
1 = 2π
π 0
=
Im
π
Her bir tristörün içinden geçen akımın efektif değeri; I TEFF =
1 2π
π
∫
I m2 . sin
0
2
ω t .d ω t =
I m2 2π
π
∫( 0
I 1 − cos 2 ω t )dω t = m 2 2
Devreden geçen akımın efektif değeri;
Im I EFF 2 I EFF 2 = = = 2 ⇒ I TEFF = Im I TEFF 2 2 2
AC şalterin normal şalterlere göre avantajları;
Açma kapama anında ark yoktur, Ömürleri daha uzundur, Devreyi açma kapama süreleri çok daha küçüktür, Şalter güçleri daha büyüktür.
AC şalterin normal şalterlere göre dezavantajları;
Çok pahalıdırlar, Devreyi tamamen açık devre yapamazlar (Sızıntı akımından dolayı), Aşırı akım ve gerilimlere oldukça duyarlıdır.
Alternatif Akım Kıyıcıları
α’yı kontrol ederek yük geriliminin ve dolayısıyla yük akımının efektif değeri değiştirilerek yükün gücü kontrol edilir.
Harmonikler
Akım tam sinüs olmadığı için çeşitli harmonikler oluşur. Bu harmonikleri bulmak için dalga şeklini Fourier Serisine açmamız gerekir.
ao f (t ) = + a1 cos ωt + a2 cos 2ωt + .. + ak cos kωt + 2 + b1 sin ωt + b 2 sin 2ωt + .. + b k sin kωt ao dc bileşendir ve bu devrede mevcut değildir.
T
2 ak = ∫ f (t ). cos kωt.dωt T 0 T
2 bk = ∫ f (t ). sin kωt.dωt T 0
a0 = 0 Bu katsayıların ilkini alsak yeterlidir. Çünkü en etkili olan 1. harmoniktir.
i = I1Q . cos ωt + I1 A . sin ωt I1 A =
2
π
I ∫ πα
m
. sin ωt. sin ωt.dωt =
π
π Im (1 − cos 2ωt ) 1 = ∫ Im. (ωt − sin 2ωt ) I = dω t = α 2 2 πα π
2
sin 2α = .[π − α + ] 2 π Im
,
I1A= Sinüslü bileşenin 1. harmoniğinin maksimum akımıdır.
I1Q =
2
π
π
∫ I m . sin ωt. cos ωt.dωt = −
α
Im
π
. sin 2 α
I1Q= Cosinüslü bileşenin 1. harmoniğinin maksimum akımıdır.
ϕ = arctg
I 1Q I1A
− sin 2 α ϕ = arctg 1 π − α + sin 2α 2
( Aktif ve reaktif güç arasındaki açı )
Bundan dolayı meydana gelen reaktif güç;
Q1 = U
I1Q 2
Bu işaretin fourier analizi yapılırsa φ açısındaki sin2α değeri pozitif çıkar. Bu da kapasitif yük oluşturur. Bu tip devreler kompanzasyonda kullanılır.
Bu durumda α ve α1 ‘i öyle ayarlarız ki yükümüz saf omik olur. α ve α1 birbirlerini kompanze eder.
Örnek-1: 220 V’luk şebekeden beslenen 2.2 kW’lık bir dirençli ısıtıcının akımı tristörlü bir kıyıcıyla ayarlanmak istenmektedir. Α=90o olduğuna göre akımın ana bileşeninin şebeke gerilimi ile olan faz farkını ve şebekeden çekilen reaktif gücü hesaplayınız.
Örnek-2: Şekildeki devrede anahtar 460 V efektif, 60 Hz’lik bir kaynaktan omik bir yükün gücünü kontrol etmektedir. Yük direnci 20 Ω ve α=35o dir. Buna göre; a)Yük akımının tepe değerini b)Yük akımının efektif değerini c) Devrenin güç faktörünü hesaplayınız.
Tek Fazlı Doğrultucular Tüm elektronik devrelerde yer aldığı için çok önemlidir. İki temel tipi vardır: 1. Kontrolsüz doğrultucu: Sabit çıkış, diyotlar kullanılır. 2. Kontrollü doğrultucu: Değişken çıkış, tristörler kullanılır.
Doğrultucu devresi ve filtre Tek başına doğrultucu devresi düzgün bir dc vermez. İlave düzeltme devrelerine gereksinim duyulur. Düzeltmenin yapıldığı yöntemin devre çalışmasında büyük etkileri vardır. Düzeltme iki şekilde yapılabilir: 1. Kapasitif düzeltme: Çıkış gerilimini düzeltmeye yarar. Doğrultucu çıkış akımı kesiklidir (darbelidir). 2. İndüktif düzeltme: Çıkış akımını düzeltmeye yarar. Doğrultucudan çekilen çıkış akımı süreklidir. 1. yöntem düşük güçlerde çok popülerdir. 2. yöntem ise yüksek güçlerde zorunludur.
Orta Uçlu Doğrultucu
Orta Uçlu Doğrultucu Bugünlerde önemli bir devre tipi değildir. Fakat doğrultucunun temelini öğrenmek için iyi bir yaklaşım olabilir. Diyotlar ve kaynağın ideal olduğunu farz edelim yani transformatörün empedansı sıfır olsun ve çıkıştaki filtre indüktansını değeri çok büyük olsun. Bu durumda anodu en pozitif olan diyot iletime geçecektir diğer diyot ise kesimde olacaktır.
Küçük bir kaynak empedansı ile çalışma durumu
ha ve hb akımın D1’den D2’ye veya D2’den D1’e ani olarak transfer edilmesini engeller. D1 ve D2’nin iletimde olduğu VA0 ve VB0’ın sıfır geçiş civarında bir periyod elde ederiz. Bu “overlap” (çakışım) olarak bilinir. Overlap süresince eşdeğer devre;
I1+I2=Id
→ dI1/dt
+ dI2/dt = dId/dt = 0
dI1/dt = -dI2/dt V=VA0-V1 Buradan VA0-h.dI1/dt = VB0-h.dI2/dt V=VA0+h.dI2/dt
→
h.dI2/dt = V-VA0
V=VB0-V+VA0 2V=VB0+VA0 V= (VA0+VB0)/2=0 (Overlap süresince)
Overlap dalga şekilleri A alanı ha uçlarında görünür ve akımı Id’den 0’a azalır.
Overlap süresi µ’nün hesabı
Köprü Doğrultucu
VAB’nin sıfırı kestiği noktada “h” tüm diyotları iletimde kısa bir süre bırakarak “overlap” a neden olur. h’daki akımın toplam değişimi=2.Id Bu yüzden VTAA=2.Id.h olur. Overlaptan dolayı kaybolan gerilim;
Overlap süresi µ’nün hesabı
İndüktif Düzeltme L’nin boyutu nasıl hesaplanır?
V değeri Id’nin düzgün olduğu varsayılarak hesaplanır. Yani Id’nin ortalama değeri kullanılır.
Kapasitif Düzeltme
C’nin yeterince büyük olduğunu varsayalım öyle ki V sabit olsun. IR=Io eşitliğini sağlayan V herhangi bir değere oturur. Pratikte V sabit değildir ve şu şekilde değişir:
Verilen bir ∆V (ripple) değeri için kapasitenin değeri nasıl hesaplanır? Yaklaşık metot: Kapasitenin boşalma periyodunun ½ periyod sürdüğü varsayılır. Yani kapasitenin şarj süresi ihmal edilir. Buna göre;
Güç Faktörü ve Güç Elektroniği Devreleri AC sistemlerde güç faktörü;
Bir güç elektroniği devresi için (doğrultucu) güç faktörü;
Güç Faktörü ve Güç Elektroniği Devreleri Burada; I1eff/Ieff = distorsiyon faktörü’dür. cosΦ = yerdeğiştirme (displacement) faktörü’dür. Güç Faktörü = distorsiyon faktörü*yerdeğiştirme fak. Kapasitif düzeltmeli bir diyot doğrultucu devresi için distorsiyon faktörü düşüktür ve çok kötü bir güç faktörü elde ederiz (0.4 ila 0.5) İndüktif düzeltmeli bir diyot doğrultucu devresi için güç faktörü 0.9 civarında yerdeğiştirme faktörü ise 1 civarındadır.
Tek Fazlı Kontrollü Köprü Doğrultucu Tek fazlı kontrollü doğrultucular fazla bir uygulama alanı bulamamaktadırlar. Pil, akü şarjında kullanılırlar. Her bir tristörün ateşlemesi bir tetikleme devresi ile α açısı kadar geciktirilir. Bu geciktirme işlemi öyle bir noktada başlatılır ki tristör bir diyot olsaydı o noktada iletime girerdi.
Çıkış geriliminin hesabı T3 ve T4 tetiklendiğinde T1 ve T2 otomatik olarak ters polaracaktır. Bu durumda doğal komütasyon oluşacaktır. Bu çalışma şartı için 0<α<180o olması gerekir.
Yukarıdaki denklem kaynağın ideal olması durumu için geçerlidir. A alanı h uçlarında görünür ve kaynak akımını +Id’den –Id’ye değiştirir. Bu durumda A alanı;
Çıkış Gerilimi ve µ’nün Hesabı VTAA=2.Id.h=VTAB Kaybolan ortalama çıkış gerilimi;
İnversiyon (çıkış geriliminin işaretinin değiştirilmesi)
Eğer α>90o ise ortalama çıkış gerilimi negatif olur. Fakat Id sadece bir yönde akabildiğinden güç akışı ters çevrilir. Buna “İnversiyon” denir. Bu durumun sağlanabilmesi için dc tarafta ters çıkış gerilimine karşı akım akışını sağlayacak bir kaynak olmalıdır. Örneğin generatör olarak çalışan bir dc motor. Overlap ihmal edildiğinde;
Ana bileşen, E.sinwt’ye göre >90o geridedir. Bu yüzden güç AC kaynağa akar. α’nın sınırlaması: Her bir tristör için ters polarma zamanı, uygun bir çalışma için tq ‘dan uzun olmalıdır.
Daha önceki şekle baktığımızda ters polarma süresi; 180o-(α+µ) idi. 180o-(α+µ)>tq olmalıdır. Pratikte α’daki sınır 150o-160o civarındadır. Kaynak indüktansı büyükse overlap büyüyeceğinden α daha küçük olmalıdır.
Üç Fazlı Kaynakların Özeti Yıldız bağlı bir kaynağı göz önüne alalım:
Daima A, B, C faz sırasını göz önüne alalım. Öyle ki B, A’dan geride C ise B’den geridedir.
Yani; VAN = E.sin ωt VBN = E.sin(ωt − 2π / 3) VCN = E.sin(ωt − 4π / 3) = E.sin(ωt + 2π / 3) VAB = 3.E.sin(ωt + π / 6) VBC = 3.E.sin(ωt − π / 2) VCA = 3.E.sin(ωt + 5π / 6)
Üç fazlı kaynak gerilim dendiğinde bunun anlamı fazlararası efektif gerilimdir. Böylece 380 V, 50 Hz, üç fazlı sistem demek;
3E = 380V; ω = 100π 2
3-Fazlı Yarım Dalga Kontrolsüz Doğrultucu (O3) VAN = E.sin ωt VBN = E.sin(ωt − 2π / 3) VCN = E.sin(ωt − 4π / 3)
1. 2. 3. 4.
Hat Akımının Önemli Özellikleri Yerdeğiştirme Faktörü: Hat akımının ana bileşeni ile ona ilişkin faz gerilimi arasındaki faz kaymasının kosinüsü Distorsiyon Faktörü: Ana akımın rms değeri / Toplam akımın rms değeri F örü: Vrms.I1rms.cosΦ / Toplam VA (rms) Güç Gakt çarpımı Harmonikler: Hat akım dalga şekli:
Harmonikler an=0 simetriklikten dolayı ao=Idc=0
Bizim durumda θ=120o’dir. Bu durumda; Eğer 3 ve 3’ün katı harmonikler de olsaydı akım dalga şeklimiz tam bir kare dalga olurdu.
Yerdeğiştirme Faktörü Hat akımının ana bileşeni ile ona ait faz gerilimi arasındaki açının kosinüsüdür. Yandaki şekilden de görüldüğü gibi faz kayması sıfırdır. Yerdeğiştirme faktörü = cos(0) = 1
Distorsiyon Faktörü D.F=Ana akımın rms değeri / Toplam akımın rms değeri
Güç Faktörü Bize ne kadarlık bir VA’in Watt’a dönüştüğünü söyler.
Farzedelim ki gerilim bozulmamış tam bir sinüs olsun. Bu durumda faz başına: Gerçek iş = Vrms.I1rms.yerdeğiştirme faktörü Toplam rms VA çarpımı = Vrms.Irms
Güç Faktörü = Yerdeğiştirme Fak * Distorsiyon Fak. Güç faktörü iyi değil. Bunun anlamı; akım büyük olmasına karşın güç büyük değil.
Çift Tristörlü DC Kıyıcı
T2’nin kesime girmesi durumunda dalga şekilleri Maksimum E, IL ve tq tristör için gerekli c’nin değerini belirler. Kıyıcıdan elde edilebilecek max. çıkış, tam D1 iletime girerken T1’in tekrar tetiklenmesiyle elde edilir. Min. Çıkış ise birkaç faktöre bağlıdır. Vo ortalamanın küçük değerlerinde T1 kısa bir süre için iletimde kalır. Böylece C kapasitesi +E’ye tekrardan dolamaz. Verilen bir yük akımı için bu T2 ateşlendiğinde T1 için az bir trv süresi sağlar.
Min. çıkış geriliminde max. yük akımını uygun bir R değeri belirlemek için bilmemiz gerekir.
Devrenin Çalışması T1 veT2 iletime girdiklerinde di/dt akımını sınırlamak için konan indüktansın değeri çok küçüktür. Yük akımının sabit olduğu kabul edilmektedir. T1’in iletimde T2’nin kesimde olduğunu göz önüne alalım. Akım kaynaktan yüke T1 üzerinden akacaktır. Diyot ters polardığı için iletmeyecektir. (T2 tristörü de kesimdedir) Komütasyon kondansatörü C, R üzerinden exponansiyel olarak +E gerilimine dolmuştur (mavi ile gösterilen polaritede). Yük uçlarındaki gerilim +E’dir ve kondansatör dolduğundan Ic akımı sıfırdır. T1 uçlarındaki gerilim ise bu tristör iletimde olacağından sıfır olacaktır. T1’i kesime sokmak istediğimiz an T2’yi iletime sokarız. Bu durum iletimdeki iki tristör l ve C’den oluşan bir döngü ortaya çıkaracaktır. C’deki enerji yüzünden saat yönünün tersinde
Devrenin Çalışması akan akım bu döngüde çok hızlı olarak yükselecektir (di/dt, l tarafından sınırlanır) ve çok çabuk olarak yük akımına eşit bir değere ulaşacaktır. Bu anda T1’deki akım sıfıra ulaşır ve T1 kesime girer. Bu kısa süre içinde çok küçük bir şarj C’den kaybolur. Yük akımı T2 , C ve l üzerinden akmaya başlar ve bu yüzden VT1=-Vc olur. Dolayısıyla T1 ters polarır. Yük akımı C’nin ters yönde şarj olmasına neden olur (çünkü IL sabittir) ve kapasitör gerilimi –E’ye yükselir (kırmızı polarite). T1, kondansatör gerilimi sıfıra ulaşıncaya kadarlık sürede ters polarmış durumda kalır. Bu süre tristörün tq süresinden daha büyük olmalıdır. Eğer küçük olursa tristör kesime giremeyebilir. Kondansatör gerilimi –E’ye ulaştığında diyot uçlarındaki gerilim sıfıra eşit olacaktır. İndüktif yükten ve IL’nin sabit olmasından dolayı kondansatör gerilimi –E’den biraz daha fazla bir gerilime şarj olur (diyodun eşik gerilimi kadar) ve diyot düz polarıp
Devrenin Çalışması İletime girerek yük akımını T2 ve kondansatörden alır. T2 kesime giremeyecektir çünkü akım R üzerinden akmaya devam edecektir. T2’den akan akım E/R olacaktır ve bu akım küçük bir değerdedir. Kondansatörün gerilimi ise –E’de kalacaktır (kırmızı polaritede). Devre şu anda T2’nin ilettiği T1’in iletmediği konuma gelmiştir. Devrenin orijinal konumuna gelmesi için T1 iletime sokulur. Bu durumda Ic akımı + yönde çok çabuk olarak yükselir ve IT2 hızla sıfıra düşer. IT2=E/R gibi küçük bir değere sahip olduğundan dolayı bu çok hızlı olur. Biz bu yüzden bu olayın sıfır zamanda olduğunu varsayabiliriz. Kondansatörden dolayı uçlarındaki gerilim negatif olan T2 kesime girer. i’ sıfıra düşer ve T1 yük akımını D üzerinden alır. Kondansatör exponansiyel olarak R üzerinden +E’ye dolar (mavi polaritede).
Rezonans DC Kıyıcı
Devrenin Çalışması T1 iletimdeyken yük akımı T1 üzerinden akar. D1 ise ters polardığı için kesimdedir. Kondansatör R üzerinden +E geilimine dolmuştur. T1’i kesime sokmak için T2 iletime sokulur. Sinüsoidal bir rezonans akımı T2, L, C ve T1’den akacaktır (R’yi ihmal ederek). Rezonans periyodunun yarısından sonra rezonans akımı IR sıfıra gidecektir ve D2 iletime geçecektir. IT1=IL-IR olduğundan dolayı IR akımı IL’ye ulaştığında IT1 sıfıra gider ve T1 kesime girer. Bu noktada kondansatör gerilimi eksi değerdedir ve T1 ters polarmış durumdadır. IR=IL olduğunda rezonans sönmüş olacaktır ve kondansatör + yönde dolmaya başlayacaktır. Kondansatör gerilimi +E’ye ulaştığında D1 iletime girer ve IL D1 ve D2 arasında paylaşılır. Devre bu durumda tekrar rezonansa girer ve ¼’lük periyottan sonra IR sıfıra düşer ve D2 kesime girer. Bu durumda D1 yük akımının tamamına sahiptir ve komütasyon tamamlanır. D1 iletime girmeye
Devrenin Çalışması başladığında L’de biriken enerji C’ye gider ve kondansatör gerilimi +E’den daha yüksek bir gerilimde kalır. Kondansatördeki bu fazlalık enerji gelecek komütasyondan önce R’de harcanır.
İnverter Devreleri •İnverterler sabit bir DC kaynaktan değişken genlikli ve frekanslı AC kaynak sağlarlar. İnverterlerin en önemli uygulama alanı değişken hızlı asenkron motor sürücüleridir. VX İletimdeki
Anahtarlanan Elemanlar
I
Q1
+
E
Q1
Q1
-
E
D1
Q2
+
0
D2
Q2
-
0
Q2
Hiç biri
+
0
D2
Hiç biri
-
E
D1
Her ikisi
BNG
N
q
Elemanlar
Tek Fazlı İnverter Aşağıdaki inverter devresi aynı zamanda 4 bölgeli DC kaynak olarak da kullanılabilir. (±V, ±I 4 bölge olarak adlandırılır.) 4 bölgeli kıyıcı, H-köprü, yada anahtarlama kuvvetlendiricisi olarak da adlandırılır. Yüksek performanslı DC motor sürücülerinde kullanılır. Bu tip devrelerin çok yaygınca kullanılmasından dolayı bir çok yarıiletken üreticileri modül olarak anahtar üretirler.
Üreticiler IPM’s (Intellegent Power Modules) de üretirler. Bunlar güç anahtarları, sürme devreleri ve korumaları da içerir. Tek fazlı inverterlerin uygulama alanları: 1. Statik Frekans Değiştiricileri (SFC): Küçük iş yerlerinde kullanılır.
2. UPS (Kesintisiz Güç Kaynakları) Önemli araç ve gereçler için kullanılır. Yani elektrik kesildiğinde aletin çalışmasını devam ettirir.
Tek Fazlı İnverterin Çalışması Anahtarlanan IL’nin İletimdeki VL Anahtarlar yönü Anahtarlar
Idc=0 veya Idc= I IL I
Idc’nin yönü
Q1 Q4
+
Q1 Q4
E
+
Q1 Q4
-
D1 D4
E
-
Q2 Q3
+
D2 D3
-E
-
Q2 Q3
-
Q2 Q3
-E
+
Q1 Q3
+
D3 Q1
0
0
Q1 Q3
-
D1 Q3
0
0
Q2 Q4
+
D2 Q4
0
0
Q2 Q4
-
Q2 D4
0
0
Devre yüke +E, -E veya 0 voltu tranzistör bazlarını anahtarlayarak sağlayabilir. VL’nin ±E ve 0 olduğu zamanı yüksek frekansta modüle ederek, istediğimiz herhangi düşük frekanslı dalga şeklini inverter çıkışında elde edebiliriz. Örnek olarak ortalama değeri farklı DC elde edelim: Q1 ve Q4 iletimde 0 ≤ t ≤ dT Q2 ve Q3 iletimde dT ≤ t ≤ T 0
VL ortalama, +E ile –E arasında değişir.
Bu durum DC motoru kontrol etmenin bir yolu olarak görülebilir. AC çıkış elde etmek için VL’nin ortalama değeri sıfır olmalı ve darbelerin genişlikleri VL sinüzoidal olacak şekilde ayarlanmalıdır. Darbelerin frekansı iyi bir sonuç almak için arzu edilen çıkış frekansından oldukça daha büyük olmalıdır.
Ana çıkışın genliğini modülasyon işaretinin genliğini değiştirerek kontrol edebiliriz. Bu Darbe Genişlik Modülasyonu (PWM) olarak adlandırılır. Yukarıdaki kare dalga şeklinden ana harmonik bileşenini elde etmek için filtre kullanırız.
Genelde yük indüktiftir. Yük indüktansı alçak geçirgen filtre gibi davranır. Bu durumda yük, ekstra filtreye ihtiyaç duymaksızın yeterli sayılabilir. Sonuçta yük akımı sinüzoidaldir.
Tek Fazlı Köprü Gerilim Kaynaklı İnverter
Devrenin Çalışması Devrede Q1 ve Q2 tranzistörleri, baz akımlarını uygulayarak yada keserek ters olarak 180o aralıklarla iletime veya kesime sokulurlar. Tranzistör uçlarındaki gerilim düşümlerini ihmal edersek yükün A ucu bu yüzden sırayla DC kaynağın ya pozitif ucuna yada negatif ucuna bağlanır. Buna benzer olarak yükün B, ucu Q3 ve Q4 anahtarlarıyla DC kaynağın pozitif yada negatif uçlarına bağlanır.Q1 ve Q4 aynı anda anahtarlandığında DC gerilim (Vd), yük uçlarında görülür. Benzer olarak Q2 ve Q3 ilettiğinde DC gerilim ters yönde yük uçlarında görülecektir. Eğer tranzistörlerin iletime ve kesime girme süreleri ihmal edilirse A ve B uçlarındaki gerilimler kare dalga şekillerine sahip olacaklardır. DC kaynağın orta noktasını kullanmamamıza rağmen referans olarak almamız uygun olacaktır. Bu durumda kutup gerilimleri, VAo ve VBo, Vd/2 genliğine sahip
olacaktır. Yük uçlarının DC kaynağın ortasına göre gerilimleri kutup gerilimleri olarak adlandırılır. Q1 ve Q4 aynı anda iletime sokulup çıkarılır ve Q2 ve Q3 de aynı anda iletime sokulup çıkarılır. Bu yüzden yük uçlarındaki gerilim, VAB; VAB= VAo-VBo olur. Çıkış gerilimi kare dalga olarak Vd genliğine sahiptir. Saf rezistif yük için yük akım dalga şekli, gerilim dalga şekli ile aynı olur. Bu durumda akım ani olarak yön değiştirebileceği için boşluk diyotlarına gerek olmayacaktır.
Akım Dalga Şekilleri İnverter indüktif bir yükü besliyorsa, akım uygulanan gerilimden geride olur. Yukarıdaki şekilde inverterin bir R-L yükünü beslediği durumda yük akımının dalga şekli gösterilmektedir. Akım exponansiyel olarak değişir ve yük geriliminin polaritesi değiştiğinde yükün ani güç harcaması negatif olur. Çünkü akım ve gerilim ters polaritelere sahiptir. Bu durumda indüktif yükte depolanan enerji boşluk diyotları üzerinden DC kaynağa geri verilir. Eğer inverter ileri güç faktörlü bir yükü besliyorsa bu durumda yükün enerjisi DC kaynağa geri verilebilir. Bu durum için yük, inverter çıkış frekansından daha yüksek bir frekansa sahip olan seri RLC devresinden oluşabilir. Bu durumda yük akımı yaklaşık olarak sinüzoidaldir ve yük gerilimi yön değiştirmeden önce akım yön değiştirir.
Aşağıdaki şekilde gösterildiği gibi gerilimin her bir yarı periyodundan sonunda öyle bir kısım vardır ki yük gerilimi ve akımı farklı işaretlere sahiptir. Bu durumda yükteki enerji boşluk diyotları vasıtasıyla kaynağa geri verilir. İleri güç faktörlü yük, tranzistör akımının, gerilimin yarı periyodundan önce sıfıra düşmesine neden olur ve yük akımı yön değiştirerek boşluk diyotlarından artarak akmaya başlar. Diyotun ileri yöndeki gerilim düşümü tranzistöre küçük bir ters gerilim uygular. Bu gerilimin uygulanma süresi yarı periyodun kalan kısmı boyuncadır. Bu yük koşulu için tranzistör kendi kendine kesime girme kabiliyetine gerek duymaz ve bu yüzden bu inverter devresinde tranzistörler yerine zorlamalı komütasyon devreleri gerekmeksizin tristörler kullanılabilir. Çünkü diyot üzerindeki gerilim düşümü tristöre ters olarak uygulanır. Bu süre içinde tristörden geçen akım sıfır olacağından tristör doğal olarak kesime girecektir. Bu, tristör yük komütasyonu olarak adlandırılır.
DC Kaynak Akımı DC kaynak akımının dalga şekli yük akımınınkine benzer olur. Sadece yük akımında pozitif olarak görünen diyot akımları DC kaynak akımında negatif olarak görünür. Çünkü bu durumda yük akımı kaynağa geri verilir. Ortalama DC kaynak akımı invertere verilen ortalama güç ile belirlenir. İnverter hemen hemen kayıpsız olduğu için ortalama DC akım Watt olarak ortalama yük gücü ile orantılı olacaktır. İnverter AC bir motoru besleyebilir. Motor hızı ani olarak azaldığında tranzistörler yarı periyotta halen anahtarlandığı halde boşluk diyotları iletime girecek ve motordaki enerji DC kaynağa geri verilecektir. Bu durumda ortalama DC akım negatiftir. Bir DC akü bu gerilimi absorbe edebilir fakat doğrultucu edemez. Bu yüzden DC link konverterde DC linkteki kapasitör gerilimi aşırı şarjdan dolayı artacaktır. Bu durumda bu aşırı enerjiyi harcamak için dinamik Breaking Resistor’ler kullanılır.
Frekans ve Gerilim Kontrolü İçin Metotlar Çeyrek-Kare Dalga Metodu İnverter bacaklarının her ikisi arzu edilen frekansta bir kare dalga ile anahtarlanır. Çıkıştaki ana harmoniğin genliğini ayarlamak için iki kare dalga arasındaki faz kayması ayarlanır. VL’nin ana bileşeninin tepe değeri:
AC ve DC Taraftaki Harmonikler Arasındaki İlişki
İnverterde bir enerji depolanmasının ve herhangi bir kaybın olmadığını varsayıyoruz. Bu yüzden:
E’nin sabit olduğunu varsayarsak; idc(t)’nin frekans spektrumu, V (t).iac(t)’nin E sabiti ile skalalanmış frekans spektrumu ile aynı olacaktır.
Genel olarak V(t) ve i(t), ana bileşen artı harmonik serileri cinsinden yazılabilir (yani Fourier Serisi): ve Bu yüzden;
Bu sonuç, AC taraftaki her bir gerilimin harmoniği AC taraftaki her bir akım harmoniği ile etkileşime girerek, (N+M) toplam ve (N-M) fark frekanslarda DC akımda iki bileşen ürettiğini gösterir.
Aynı frekanstaki akımlar ve gerilimler arasındaki etkileşim, DC akımda; DC bileşen ve iki kat frekansta (2N) bir bileşen üretir. Bu da bize tek fazlı bir inverterin DC linkinde niçin çok büyük 2. harmonik akımı mevcut olduğunu açıklamaktadır (AC taraftaki akım ve gerilimin ana bileşenleri arasındaki etkileşimden dolayı (N=M=1)). Sistemdeki aktif güç akışının, DC gerilim sabit olduğundan dolayı sadece DC link akımındaki DC bileşenden dolayı oluştuğunu not ediniz. Bu da sadece AC tarafta aynı frekanstaki akım ve gerilim bileşenleri arasındaki etkileşimden oluşmaktadır. AC taraftaki farklı frekanslardaki (N≠M) akım ve gerilim bileşenleri arasındaki etkileşim, inverterin DC ve AC tarafları arasındaki enerji osilasyonundan sorumlu DC tarafta iki harmoniğe neden olur. Bu durumda net enerji akışı yoktur. Çünkü;
Burada γN N. harmonik frekansındaki yük faz açısıdır.
Örnek : İnveterin AC tarafında ana harmonik ve 18. ile 20. harmonikleri olduğunu göz önüne alın. Diğer tüm harmonikleri ihmal edin. Bu durumda AC taraftaki gerilim ve akım harmoniklerinin etkileşiminin DC taraftaki akım harmoniklerine yansımasını bulunuz.
* gerçek güç akışını göstermektedir.
AC side harmonics
DC side current harmonics
Voltage
Current
1
1
0 (dc) *
2
1
18
17
19
1
20
19
21
18
1
17
19
18
18
0 (dc) *
36
18
20
2
38
20
1
19
21
20
18
2
38
20
20
0 (dc) *
40
PWM TEKNİKLERİ (DARBE GENİŞLİK MODÜLASYONLARI)
PWM Tekniği Tek Fazlı köprü inverterler için PWM’in iki temel şekli vardır. İki Seviyeli PWM Çıkış durumları için sadece +E (Q1 ve Q4 on) ve –E (Q2 ve Q3 on) kullanılır. Anahtarlama işaretlerinin elde edilmesi tek fazlı değişken frekans ve gerilim göz önüne alınarak yapılır. En basit yöntem doğal örnekleme tekniğidir.
İki Seviyeli PWM (Doğal Örnekleme) Modülasyon indexi:
Modülasyon derinliği:
Tek Fazlı Köprü İnverter Frekans oranı:
fc/fm Frekans oranı tam sayı ise sistem senkrondur. Aksi halde sistem asenkrondur.
Doğal örnekleme ile İki Seviyeli PWM’in Elde Edilmesi
Doğal örneklemede MI=Md’dir. Md<1 tutulur. İnverterden PWM dalga şeklinde değişken bir modülasyon frekans bileşeni elde etmek için, c(t) sabit genlikte tutularak M(t)’nin genliği değiştirilir. Modülasyon frekansı da M(t)’nin frekansı değiştirilerek kontrol edilir. Böylece inverter çıkışında değişken frekans ve genlik elde edilir.
PWM Dalganın Spektrumu PWM dalga Modülasyon frekansı bileşeninden (yani arzulanan frekanstan) ve taşıyıcı frekans ve o frekansın katlarından oluşan harmoniklere sahiptir. fc fc±2 fm 2fc±fm 3fc fc±4fm 2fc±3fm 3fc±2fm v.s v.s v.s v.s
İki Seviyeli PWM İçin Elde Edilen Dalga Şekilleri 1 0.5 0 -0.5 -1 0
0.002
0.004
0.006
0.008
0.01
0.012
0.014
0.016
0.018
0.02
0
0.002
0.004
0.006
0.008
0.01
0.012
0.014
0.016
0.018
0.02
0
0.002
0.004
0.006
0.008
0.01 Zaman (sn)
0.012
0.014
0.016
0.018
0.02
100
Vab (V)
50 0 -50 -100
Yük Akimi (A)
10 5 0 -5 -10
1 0.5 0 -0.5 -1 0
0.01
0.02
0.03
0.04
0.05
0.06
0
0.01
0.02
0.03
0.04
0.05
0.06
0
0.01
0.02
0.03 Zaman (sn)
0.04
0.05
0.06
100
Vab (V)
50 0 -50 -100
Yük Akimi (A)
10 5 0 -5 -10
1 0.5 0 -0.5 -1 0
0.01
0.02
0.03
0.04
0.05
0.06
0
0.01
0.02
0.03
0.04
0.05
0.06
0
0.01
0.02
0.03 Zaman (sn)
0.04
0.05
0.06
100
Vab (V)
50 0 -50
Yük Akimi (A)
-100
5 0 -5
Üç Seviyeli PWM İki seviyeli PWM sıfır volt gerilim koşulunu kullanmaz. Çıkış gerilimi sadece ±E’den oluşur. Eğer çıkışta ±E ve 0 volt elde edilirse bu durumda daha iyi bir sonuç elde edilir. Bu üç seviyeli PWM olarak adlandırılır. VAo ve VBo’ın her ikisi de iki seviyeli PWM dalga şekline sahiptir ve daha önce bahsedildiği gibi aynı genlik spektrumuna sahiptir. Bununla birlikte VAo ve VBo’daki bazı bileşenler aynı fazda bazıları da 180o faz farklıdır. VAB uçlarında sadece faz bileşenlerinin dışında kalan işaretler görülür. Aynı fazdaki bileşenler görülmez. BU bileşenler: fc±2fm 3fc fc fc±4fm 3fc±2fm v.s 3fc±4fm
Üç Seviyeli PWM Faz dışındaki bileşenler VAB’de görülür. Bu bileşenler: fm 2fc±fm 2fc±3fm v.s Üç seviyeli PWM verilen bir taşıyıcı frekans için daha iyi bir spektrum üretir.
Üç Seviyeli PWM
Üç Seviyeli PWM’in Elde Edilmesi
Üç Seviyeli PWM İçin Elde Edilen Dalga Şekilleri 1 0.5 0 -0.5 -1 0
0.002
0.004
0.006
0.008
0.01
0.012
0.014
0.016
0.018
0.02
0
0.002
0.004
0.006
0.008
0.01
0.012
0.014
0.016
0.018
0.02
0
0.002
0.004
0.006
0.008
0.01 Zaman (sn)
0.012
0.014
0.016
0.018
0.02
100
Vab (V)
50 0 -50 -100
Yük Akimi (A)
10 5 0 -5 -10
1 0.5 0 -0.5 -1 0
0.01
0.02
0.03
0.04
0.05
0.06
0
0.01
0.02
0.03
0.04
0.05
0.06
0
0.01
0.02
0.03 Zaman (sn)
0.04
0.05
0.06
100
Vab (V)
50 0 -50 -100
Yük Akimi (A)
10 5 0 -5 -10
1 0.5 0 -0.5 -1 0
0.01
0.02
0.03
0.04
0.05
0.06
0
0.01
0.02
0.03
0.04
0.05
0.06
0
0.01
0.02
0.03 Zaman (sn)
0.04
0.05
0.06
100
Vab (V)
50 0 -50 -100
Yük Akimi (A)
10 5 0 -5 -10
3 Fazlı PWM
Üç Fazlı Köprü İnverter
Üç Fazlı PWM’in Elde Edilmesi
Taşıyıcı (Anahtarlama) Frekansın Seçimi Daima anahtarlama kayıplarıyla kaliteli dalga şekli arasında bir uyuşma vardır. Tipik değerler: Üç fazlı IGBT inverter için; 1 kW 16 kHz 100 kW 5 kHz 1 MW 1 kHz Tipik üç fazlı inverterler için: 10 kW 14 kHz 2-5 kHz 55 kW 1 MW 400-800 Hz
Ticari PWM Üretimi Doğal örnekleme şu anda çok az kullanılmaktadır. Doğal örneklemede bir mikroişlemciyle darbe sürelerini hesaplamak mümkün değildir. Bunun yerine “düzenli örnekleme” tekniği kullanılır. Bu teknikte modülasyon işareti M(t) örneklenir ve fc veya 2fc lik bir frekansta tutulur. Daha sonra örneklenmiş bu işaret taşıyıcı dalga c(t) ile karşılaştırılır. Bu durumda darbe süreleri mikroişlemcilerle kolayca hesaplanabilir. Çünkü darbe genişlikleri sabit bir çizgiyi kesen çözüme sahiptir.
1. 2. 3.
Bunun için; Örneklenecek sinüs dalgası mikroişlemci hafızasında depolanır. 1. madde kullanılarak darbe genişlikleri hesaplanır. PWM dalga şekillerini üretmek için 2’deki sonuçlar bir zamanlayıcıya (timer) yüklenir.
