1 Electrónica Analógica II
AMPLIFICADOR DE INSTRUMENTACIÓN Diego Manchay Estudiante de Ingeniería Eléctrica, U.P.S. (
[email protected]) Resumen.-En la industria especialmente en la Automatización de procesos un amplificador de instrumentación es un dispositivo creado a partir de amplificadores operacionales. Que está diseñado para tener una alta impedancia de entrada y un alto rechazo al modo común (CMRR), esto para la operación de la resta de sus dos entradas multiplicada por un factor. Palabras claves.-Amplificador, instrumentación, operacional. Abstrac.-In the industry especially in Automation of an instrumentation amplifier is a device created from operational amplifiers. That is designed to have a high input impedance and a high common mode rejection ratio (CMRR), this for the operation of subtraction of its two inputs multiplied by a factor. Keys word.- Amplifier, instrumentation, operational.
I. INTRODUCCIÓN Los amplificadores de instrumentación surgen ante la necesidad de medir tensiones de un nivel muy bajo en presencia de señales indeseadas (ruidos); por ejemplo. La salida de un puente de medida con transductores de la figura 1.
función descrita, sin embargo, no es así, ya que surge una serie de inconvenientes que más adelante se analizarán II. MARCO TEÓRICO. 2.1. AMPLIFICADOR DE INSTRUMENTACIÓN
Un amplificador de instrumentación es un circuito con entrada diferencial cuya función principal es amplificar con precisión las señales de muy bajo nivel aplicadas a su entrada, eliminando además las posibles señales interferentes y de ruido que lleguen en modo común. Para esto tiene que tener las siguientes características: Ganancia diferencial en lazo cerrado estable, que pueda ajustarse externamente sin modificar sensiblemente sus características de entrada. Rechazo al modo común (CMR) alto, tanto en continua como a las frecuencias a las que pueda aparecer ruido en modo común a la entrada. Impedancia de entrada elevada. Tensión y corriente de offset bajas y con pocas derivas. Impedancia de salida baja. Tensiones de entrada en modo común altas.
Figura 1. Puente de medida con transductor Por lo general, la señal que se obtiene en un puente de medida al variar la resistencia del transductor tiene un nivel muy bajo, por lo que se ha de recurrir a la utilización de un amplificador para adaptarla en nivel a los siguientes circuitos del sistema. Normalmente estas tensiones diferenciales de bajo nivel se encuentran superpuestas a tensiones de modo común elevadas, como pueden ser las interferencias debidas a la frecuencia de la red, o a la tensión de polarización del sensor; con lo cual debemos recurrir al empleo de algún dispositivo que presente un rechazo del modo común (CMR) muy elevado, para eliminar sus efectos en la salida. Ante esta situación, se puede pensar que un simple amplificador diferencial podría realizar perfectamente la
Comercialmente se dispone tanto de circuitos integrados monolíticos como de circuitos integrados híbridos y circuitos modulares que cumplen estas condiciones. Para el caso de estos dos últimos, todos los modelos tienen una estructura que deriva de una básica llamada amplificador de instrumentación con tres A.O’s. El estudio de este circuito es de gran interés por cuanto se puede realizar empleando componentes discretos, incluso de bajo coste, obteniéndose a veces prestaciones suficientes para muchas aplicaciones, con un coste económico inferior al de los montajes comerciales integrados. En el circuito de la figura 2 puede considerarse como el esquema clásico para la realización de un amplificador de instrumentación, donde se ha colocado el circuito equivalente de la fuente de señal.
2 Electrónica Analógica II Amplificar la tensión diferencial. Proporcionar un ajuste cómodo de la ganancia mediante Rg. Presentar una elevada impedancia de entrada. 2. El CMR total depende del que presente la etapa diferencial de salida, y de la ganancia diferencial de la primera etapa, si suponemos R1=R2: Figura 2. Amplificador de instrumentación básico. El circuito está formado por una primera etapa con salida y entrada diferencial de alta impedancia, que amplifica únicamente la tensión diferencial de entrada; la segunda etapa es un amplificador diferencial con salida unipolar y ganancia en modo común nula idealmente. Suponiendo A.O.’s ideales:
Como la segunda etapa es un diferencial, si lo suponemos equilibrado (R3R6=R4R5), resulta la siguiente expresión de la tensión de salida.
(1) Que bajo el supuesto R1=R2, resulta:
(2)
(4) En el estudio anterior, hemos considerado los AO’s ideales, si tenemos en cuenta su CMR finito y que la ganancia diferencial de la segunda etapa es la unidad, obtendríamos la siguiente expresión del CMR total:
(5) Vemos que si los AO’s 1 y 2 son idénticos sus efectos en cuanto al modo común se pueden anular. Por ello cuando queramos construir un amplificador de instrumentación, conviene utilizar un circuito integrado con dos AO’s para construir la primera etapa, Porque al haber sido realizados bajo las mismas condiciones, es más probable que sus características sean más similares. El CMRR es el debido a las resistencias de la etapa diferencial R3, R4, R5 y R6. Este vale:
En la segunda etapa vemos:
(6) Analizando esta expresión, el peor caso será para el denominador máximo (pues la variación relativa del numerador es mucho menor que la del denominador). Si suponemos de forma general que la ganancia de la etapa diferencial es “K”, tenemos la siguiente relación entre las resistencias: (3) Donde se observa que la tensión en modo común vista por la segunda etapa es igual a la que hay en la entrada más un término que depende de la tensión diferencial, que va a producir una variación del modo común en función de esta tensión de entrada. Para eliminar el término de Vd debemos conseguir que se cumpla la igualdad R1=R2, Condición que es normal aplicar en el diseño de cualquier amplificador de instrumentación. De este análisis podemos sacar las siguientes conclusiones: 1. La ganancia al modo común de la primera etapa es la unidad, siendo sus funciones:
(7) Si suponemos todas las resistencias con una tolerancia de ±a, para el peor caso tendremos:
Sustituyendo estos valores y haciendo la aproximación de que a<<1, nos queda la siguiente expresión de gran interés para calcular CMRR: (8)
3 Electrónica Analógica II 2.2. CARACTERÍSTICAS DE ENTRADA DE AMPLIFICADOR DE INSTRUMENTACIÓN
UN
Evidentemente es deseable aproximarse al máximo a las características del amplificador de instrumentación ideal, seguidamente se estudian las características no ideales de estos dispositivos, considerando el modelo de amplificador de instrumentación real de la figura 3.
Por otra parte si la Zicm no es igual en las dos entradas, ni lo son las resistencias de salida de la fuente de señal y los cables de transmisión, la señal se dividirá desigualmente en las dos entradas produciendo una tensión diferencial, debido al modo común, que no se puede separar de la que realmente queremos amplificar. Este hecho puede deteriorar sensiblemente el CMR del circuito
2.2.2.
No linealidad.
La linealidad de la función de transferencia de un amplificador se mide respecto al caso ideal que correspondería con una función de transferencia constituida por una recta, tal y como se representa en la figura 4. Figura 3. Modelo de un amplificador de instrumentación real. 2.2.1.
Impedancia de entrada.
El hecho de que las impedancias de entrada sean finitas contribuye a la existencia de un error en la ganancia efectiva debido a la resistencia de salida de la fuente. La impedancia Zid representa la impedancia de entrada diferencial, depende de Rg y por ello de la ganancia diferencial. La impedancia de entrada en modo común Zicm está representada por dos componentes iguales entre cada entrada y masa. Esta impedancia puede haber sido medida de dos formas: 1. Como la existente entre cada entrada por separado y masa, siendo entonces su representación en el circuito equivalente a la mostrada en la figura 3. 2. Como la medida entre las dos entradas cortocircuitadas y masa. En este método obtendremos evidentemente la mitad que en la anterior. Es importante que consideremos que la representación del circuito equivalente es tan sólo conceptual. Por ello, la carga que ofrece el amplificador a la señal diferencial es Zid y la que presenta al modo común es Zicm, como queda en evidencia a la vista de las definiciones de estas. La impedancia de entrada diferencial, debido a la resistencia de salida de la fuente de señal, nos va a producir una pérdida de ganancia. El error de ganancia supuesto Rs=Rs1+Rs2, tendrá el valor
(9)
Figura 4. No linealidad de la función de transferencia de un amplificador. Existen varias definiciones de linealidad según la recta que consideremos. Nosotros vamos a usar la recta que mejor se adapte a la función de transferencia del amplificador, que suele ser la utilizada por los fabricantes cuando nos dan la linealidad de un AI integrado. Esta recta no tiene por qué pasar por el origen, ni presentar la pendiente marcada por la ganancia esperada del AI. Tiene que ser aquella que nos del menor valor de no linealidad (NL), definida como:
2.2.3.
Rechazo al modo común.
Como se ve en la figura 3, la tensión de salida tiene dos componentes. Una de ellas es proporcional a la tensión de entrada diferencial y la otra a la tensión de modo común. La tensión de modo común que aparece entre los terminales de entrada del amplificador se define como Ecm=(E2+E1)/2. Esta puede consistir en una cierta tensión de modo común de la fuente más cualquier tensión de ruido, En, entre el
4 Electrónica Analógica II común de la fuente y el del amplificador. La constante Gd representa el factor de ganancia del amplificador diferencial (fijado por la resistencia exterior de selección de ganancia), mientras que la constante Gg/CMR representa la ganancia al modo común del amplificador. El CMRR (relación de rechazo al modo común) está directamente relacionado con la ganancia diferencial y aumenta cuando lo hace esta. Idealmente deben seguir la misma progresión, es decir si Gd aumenta 20 dB el CMRR debería aumentar 20 dB (suponiendo que Gcm se mantiene constante); pero en los circuitos reales esto no se cumple y el aumento de CMRR es menor. Se expresa habitualmente para los valores máximo y mínimo de la ganancia del amplificador y se mide en decibelios. Tensión de offset. Otro parámetro que define las características de un AI es la tensión de offset y su deriva. La mayoría de los AI son dispositivos de dos etapas: tienen una etapa de entrada de ganancia variable y otra de salida de ganancia fija. Por lo tanto podemos definir los siguientes parámetros: VIOS (Tensión offset de la etapa de entrada). Es la tensión que debe aplicarse a la entrada de la etapa de entrada para forzar que su salida sea nula. VOOS (Tensión offset de la etapa de salida). Es la tensión que deberá aplicarse, en el caso de que sea accesible, a la entrada de la etapa de salida para producir una salida de cero voltios. VOS (Tensión offset global). Es la tensión total de offset, referida a la entrada. Considerando que la etapa de entrada es la que presenta la ganancia diferencial del amplificador de instrumentación (a la segunda etapa se le suele asignar la unidad), la expresión del voltaje offset total será la siguiente:
(10) Se puede ver que a la salida tendremos un offset total de VOS Gd. La tensión de offset inicial suele ser ajustable a cero. Por tanto, la deriva de tensión es el término más importante porque no puede ser anulada. Tiene también dos componentes: una debida a la etapa de entrada del amplificador y la otra debida a la de salida. Cuando el amplificador trabaja en alta ganancia, domina la deriva de la etapa de entrada. Los coeficientes de variación de los voltajes de offset con la temperatura vienen dados por:
Deriva de la tensión offset de la etapa de entrada:
Deriva de la tensión offset de la etapa de salida:
Con lo cual, para calcular la tensión offset total a una temperatura T, cuando previamente se ha hecho el ajuste de offset nulo a una temperatura T0, se aplica la siguiente expresión:
(11) 2.2.4.
Técnicas para aumentar el CMRR.
En un sistema de medida, la señal del sensor debe ser enviada al AI a través de un par de cables. Estos están expuestos a ruidos externos que se superpondrán a la señal medida que se transmite por ellos. Los métodos de disminuir el acoplamiento de ruidos incluyen en la mayoría de los casos apantallar los cables de transmisión con una malla (conductor externo que rodea totalmente al interno), y conectar esta malla a masa, reduciéndose así las interferencias. Por la proximidad del conductor interno y externo de los cables apantallados, la capacidad que se forma entre estos no es despreciable y nos puede causar un deterioro del CMR del amplificador.
Figura 5. Efectos de las líneas de transmisión de señal. El circuito de esta situación se ve en la figura 9, donde C1 y C2 representan las capacidades de los cables apantallados, y R1, R2 la resistencia de la fuente de señal. Se ve que la señal en modo común se puede reflejar con atenuaciones diferentes en las dos entradas del AI, creando una tensión diferencial que varía con el modo común y por ello no se puede separar de la que realmente se quiere amplificar. Tensión que además aumenta al hacerlo la frecuencia de la señal en modo común. Por otro lado, la tensión diferencial sufrirá una atenuación que también aumentará al hacerlo la frecuencia de la señal, reduciendo con ello el ancho de banda de la transmisión. Aunque este último efecto es en
5 Electrónica Analógica II muchas ocasiones despreciable debido a las bajas frecuencias de las componentes de la señal diferencial.
internos por lo que se elimina el efecto de la capacidad tanto para la señal diferencial como la del modo común.
En el circuito de la figura 5 se ve que si se cumple la condición R1C1=R2C2, la tensión de salida diferencial debida al modo común es nula. Se podría pensar hacer unos ajustes para que se cumpliese la condición, pero esta es una solución poco adoptada debido a la sensible inestabilidad de los parámetros de la línea.
Con la guarda activa eliminamos el efecto de los cables de transmisión de la señal, con lo que los errores de CMR que nos quedan son los debidos al propio AI. Una forma de eliminar este error es eliminando el modo común que ve el amplificador. Un circuito que realiza esta función es el que se muestra en la figura 7, que se basa en realimentar la tensión en modo común, obtenida por ejemplo como en la figura 6, al circuito de entrada.
Para eliminar el efecto de las capacidades, debemos utilizar la técnica de la guarda activa. Ésta consiste en conseguir que el potencial de malla externa del cable sea lo más próximo posible al del conductor interno (en el caso ideal igual). La tensión de guarda para eliminar el efecto del modo común se puede conseguir directamente como la media aritmética de las dos entradas, tal y como se muestra en la figura 6. Hay que destacar que con esto no se elimina la reducción del ancho de banda de la transmisión producido por estas capacidades, pues la tensión en las guardas es igual a la del modo común que se diferencia del conductor interno en la tensión diferencial (como consecuencia de aplicar el principio de superposición).
Figura 7. Eliminación de la tensión común de entrada por realimentación. Analizando el circuito respecto al modo común, para lo que cortocircuitamos los generadores de tensión diferencial:
(12)
Figura 6. Obtención de la tensión de guarda en un AI con tres AO’s. En la figura 6, si suponemos que la etapa de entrada del AI es completamente simétrica, con las resistencias R es fácil deducir que se obtiene en su punto medio una tensión igual al modo común de entrada. Si los cables apantallados presentan capacidades altas y las señales en modo común son de alta frecuencia, la tensión para guarda activa debe presentar una baja impedancia de salida, para poder seguir las variaciones del modo común. Un método para conseguir esta baja impedancia de salida es mediante un buffer o seguidor de tensión para alimentar las mallas. Por último, si deseamos no sólo rechazar el modo común, sino también mejorar el ancho de banda de la transmisión, podemos alimentar de forma independiente ambas mallas con tensiones sacadas de los puntos 1 y 2 de la figura 6, bien directamente o por medio de buffer. De esta forma, las tensiones de las mallas son iguales a las de los conductores
Vemos que si la ganancia A en lazo abierto del AO es elevada, anulamos la tensión en modo común. Hay que tener en cuenta que aunque en continua la ganancia en lazo abierto es muy alta, disminuye sensiblemente al aumentar la frecuencia de la señal, con lo que debe evaluarse para elegir el AO adecuado. Otro circuito que pretende también disminuir el error por el modo común, es el que se muestra en la figura 8. Este tiene la primera etapa amplificadora (U1,U2) alimentada mediante una tensión flotante (no referenciada a la masa del circuito), e independiente de la alimentación de U3 y U4, que sí está referenciada a masa. La referencia interna de U1 y U2 es igual a la Vcm de entrada, con lo que la tensión en modo común vista por ellos es siempre nula y por ello el error también. Este hecho viene limitado por la ganancia finita en lazo abierto de U4, y por su CMR, puesto que la tensión en modo común que ve es igual al de la tensión de entrada.
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Figura 8. Eliminación alimentación flotante.
del
modo
común
mediante
El rechazo total del circuito al modo común tiene la siguiente expresión:
(13) Dónde: A12: ganancia diferencial de la etapa formada por U1 y U2. 1/CMR12=(1/CMR1)-(1/CMR2) 1/CMR3=(1/CMRU3)+(1/CMRres) CMR1, CMR2, CMRU3, CMR4: rechazos al modo común de los AO’s. Hay que notar que para los valores normales de estos parámetros la expresión anterior se puede aproximar a:
Figura 9. Amplificador de instrumentación programable PGA206 En este modelo las entradas analógicas están protegidas contra sobretensiones de hasta 40 voltios, incluso sin alimentación. Las resistencias internas están ajustadas por láser para conseguir una baja tensión de offset y pequeñas derivas. La entrada puede provenir de un sistema multicanal multiplexado puesto que el amplificador tiene un tiempo de asentamiento muy corto. Además las entradas tipo FET eliminan los errores debidos a la corriente de polarización y a la resistencia parásita serie asociada a los multiplexores analógicos. III. ANALISIS Y RESULTADOS
CMR=A12CMR3 Amplificadores de instrumentación de ganancia programable. Se ha visto anteriormente que la mayoría de los amplificadores de instrumentación se basan en la estructura básica o estándar que llamamos “circuito con tres AO’s”, que se caracteriza porque el valor de su ganancia dependía de una resistencia externa RG. Algunos fabricantes incorporan en sus montajes una red de resistencias seleccionables digitalmente, para hacer las veces de RG y así poder cambiar el valor de la ganancia mediante un control digital, desde por ejemplo el sistema de adquisición de datos, constituyendo lo que se denomina amplificador de instrumentación de ganancia programable. Un amplificador de este tipo se puede realizar mediante componentes discretos, utilizando resistencias y puertas analógicas, pero las características obtenidas serán, en la mayoría de las ocasiones, sensiblemente inferiores a las de los dispositivos integrados. En la figura 9 se puede ver el esquema del amplificador de instrumentación con ganancia programable PGA206/207 de Burr-Brown. La ganancia de este amplificador se puede controlar por medio de las entradas A1 y A2 para conseguir ganancias de 1, 2, 4 u 8 en el PGA206 y de 1, 2, 5 ó 10 en el PGA207. Estas entradas controlan una red de resistencias que configuran la realimentación de la primera etapa del amplificador de instrumentación.
Cuando se tenga que escoger un amplificador de instrumentación, será necesario conocer primero las características que debemos exigirle según nuestra aplicación. Los datos proporcionados por el fabricante, no es inmediato deducir si el circuito es o no apropiado para cumplir las especificaciones requeridas. La solución al problema no está en elegir el mejor Amplificador de Instrumentación, sino aquel que reúna las exigencias mínimas al precio más bajo posible. Esto mismo puede aplicarse a toda una cadena de medida. Con la finalidad de sistematizar, en la medida de lo posible, el análisis de una cadena de medida, se van a estudiar los errores de un Amplificador de Instrumentación, agrupándolos en dos parámetros que nos permitan trabajar de manera cómoda, en el análisis y diseño de un sistema de medida: no linealidad (NL) y no exactitud (NE).
Con este documento se conoció el funcionamiento del Amplificador de Instrumentación, y constatar que las características necesarias para escoger cada opción para una variable, por lo que se puede concluir que éste es un amplificador muy eficiente en la industria. Como recomendación para el uso de estos amplificadores se puede mencionar que es importante verificar las correctas
7 Electrónica Analógica II conexiones y polarizar siempre el amplificador antes de ponerle una señal de entrada, y en caso de obtener ruido ponerle en paralelo a los voltajes de polarización un capacitor cerámico de 0.1uF.
IV. REFERENCIAS [1] www.electronicafacil.net, «AMPLIFICADOR INVERSOR,» [En línea]. Available: http://www.electronicafacil.net/tutoriales/AMPLIFICADO R-INVERSOR.php. [Último acceso: 29 05 2013].
[2] R. F. Coughlin , F. F. Driscoll ,( CAP 8 Amplificadores diferenciales de Instrumentación y de puente )Amplificadores Operacionales y Circuitos Integrados Lineales. Primera edición,Pretice Hall, Mexico.pp 216-230. 2004
